JPH0746797B2

JPH0746797B2 - デジタル信号伝送方法

Info

Publication number: JPH0746797B2
Application number: JP61035943A
Authority: JP
Inventors: 均 ▲高▼井
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1986-02-20
Filing date: 1986-02-20
Publication date: 1995-05-17
Anticipated expiration: 2010-05-17
Also published as: JPS62193426A

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野本発明は、市街地などにおける無線伝送のようなマルチ
パス伝送路において、デジタル信号を伝送するデジタル
信号伝送方法に関するものである。

従来の技術近年、移動通信の分野でも、秘話性の向上や通信の高度
化、あるいは周辺の通信網との整合性からデジタル化が
進みつつある。しかし、そのような需要が最も集中する
と考えられる市街地では、ビルなどの建造物による反射
や回折などによるマルチパスによって、通信品質が著し
く劣化する。デジタル伝送の場合、マルチパスを構成す
るそれぞれの波の伝播遅延時間差がデータタイムスロッ
トに対して無視できなくなると、波形歪や同期系の追従
不良によって、符号誤り率特性が著しく劣化する。

以下、図面を参照しながら、上述した従来のデジタル信
号伝送方法の一例について説明する。

第12図は従来のデジタル信号伝送方法の伝送信号の位相
遷移を示すものである。Ｔはデータの１タイムスロット
を示している。データが１の時、位相が180°遷移し、
データが０の時は位相遷移を起さない。この信号様式は
差動符号化２相位相変調と呼ばれる。

このような伝送信号を検波するには、例えば１タイムス
ロットの遅延線を有する遅延検波で行うことができる。
今、マルチパスの代表的な例として、タイムスロットに
比べて無視できない伝播遅延時間差τを持つ２波のマル
チパス下において、検波出力信号がどのようになるかを
考えてみる。なお、時間的に先行して来る波を直接波、
遅れてくる波を遅延波と呼ぶことにする。

第13図は、２波マルチパス下において、第12図に示した
ような伝送信号が遅延検波された時、検波出力信号がど
のようになるかを説明した図である。第13図（ａ）は、
直接波の位相遷移を示したものである。これに対して、
伝播遅延時間差τだけ遅れて来た遅延波の位相遷移は、
第13図（ｂ）のようになる。ある時点の検波出力は、そ
の時の２波の合成位相と、１タイムスロット前の２波の
合成位相とのベクトル内積である。例えば、第13図
（ｃ）において、Ｂの区間の検波出力は、Ｂ′の時の２
波合成位相とＢの時のそれとのベクトル内積の値にな
る。

第14図は、Ａ〜Ｃの各時点における検波出力を求めるた
め、直接波と遅延波の合成位相を図示したものである。
なお、直接波と遅延波の振幅比をρ、位相差をαとし
た。第14図より、第13図（ｃ）のＡ〜Ｃの各時点の検波
出力は次のようになる。

Ａ……不定Ｂ……１＋ρ^２＋２ρcosα Ｃ……不定区間ＡおよびＣでは、それぞれ前および後のタイムスロ
ットのデータ値によって不定になる。遅延検波後、通
常、不要な雑音成分を除去するため低域通過フィルタが
入るので、最終的な検波出力信号波形は、第13図（ｃ）
の実線の波形にフィルタがかかり、第13図（ｃ）の点線
で示したような波形になり、アイパターンの一部を構成
する。ところで、ρが１に近く、αが180°近辺の場
合、有効な検波出力であるＢの区間の検波出力は、ほぼ
零になる。従って、アイは閉じ、符号誤り率特性は劣化
する。また、この時、区間ＡおよびＣの無効な検波出力
が、区間Ｂの有効な検波出力よりはるかに大きいため、
アイが時間軸方向に大きく揺らぎ、再生クロックが追従
できず、符号誤り率はさらに著しく劣化する。（例え
ば、尾上他、“伝播遅延時間差を有するレイリーフェー
ジングにおける符号誤り率特性”、信学技報、CS81−16
8、1982、あるいは、高井他、“多重波伝搬による瞬時
符号誤りとビット同期系に基づく誤り発生機構の分
析”、信学技報、CS83−158、1984）発明が解決しようとする問題点しかしながら上記のような方法では、前述のようにマル
チパスによる波形歪が著しく、符号誤り率の劣化が著し
い。特に、信号のS/N比と誤り率の関係を調べてみる
と、S/N比を向上させても誤り率が減少しない領域が存
在する。このような符号誤りは軽減不能誤りなどと呼ば
れている。このような、いわゆる軽減不能誤りのため
に、実際の市街地でのデータ伝送速度は大きく制限を受
け、高速伝送は不可能である。

