JPH0746796B2

JPH0746796B2 - デジタル信号伝送方法

Info

Publication number: JPH0746796B2
Application number: JP61035938A
Authority: JP
Inventors: 均 ▲高▼井
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1986-02-20
Filing date: 1986-02-20
Publication date: 1995-05-17
Anticipated expiration: 2010-05-17
Also published as: JPS62193425A

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野本発明は、市街地などにおける無線伝送のようなマルチ
パス伝送路において、デジタル信号を伝送するデジタル
信号伝送方法に関するものである。

従来の技術近年、移動通信の分野でも、秘話性の向上や通信の高度
化、あるいは周辺の通信網との整合性からデジタル化が
進みつつある。しかし、そのような需要が最も集中する
と考えられる市街地では、ビルなどの建造物による反射
や回折などによるマルチパスによって、通信品質が著し
く劣化する。デジタル伝送の場合、マルチパスを構成す
るそれぞれの波の伝播遅延時間差がデータタイムスロッ
トに対して無視できなくなると、波形歪や同期系の追従
不良によって、符号誤り率特性が著しく劣化する。

以下、図面を参照しながら、上述した従来のデジタル信
号伝送方法の一例について説明する。

第８図は従来のデジタル信号伝送方法の伝送信号の位相
遷移を示すものである。Ｔはデータの１タイムスロット
を示している。データが１の時、位相が180°遷移し、
データが０の時は位相遷移を起さない。この信号様式は
差動符号化２相位相変調と呼ばれる。

このような伝送信号を検波するには、例えば１タイムス
ロットの遅延線を有する遅延検波で行うことができる。
今、マルチパスの代表的な例として、タイムスロットに
比べて無視できない伝播遅延時間差τを持つ２波のマル
チパス下において、検波出力信号がどのようになるかを
考えてみる。なお、時間的に先行して来る波を直接波、
遅れてくる波を遅延波と呼ぶことにする。

第９図は、２波マルチパス下において、第８図に示した
ような伝送信号が遅延検波された時、検波出力信号がど
のようになるかを説明した図である。第９図（ａ）は、
直接波の位相遷移を示したものである。これに対して、
伝播遅延時間差τだけ遅れて来た遅延波の位相遷移は、
第９図（ｂ）のようになる。ある時点の検波出力は、そ
の時の２波の合成位相と、１タイムスロット前の２波の
合成位相とのベクトル内積である。例えば、第９図
（ｃ）において、Ｂの区間の検波出力は、Ｂ′の時の２
波合成位相とＢの時のそれとのベクトル内積の値にな
る。

第10図は、Ａ〜Ｃの各時点における検波出力を求めるた
め、直接波と遅延波の合成位相を図示したものである。
なお、直接波と遅延波の振幅比をρ、位相差をαとし
た。第10図より、第９図（ｃ）のＡ〜Ｃの各時点の検波
出力は次のようになる。

Ａ……不定Ｂ……１＋ρ^２＋２ρcosα Ｃ……不定区間ＡおよびＣでは、それぞれ前および後のタイムスロ
ットのデータ値によって不定になる。遅延検波後、通
常、不要な雑音成分を除去するため低域通過フィルタが
入るので、最終的な検波出力信号波形は、第９図（ｃ）
の実線の波形にフィルタがかかり、第９図（ｃ）の点線
で示したような波形になり、アイパターンの一部を構成
する。ところで、ρが１に近く、αが180°近辺の場
合、有効な検波出力であるＢの区間の検波出力は、ほぼ
零になる。従って、アイは閉じ、符号誤り率特性は劣化
する。また、この時、区間ＡおよびＣの無効な検波出力
が、区間Ｂの有効な検波出力よりはるかに大きいため、
アイが時間軸方向に大きく揺らぎ、再生クロックが追従
できず、符号誤り率はさらに著しく劣化する。（例え
ば、尾上他、“伝播遅延時間差を有するレイリーフェー
ジングにおける符号誤り率特性”、信学技報、CS81−16
8、1982、あるいは、高井他、“多重波伝搬による瞬時
符号誤りとビット同期系に基づく誤り発生機構の分
析”、信学技報、CS83−158、1984）発明が解決しようとする問題点しかしながら上記のような方法では、前述のようにマル
チパルスによる波形歪が著しく、符号誤り率の劣化が著
しい。特に、信号のS/N比と誤り率の関係を調べてみる
と、S/N比を向上させても誤り率が減少しない領域が存
在する。このような符号誤りは軽減不能誤りなどと呼ば
れている。このような、いわゆる軽減不能誤りのため
に、実際の市街地でのデータ伝送速度は大きく制限を受
け、高速伝送は不可能である。