本発明は上記問題点に鑑み、市街地なとのマルチパルス
伝送路において、高速デジタル伝送の行なえるデジタル
信号伝送方法を提供するものである。

問題点を解決するための手段上記問題点を解決するために、本発明のデジタル信号伝
送方法は、データの各タイムスロットを複数種類の比率
で前半部分の後半部分に分け、前記前半部分と後半部分
の間に、１種類あるいは複数種類の角度の大きさの位相
遷移を有し、前記位相遷移の向きは任意の周期を持つ任
意の系列に従い、任意のタイムスロット内の位相遷移
と、所定のタイムスロットだけ後のタイムスロット内の
位相遷移とはそれぞれの大きさおよび向きが等しく、ま
た、前記位相遷移の遷移位置を示す前半部分と後半部分
の比率も等しく、前記の所定のタイムスロットだけ離れ
た、これら両者のタイムスロットのそれぞれ前半部分お
よび後半部分どうしの間の位相差に伝送される情報があ
る信号を１送信号として用いるものである。

作用本発明は上記したような伝送信号を用いることにより、
遅延検波を行った時、タイムスロットごとに２種類の有
効な検波出力を得ることができる。そして、これらの出
力を合成することによる１種のダイバーシチ効果によ
り、マルチパス下における符号誤り率は著しく改善され
る。さらに、各タイムスロットに、位相遷移角度の種類
および前半部分と後半部分の比率の種類および位相遷移
方向が進相か遅相かによって、異なる２種類の有効な検
波出力の組を得ることができるので、バースト誤りが軽
減され、誤り訂正が簡略化でき、ひいてはマルチパス下
における符号誤り率はさらに改善される。以上のような
効果により、マルチパス伝送路において従来より高速の
デジタル伝送が可能になる。

実施例以下本発明の一実施例のデジタル信号伝送方法につい
て、図面を参照しながら説明する。

第１図は本発明の第１の実施例におけるデジタル信号伝
送方法の伝送信号の位相遷移を示す位相遷移図である。
以下、第１図を用いて本発明の第１の実施例におけるデ
ジタル信号伝送方法の伝送信号について説明する。

第１図に示したように、データの１タイムスロットは前
半部分と後半部分に分れる。１タイムスロットの時間を
Ｔ、前半部分の時間T₁₁，T₂₁，T₃₁，T₄₁，後半部分の時
間T₁₂，T₂₂，T₃₂，T₄₂として示した。そして、前半部分
と後半部分の間には、φで示したような同じ大きさの位
相遷移が必ずある。これらの位相遷移の向き、すなわ
ち、進相あるいは遅相であるかは、進相遅相を２進数の
系列と見た場合、ある周期を持つ系列である必要があ
る。ただし、その系列は、任意の系列のものが許され
る。つまり、第１図において、位相軸の正は進相であっ
ても遅相であっても良いが、仮に進相とすれば、「進
相，進相，進相，遅相」のような周期が４タイムスロッ
トである例を示している。また、前半部分と後半部分と
の比率、T₁₁：T₁₂，T₂₁，T₂₂，T₃₁，T₃₂あるいはT₄₁：T
₄₂は、この例では４種類であるが、任意の種類の比率を
選ぶことができる。なお、一部に重複するものがあって
も良い。ただし、第１図に示したように、ｎタイムスロ
ットだけ離れた、両タイムスロット内の位相遷移方向お
よび前半部分と後半部分の比率は等しくなければならな
い。従って、ｎは比率と遷移方向の組みの種類の数以上
でなければならない。勿論、ｎは自然数である。また、
位相遷移量φは任意にとって良い。

あるタイムスロット内の位相遷移の場所と、そのｎタイ
ムスロット後のタイムスロット内の位相遷移の場所は、
両タイムスロットの前半部分と後半部分の比率がそれぞ
れ等しいので、それぞれタイムスロット内の同位置にあ
る。また、両タイムスロットの前半部分どうし、およ
び、後半部分どうしの位相差は、両タイムスロット内の
位相遷移が同量、同方向であるので等しい。第１図にお
いては、例えば、第３タイムスロットと第ｎ＋３タイム
スロットの位相差は、図に示したようにθであり、位相
遷移の場所はそれぞれのタイムスロット内の同位置にあ
る。このようなｎタイムスロットだけ離れたタイムスロ
ット間の位相差θの値によってデジタル情報が伝送され
る。例えば、θのとりうる値として０°および180°の
２相系を用いれば、それぞれに対応して０と１を割り当
てることにより、１ビットの情報が伝送される。また、
θとして０°,90°,180°,270°の４相系を用いれば、
２ビットの情報が伝送される。さらに、θの値として
は、０°,45°,90°……の８相系、同様に、０°,,2.5
°,45°,67.5°……の16相系などの２のべき乗の多相系
のものや、以上の内の一部の角度しか使わないものや、
さらに２のべき乗でない多相のもの、および、θのとり
うる値の間隔が一定であいものでも良く、θの値は、そ
の値と伝送される情報が対応しておれば、任意の値で良
い。

以上のように、本発明の第１の実施例のデジタル信号伝
送方法の伝送信号の位相遷移は、T₁₁，T₁₂，T₂₁，T₂₂，
T₃₁，T₃₂，T₄₁，T₄₂…，φ，θ,nの値およびタイムスロ
ット内の位相遷移の方向の系列により様々なものがある
が、以下、第２図から第４図に例を示す。

第２図は、ｎ＝4,φ＝90°で、前半部分と後半部分の比
率は、T₁₁：T₁₂とT₂₁：T₂₂の２種類、遷移方向の系列
は、「進，進，遅，遅」あるいは「遅，遅，進，進」の
時、θ＝０°,180°に対応して、１タイムスロットにつ
いて１ビットのデータを伝送する伝送信号の位相遷移の
例を示している。

第３図は、第２図の場合と同様にｎ＝4,φ＝90°で、前
半部分と後半部分の比率は、T₁₁：T₁₂とT₂₁：T₂₂の２種
類、遷移方向の系列は、「進，進，遅，遅」あるいは
「遅，遅，進，進」の時、θ＝０°,180°に対応して、
１タイムスロットについて１ビットのデータを伝送する
伝送信号の位相遷移の例を示している。本発明のデジタ
ル信号伝送方法の伝送信号においては、ｎが２以上の場
合、隣合うタイムスロットの前半部分および後半部分ど
うしの位相差、正確には初期位相差は、自由に選ぶこと
ができる。第３図の場合の初期位相差は、第２図の場合
の初期位相差より、45°あるいは135°ずれている。

第４図は、ｎ＝4,φ＝45°で、前半部分と後半部分の比
率は、T₁₁：T₁₂とT₂₁：T₂₂の２種類、遷移方向の系列
は、「進，進，遅，遅」あるいは「遅，遅，進，進」の
時、θ＝０°,90°,180°,270°に対応して、それぞ
れ、（0,0），（1,0），（1,1），（0,1）のように１タ
イムスロットについて２ビットのデータを伝送する伝送
信号の位相遷移の例を示している。なお、この場合、オ
フセット４相位相変調のように、例えばθ＝０°,90°,
270°のように４相系の角度の一部しかとらないもので
あっても良い。

次に、本発明のデジタル信号伝送方法がマルチパス歪に
対して強い理由を例に用いて説明する。

以下の説明においては、本発明のデジタル信号伝送方法
の伝送信号の一例として、第２図あるいは第３図のよう
なθ＝０°,180°つまり２相系の伝送信号を用いて説明
する。また、マルチパスのモデルとしては、代表的な２
波モデルを考える。時間的に先行して来る波を直接波、
遅れてくる波を遅延波と呼ぶことにする。

本発明のデジタル信号伝送方法は、ｎタイムスロットの
遅延線を用いた遅延検波によって検波される。検波回路
の構成の一例を第５図に示した。ただし、第５図におい
て、１は入力端子、２は乗算器、３はｎタイムスロット
遅延器、４は低減通過フィルタ、５は検波出力端子であ
る。