本発明は上記問題点に鑑み、市街地などのマルチパス伝
送路において、高速デジタル伝送の行なえるデジタル信
号伝送方法を提供するものである。

問題点を解決するための手段上記問題点を解決するために、本発明のデジタル信号伝
送方法は、データの各タイムスロットを複数種類の比率
で前半部分と後半部分に分け、前記前半部分と後半部分
の間に、隣合うタイムスロットで交互に進相方向あるい
は遅相方向に複数種類の角度の位相遷移を有し、任意の
タイムスロット内の前半部分と後半部分の比率および位
相遷移量と、所定の偶数タイムスロットだけ後のタイム
スロット内の前半部分と後半部分の比率および位相遷移
量とはそれぞれ等しく、前記所定の偶数タイムスロット
だけ離れた、これら両者のタイムスロットのそれぞれ前
半部分および後半部分どうしの間の位相差に伝送される
情報がある信号を伝送信号として用いるものである。

作用本発明は上記したような伝送信号を用いることにより、
遅延検波を行った時、タイムスロットごとに２種類の有
効な検波出力を得ることができる。そして、これらの出
力を合成することによる１種のダイバーシチ効果によ
り、マルチパス下における符号誤り率は著しく改善され
る。さらに、各タイムスロットに、位相遷移角度の種類
および前半部分と後半部分の比率の種類だけの、異なる
２種類の有効な検波出力の組を得ることができるので、
バースト誤りが軽減され、誤り訂正が簡略化でき、ひい
てはマルチパス下における符号誤り率はさらに改善され
る。以上のような効果により、マルチパス伝送路におい
て従来より高速のデジタル伝送が可能になる。

実施例以下本発明の一実施例のデジタル信号伝送方法につい
て、図面を参照しながら説明する。

第１図は本発明のデジタル信号伝送方法の伝送信号の位
相遷移を示す位相遷移図である。以下、第１図を用いて
本発明のデジタル信号伝送方法の伝送信号について説明
する。

第１図に示したように、データの１タイムスロットは前
半部分と後半部分に分れる。１タイムスロットの時間を
Ｔ、前半部分の時間をT₁₁，T₂₁，T₃₁，T₄₁、後半部分の
時間をT₁₂，T₂₂，T₃₂，T₄₂として示した。そして、前半
部分と後半部分の間には、φ_１〜φ_４で示したような位
相遷移が必ずある。これらの位相遷移の向きは、隣合う
タイムスロットで進相、遅相が交互に現れる。また、遷
移量はタイムスロットによって複数種類ある。つまり、
第１図において、位相軸の正は進相であっても遅相であ
っても良く、位相遷移方向は交互に現れる。一方、位相
遷移量は、この例では、φ_１，φ_２，φ_３，φ_４で示し
た４種類が存在する。なお、位相遷移量の種類の数は、
この例では４種類であるが、任意に選ぶことができる
し、一部に重複があっても良い。また、前半部分と後半
部分との比率、T₁₁：T₁₂，T₂₁：T₂₂，T₃₁：T₃₂あるいは
T₄₁：T₄₂も、この例では４種類であるが、任意に選ぶこ
とができるし、一部に重複があっても良い。ただし、第
１図に示したように、2nタイムスロットだけ離れた、両
タイムスロット内の位相遷移両および比率は等しくなけ
ればならない。従って、2nは位相遷移量と比率の組の種
類の数以上であれば、任意に選ぶことができる。勿論、
ｎは自然数である。

あるタイムスロット内の位相遷移の場所と、その2nタイ
ムスロット後のタイムスロット内の位相遷移の場所は、
両タイムスロットの前半部分と後半部分の比率がそれぞ
れ等しいので、それぞれタイムスロット内の同位置にあ
る。また、両タイムスロットの前半部分どうし、およ
び、後半部分どうしの位相差は、両タイムスロット内の
位相遷移が同量、同方向であるので等しい。第１図にお
いては、例えば、第３タイムスロットと第2n＋３タイム
スロットの位相差は、図に示したようにθであり、位相
遷移の場所はそれぞれタイムスロット内の同位置にあ
る。このような2nタイムスロットだけ離れたタイムスロ
ット間の位相差θの値によってデジタル情報が伝送され
る。例えば、θのとりうる値として０°および180°の
２相系を用いれば、それぞれに対応して０と１を割り当
てることにより、１ビットの情報が伝送される。また、
θとして０°,90°,180°,270°の４相系を用いれば、
２ビットの情報が伝送される。さらに、θの値として
は、０°,45°,90°，……の８相系、同様に０°,22.5
°,45°,67.5°……の16相系などの２のべき乗の多相系
のものや、以上の内の一部の角度しか使わないものや、
さらに２のべき乗でない多相のもの、およびθのとりう
る値の間隔が一定でないものでも良く、θの値は、その
値と伝送される情報が対応しておれば、任意の値で良
い。

以上のように、本発明のデジタル信号伝送方法の伝送信
号の位相遷移は、T₁₁，T₁₂，T₂₁，T₂₂，T₃₁，T₃₂，
T₄₁，T₄₂…，φ_１，φ_２，φ_３，φ_４…，θ,nの値によ
り様々なものがあるが、以下、第２図から第４図に例を
示す。

第２図は、ｎ＝1,φ_１＝45°，φ_２＝135°で、前半部
分と後半部分の比率はT₁₁：T₁₂とT₁：T₂₂の２種類の
時、θ＝０°,180°に対応して、１タイムスロットにつ
いて１ビットのデータを伝送する伝送信号の位相遷移の
例を示している。

第３図は、第２図の場合と同様にｎ＝1,φ_１＝45°，φ
_２＝135°で、前半部分と後半部分の比率はT₁₁：T₁₂とT
₂₁：T₂₂の２種類の時、θ＝０°,180°に対応して、１
タイムスロットについて１ビットのデータを伝送する伝
送信号の位相遷移の例を示している。本発明のデジタル
信号伝送方法の伝送信号においては、隣合うタイムスロ
ットの前半部分および後半部分どうしの位相差、正確に
は初期位相差は、自由に選ぶことができる。第３図の場
合の初期位相差は、第２図の場合の初期位相差より、45
°あるいは135°ずれている。

第４図は、ｎ＝1,φ_１＝45°，φ_２＝135°で、前半部
分と後半部分の比率はT₁₁：T₁₂とT₂₁：T₂₂の２種類の
時、θ＝０°,90°,180°,270°に対応して、それぞ
れ、（0,0），（1,0），（1,1），（0,1）のように１タ
イムスロットについて２ビットのデータを伝送する伝送
信号の位相遷移の例を示している。なお、この場合、オ
フセット４相位相変調のように、例えばθ＝０°,90°,
270°のように４相系の角度の一部しかとらないもので
あっても良い。