第６図は、２波マルチパス下において、これらの伝送信
号が第５図の検波回路で検波された時の検波出力信号が
どのようになるかを説明した図である。第６図（ａ）
は、直接波の任意のタイムスロットと、そのｎタイムス
ロット後のタイムスロットの位相遷移の様子を示したも
のである。両タイムスロット内の位相遷移の場所は、そ
れぞれのタイムスロット内の同位置にあり、また、それ
ぞれの位相遷移の向きおよび大きさは等しく、大きさを
φで示した。これに対して、タイムスロットに比べて無
視できない、伝播遅延時間差τだけ遅れて来た遅延波の
位相遷移は、第６図（ｂ）のようになる。ある時点の検
波出力は、その時の２波の合成位相と、ｎタイムスロッ
ト前の２波の合成位相とのベクトル内積である。例え
ば、第６図（ｃ）において、Ｂの区間の検波出力は、
Ｂ′の時の２波合成位相とＢの時のそれとのベクトル内
積の値になる。

第７図は、Ａ〜Ｅの各時点における検波出力を求めるた
め、直接波と遅延波の合成位相を図示したものである。
なお、直接波と遅延波の振幅比をρ、位相差をαとし
た。また、第６図（ａ）および第６図（ｂ）の位相軸
は、正が進相であっても、遅相であっても良いが、進相
方向とした。第７図より、低域通過フィルタ４による波
形の変形がない、あるいは、遮断周波数がデータ伝送速
度に比べて充分高い場合、第６図（ｃ）のＡ〜Ｅの各時
点の検波出力は次のようになる。

Ａ……不定Ｂ……１＋ρ^２＋２ρcosα …… Ｃ……１＋ρ^２＋２ρcos（α±φ） …… Ｄ……１＋ρ^２＋２ρcos …… Ｅ……不定区間ＡおよびＥでは、それぞれ前および後のタイムスロ
ットのデータ値によって不定になる。ρおよびαの値に
より、B,DおよびＣの区間のいずれかの検波信号が零に
なっても、他方は零になることはない。なお、式の複
号は、位相遷移φが遅相の時＋、進相の時−である。例
えば、第６図あるいは第７図においては、φは進相とし
たので、この時は式の複号は−である。すなわち、θ
が遅相となるタイムスロットにおいても、式の複合が
＋になるだけで、以上の説明はまったく同様である。

実際には、低域通過フィルタ４の遮断周波数は符号間干
渉が生じない程度に低く選ばれる。従って、低域通過フ
ィルタ４を通過した後の検波出力信号は、第６図（ｃ）
の実線の波形にフィルタがかかり、第６図（ｃ）の点線
に示したようにアイパターンの一部を形成する。前述の
ように、区間ＢおよびＤと区間Ｃは相補的な検波出力を
生じるので、アイが閉じることはない。また、これらの
有効な検波出力の少なくとも一方は、区間ＡまたはＥの
無効な検波出力に比べて小さくなることはないので、ア
イの時間軸方向の揺らぎは軽減され、再生クロックの追
従不良による符号誤り率の劣化も少ない。

以上のように、本発明のデジタル信号伝送方法は、区間
ＢおよびＤと区間Ｃの互いに異なった検波出力を合成す
ることによる、一種のダイバーシチ効果により、マルチ
パスによる波形歪は受けにくい。さらに、位相遷移の場
所を示す、タイムスロットの前半部分と後半部分の比率
は複数種類あるので、有効な検波出力を示している区間
B,C,Dの構成比率は、同種の種類だけ存在する。この構
成比率が変化すると、伝播遅延時間差τに対する誤り率
特性が変化する。特に、タイムスロットの前半部分と後
半部分の比率を意図的に1:1から変えることにより、よ
り長い遅延時間差を有するマルチパス伝送路に対し、区
間Ｂあるいは区間Ｄのどちらかと、区間Ｃとが存在する
ようにでき、誤り率特性を改善できる（電子通信学会技
術研究報告SAT86−23参照）。これは、逆に言えば、同
一の伝送路（遅延時間差一定）に対し、より高速の伝送
ができることを意味する。また、一方、タイムスロット
内の位相遷移方向の違いにより、区間Ｃの検波出力が異
なるので、特定の多重波条件において、ある比率および
ある遷移方向を持つタイムスロットの誤り率が劣化した
としても、この比率あるいは遷移方向以外のタイムスロ
ットの誤り率は必ずしも劣化しない。つまり、送られて
きたデータ列にバースト的な誤りを生じることが少な
く、誤り訂正を簡易にすることができ、誤り率特性を向
上させることができる。以上のように、マルチパス伝送
路において、従来の方法より符号誤り率特性は著しく改
善され、高速のデジタル伝送が可能になる。