次に、本発明のデジタル信号伝送方法がマルチパス歪に
対して強い理由を例を用いて説明する。

以下の説明においては、本発明のデジタル信号伝送方法
の伝送信号の一例として、第２図あるいは第３図のよう
なθ＝０°,180°つまり２相系の伝送信号を用いて説明
する。また、マルチパスのモデルとしては、代表的な２
波モデルを考える。時間的に先行して来る波を直接波、
遅れてくる波を遅延波と呼ぶことにする。

本発明のデジタル信号伝送方法は、2nタイムスロットの
遅延線を用いた遅延検波によって検波される。検波回路
の構成の一例を第５図に示した。ただし、第５図におい
て、１は入力端子、２は乗算器、３は2nタイムスロット
遅延器、４は低域通過フィルタ、５は検波出力端子であ
る。

第６図は、２波マルチパス下において、これらの伝送信
号が第５図の検波回路で検波された時の検波出力信号が
どのようになるかを説明した図である。第６図（ａ）
は、直接波の任意のタイムスロットと、その2nタイムス
ロット後のタイムスロットの位相遷移の様子を示したも
のである。両タイムスロット内の位相遷移の場所は、そ
れぞれのタイムスロット内の同位置にあり、また、それ
ぞれの位相遷移の大きさおよび向きは等しく、大きさを
φで示した。これに対して、タイムスロットに比べて無
視できない。伝送遅延時間差τだけ遅れて来た遅延波の
位相遷移は、第６図（ｂ）のようになる。ある時点の検
波出力は、その時の２波の合成位相と、2nタイムスロッ
ト前の２波の合成位相とのベクトル内積である。例え
ば、第６図（ｃ）において、Ｂの区間の検波出力は、
Ｂ′の時の２波合成位相とＢの時のそれとのベクトル内
積の値になる。

第７図は、Ａ〜Ｅの各時点における検波出力を求めるた
め、直接波と遅延波の合成位相を図示したものである。
なお、直接波と遅延波の振幅比をρ、位相差をαとし
た。また、第６図（ａ）および第６図（ｂ）の位相軸
は、正が進相であっても、遅相であっても良いが、進相
方向とした。従って、奇数タイムスロットでは進相の位
相遷移があるとする。第７図より、低域通過フィルタ４
による波形の変形がない、あるいは、遮断周波数がデー
タ伝送速度に比べて充分高い場合、第６図（ｃ）のＡ〜
Ｅの各時点の復調出力は次のようになる。

Ａ……不定Ｂ……１＋ρ^２＋２ρcosα …… Ｃ……１＋ρ^２＋２ρcos（α±φ） …… Ｄ……１＋ρ^２＋２ρcosd …… Ｅ……不定区間ＡおよびＥでは、それぞれ前および後のタイムスロ
ットのデータ値によって不定になる。ρおよびαの値に
より、B,DおよびＣの区間のいずれかの検波信号が零に
なっても、他方は零になることはない。なお、式の複
号は、位相遷移φが遅相の時＋、進相の時−である。例
えば、第６図あるいは第７図においては、φは進相とし
たので、この時は式の複号は−である。なお、偶数タ
イムスロットについては、そのタイムスロット内の位相
遷移は遅相であるので、この場合は、式の複号が＋に
なるだけで、まったく同様である。

実際には、低域通過フィルタ４の遮断周波数は符号間干
渉が生じない程度に低く選ばれる。従って、低域通過フ
ィルタ４は通過した後の検波出力信号は、第６図（ｃ）
の実線の波形にフィルタがかかり、第６図（ｃ）の点線
に示したようにアイパターンの一部を形成する。前述の
ように、区間ＢおよびＤと区間Ｃは相補的な検波出力を
生じるので、アイが閉じることはない。また、これらの
有効な検波出力の少なくとも一方は、区間ＡまたはＥの
無効な検波出力に比べて小さくなることはないので、ア
イの時間軸方向の揺らぎは軽減され、再生クロックの追
従不良による符号誤り率の劣化も少ない。

以上のように、本発明のデジタル信号伝送方法は、区間
ＢおよびＤと区間Ｃの互いに異なった検波出力を合成す
ることによる、一種のダイバーシチ効果により、マルチ
パスによる波形歪は受けにくい。さらに、位相遷移の場
所を示す、タイムスロットの前半部分と後半部分の比率
は複数種類あるので、有効な検波出力を示している区間
B,C,Dの構成比率は、複数存在する。この構成比率が変
化すると、主に伝播遅延時間差τに対する誤り率特性が
変化する。特に、タイムスロットの前半部分と後半部分
の比率を意図的に1:1から変えることにより、より長い
遅延時間差を有するマルチパス伝送路に対し、区間Ｂあ
るいは区間Ｄのどちらかと、区間Ｃとが存在するように
でき、誤り率特性を改善できる（電子通信学会技術研究
報告SAT86−23参照）。これは、逆に言えば、同一の伝
送路（遅延時間差一定）に対し、より高速の伝送ができ
ることを意味する。また、位相遷移の向きおよびφの値
も複数種類あるので、区間Ｃの検波出力は複数種類存在
する。従って、特定の多重波条件において、ある位相遷
移量および比率を持つタイムスロットの誤り率が劣化し
たとしても、この位相遷移量および比率以外の位相遷移
量および比率を持つタイムスロットの誤り率は必ずしも
劣化しない。つまり、送られてきたデータ列にバースト
的な誤りを生じることが少なく、誤り訂正を簡易にする
ことができる。以上のように、マルチパス伝送路におい
て、従来の方法より符号誤り率特性は著しく改善され、
高速のデジタル伝送が可能になる。

なお、この説明においては、第２図あるいは第３図のよ
うなθ＝０°,180°などの２相系の伝送信号を例にして
説明したが、θの値として他の値を用いる伝送信号にお
いてもまったく同様な原理によって符号誤り率特性は著
しく改善される。例えば、θが４相系,8相系など多相系
の場合は、第５図の１タイムスロット遅延器３の出力に
さらに90°移相器を接続し、この出力信号を参照信号と
して直交軸についても遅延検波を行う必要がある。しか
し、検波回路の構成は複雑になるが、それぞれの検波軸
の検波出力は以上の説明とまったく同様、やはり、２種
の有効な検波出力を持ち、両者を合成することによる一
種のダイバーシチ効果により、符号誤り率特性は著しく
改善される。そして、この２種の有効な検波出力の組
は、位相遷移量および前半部分と後半部分の比率の組の
種類だけ存在し、バースト誤りが軽減される。なお、４
相、８相と多値化することにより、同一タイムスロット
長に対して、それぞれ伝送速度を２倍、３倍に上げるこ
とができ、より高速の伝送において、良好な誤り率特性
を発揮させることができる。

つまり、第１図に示したような位相遷移をする伝送信号
を用いる本発明のデジタル信号伝送方法は、T₁₁，T₁₂，
T₂₁，T₂₂，T₃₁，T₃₂，T₄₁，T₄₂…，φ_１，φ_２，φ_３，
φ_４…、θ、ｎを自由に選べ、それらの各値の違いにか
かわらずすべて、互いに異なった２種の有効な検波出力
を合成することによる、一種のダイバーシチ効果、およ
び、タイムスロットによって複数種類の２種の有効な検
波出力の組を持つことによる、バースト誤り軽減効果に
より、マルチパス伝送路において、従来の方法より符号
誤り率特性は著しく改善され、高速のデジタル伝送が可
能になる。

特に、本発明は、マルチパス伝送路での特性改善に寄与
する、タイムスロット内の所定の角度の位相遷移の大き
さ、および、所定の比率で表されるタイムスロット内の
位置のパラメタの組み合わせを複数種類有し、しかも各
々任意に選ぶことができて、伝送路条件等他の制約条件
に合わせて最適のパラメタに設定することが可能であ
り、さらには情報位相の多相化と併せて、より高速で、
より高品質の伝送が可能となる。