なお、この説明においては、第２図あるいは第３図のよ
うなθ＝０°,180°などの２相系の伝送信号を例にして
説明したが、θの値として他の値を用いる伝送信号にお
いてもまったく同様な原理によって符号誤り率特性は著
しく改善される。例えば、θが４相系、８相系など多相
系の場合は、第５図の１タイムスロット遅延器３の出力
にさらに90°移相器を接続し、この出力信号を参照信号
として直交軸についても遅延検波を行う必要がある。し
かし、検波回路の構成は複雑になるが、それぞれの検波
軸の検波出力は以上の説明とまったく同様、やはり、２
種の有効な検波出力を持ち、両者を合成することによる
一種のダイバーシチ効果により、符号誤り率特性は著し
く改善される。そして、この２種の有効な検波出力の組
は前半部分と後半部分との比率および遷移方向の組の種
類だけ存在し、バースト誤りが軽減され、符号誤り特性
が改善される。なお、４相、８相と多値化することによ
り、同一タイムスロット長に対して、それぞれ伝送速度
を２倍、３倍に上げることができ、より高速の伝送にお
いて、良好な誤り率特性を発揮させることができる。

つまり、第１図に示したような位相遷移をする伝送信号
を用いる本発明の第１の実施例のデジタル信号伝送方法
は、T₁₁，T₁₂，T₂₁，T₂₂，T₃₁，T₃₂，T₄₁，T₄₂…，φ，
θ,nの各値およびタイムスロット内の位相遷移の方向の
系列を自由に選べ、それらの違いにかかわらず、すべ
て、互いに異なった２種の有効な検波出力を合成するこ
とによる、一種のダイバーシチ効果、および、タイムス
ロットによって複数種類の２種の有効な検波出力の組を
持つことによる、バースト誤り軽減効果により、マルチ
パス伝送路において、従来の方法より符号誤り率特性は
著しく改善され、高速のデジタル伝送が可能になる。

以下本発明の第２の実施例のデジタル信号伝送方法につ
いて、図面を参照しながら説明する。

第８図は本発明の第２の実施例のデジタル信号伝送方法
の伝送信号の位相遷移を示す位相遷移図である。以下、
第８図を用いて本発明の第２の実施例のデジタル信号伝
送方法の伝送信号について説明する。

第８図に示したように、第１図の実施例と同様に、デー
タの１タイムスロットは前半部分と後半部分に分れる。
１タイムスロットの時間をＴ、前半部分の時間をT₁₁，T
₁₂，T₃₁，T₄₁，後半部分の時間をT₁₂，T₂₂，T₃₂，T₄₂と
して示した。そして、前半部分と後半部分の間には、φ
_１〜φ_４で示したような位相遷移が必ずある。これらの
位相遷移の向き、すなわち、進相あるいは遅相であるか
は、進相遅相を２進数の系列と見た場合、ある周期を持
つ系列である必要がある。ただし、その系列は、任意の
系列のものが許される。つまり、第８図において、位相
軸の正は進相であっても遅相であっても良いが、仮に進
相とすれば、「進相，進相，進相，遅相」のような周期
が４タイムスロットである例を示している。また、前半
部分と後半部分との比率、T₁₁：T₁₂，T₂₁，T₂₂，T₃₁：T
₃₂あるいはT₄₁：T₄₂は、この例では４種類であるが、任
意の種類の比率を選ぶことができる。なお、一部に重複
するものがあっても良い。以上は、第１の実施例とまっ
たく同様である。

第１の実施例と異なるのは、タイムスロット内の位相遷
移の大きさが、この例では、φ_１，φ_２，φ_３，φ_４で
示した４種類が存在することである。なお、位相遷移量
の種類の数は、この例では４種類であるが、任意に選ぶ
ことができるし、一部に重複があっても良い。ただし、
第８図で示したように、ｎタイムスロットだけ離れた、
両タイムスロット内の位相遷移量および位相遷移方向お
よび前半部分と後半部分の比率は等しくなければならな
い。従って、ｎは位相遷移量と位相遷移方向と比率の組
の種類の数以上でなければならない。勿論、ｎは自然数
である。