発明の効果以上のように本発明は、データの各タイムスロットを複
数種類の比率で前半部分と後半部分に分け、前記前半部
分と後半部分の間に、隣合うタイムスロットで交互に進
相方向あるいは遅相方向に複数種類の角度の位相遷移を
有し、任意のタイムスロット内の前半部分と後半部分の
比率および位相遷移量と、所定の偶数タイムスロットだ
け後のタイムスロット内の前半部分と後半部分の比率お
よび位相遷移量とはそれぞれ等しく、前記所定の偶数タ
イムスロットだけ離れた、これら両者のタイムスロット
のそれぞれ前記前半部分および後半部分どうしの間の位
相差に伝送される情報がある信号をを伝送信号として用
いることにより、マルチパス伝送路において、従来より
高速のデジタル伝送が可能になる。

特に、本発明は、マルチパス伝送路での特性改善に寄与
する、タイムスロット内の所定の角度の位相遷移の大き
さ、および、所定の比率で表されるタイムスロット内で
の位置のパラメタの組み合わせを複数種類有し、しかも
各々任意に選ぶことができて、伝送路条件等他の制約条
件に合わせて最適のパラメタに設定することが可能であ
り、さらには情報位相の多相化と併せて、より高速で、
より高品質の伝送が可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明のデジタル信号伝送方法の伝送信号の位
相遷移図、第２図，第３図，第４図はその伝送信号の一
例の位相遷移図、第５図は第２図あるいは第３図に示し
たような本発明のデジタル信号伝送方法の伝送信号に対
応する検波回路の一例の構成図、第６図と第７図は本発
明のデジタル信号伝送方法がマルチパス歪に強いことを
説明する、検波出力信号の波形図およびマルチパス波の
合成位相を示すベクトル図、第８図は従来のデジタル信
号伝送方法の伝送信号の位相遷移図、第９図および第10
図は従来のデジタル信号伝送方法がマルチパス歪に弱い
ことを説明する、検波出力信号の波形図およびマルチパ
ス波の合成位相を示すベクトル図である。１……入力端子、２……乗算器、３……2nタイムスロッ
ト遅延器、４……低域通過フィルタ、５……検波出力端
子。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】デジタルデータを伝送する伝送装置におい
て、データの各タイムスロットを複数種類の比率で前半
部分と後半部分に分け、前記前半部分と前記後半部分の
間に、隣合うタイムスロットで交互に進相方向あるいは
遅相方向に複数種類の角度の位相遷移を有し、任意のタ
イムスロット内の前記前半部分と前記後半部分の前記比
率および前記位相遷移量と、所定の偶数タイムスロット
だけ後のタイムスロット内の前記前半部分と前記後半部
分の前記比率および前記位相遷移量とはそれぞれ等し
く、前記所定の偶数タイムスロットだけ離れた、これら
両者のタイムスロットのそれぞれ前記前半部分および前
記後半部分どうしの間の位相差に伝送される情報がある
伝送信号を用い、前記所定の偶数タイムスロットだけ信
号を遅延させることのできる遅延線を用いる遅延検波に
よって検波されることを特徴とするデジタル信号伝送方
法。
【請求項２】位相差は０および180のいずれかであるこ
とを特徴とする特許請求の範囲第（１）項記載のデジタ
ル信号伝送方法。
【請求項３】位相差は０、90、180、270のいずれかであ
ることを特徴とする特許請求の範囲第（１）項記載のデ
ジタル信号伝送方法。
【請求項４】位相差は360を８分割した角度のいずれか
であることを特徴とする特許請求の範囲第（１）項記載
のデジタル信号伝送方法。
【請求項５】位相差は360を16分割した角度のいずれか
であることを特徴とする特許請求の範囲第（１）項記載
のデジタル信号伝送方法。