あるタイムスロット内の位相遷移の場所と、そのｎタイ
ムスロット後のタイムスロット内の位相遷移の場所は、
両タイムスロットの前半部分と後半部分の比率がそれぞ
れ等しいので、それぞれタイムスロット内の同位置にあ
る。また、両タイムスロットの前半部分どうし、およ
び、後半部分どうしの位相差は、両タイムスロット内の
位相遷移が同量、同方向であるので著しく、このこと
は、第１の実施例とまったく同様である。第８図におい
ては、例えば、第３タイムスロットと第ｎ＋３タイムス
ロットの位相差は、図に示したようにθであり、位相遷
移の場所はそれぞれのタイムスロット内の同位置にあ
る。第１の実施例と同様、このようなｎタイムスロット
だけ離れたタイムスロット間の位相差θの値によってデ
ジタル情報が伝送される。例えば、θのとりうる値とし
て０°および180°の２相系を用いれば、それぞれに対
応して０と１を割り当てることにより、１ビットの情報
が伝送される。また、θとして０°,90°,180°,270°
の４相系を用いれば、２ビットの情報が伝送される。さ
らに、θの値としては、０°,45°,90°……の８相系、
同様に０°,22.5°,45°,67.5°……の16相系などの２
のべき乗の多相系のものや、以上の内の一部の角度しか
使わないものや、さらに２のべき乗でない多相もの、お
よび、θのとりうる値の間隔が一定でないものでも良
く、θの値は、その値と伝送される情報が対応しておれ
ば、任意の値で良い。

以上のように、本発明の第２の実施例のデジタル信号伝
送方法の伝送信号の位相遷移は、T₁₁，T₁₂，T₂₁，T₂₂，
T₃₁，T₃₂，T₄₁，T₄₂……，φ_１，φ_２，φ_３，φ_４…，
θ,nの値およびタイムスロット内の位相遷移の方向の系
列により様々なものがあるが、以下、第９図から第11図
に例を示す。

第９図は、ｎ＝4,φ_１＝45°，φ_２＝135°で、前半部
分と後半部分の比率はT₁₁：T₁₂とT₂₁：T₂₂の２種類、遷
移方向の系列は、「進，進，遅，遅」あるいは「遅，
遅，進，進」の時、θ＝０°,180°に対応して、１タイ
ムスロットについて１ビットのデータを伝送する伝送信
号の位相遷移の例を示している。

第10図は、第９図の場合と同様にｎ＝4,φ_１＝45°，φ
_２＝135°で、前半部分と後半部分の比率はT₁₁：T₁₂とT
₂₁：T₂₂の２種類、遷移方向の系列は、「進，進，遅，
遅」あるいは「遅，遅，進，進」の時、θ＝０°,180°
に対応して、１タイムスロットについて１ビットのデー
タを伝送する伝送信号の位相遷移の例を示している。本
発明のデジタル信号伝送方法の伝送信号においては、ｎ
が２以上の場合、隣合うタイムスロットの前半部分およ
び後半部分どうしの位相差、正確には初期位相差は、自
由に選ぶことができる。第10図の場合の初期位相差は、
第９図の場合の初期位相差より、45°あるいは135°ず
れている。

第11図では、ｎ＝4,φ_１＝45°，φ_２＝135°で、前半
部分と後半部分の比率はT₁₁：T₁₂とT₂₁：T₂₂の２種類、
遷移方向の系列は「進，進，遅，遅」あるいは「遅，
遅，進，進」の時、θ＝０°,90°,180°,270°に対応
して、それぞれ、（0,0），（1,0），（1,1），（0,1）
のように１タイムスロットについて２ビットのデータを
伝送する伝送信号の位相遷移の例を示している。なお、
この場合、オフセット４相位相変調のように、例えばθ
＝０°,90°,270°のように４相系の角度の一部しかと
らないものであっても良い。

第２実施例においても、第１の実施例と同様、あるタイ
ムスロット内の位相遷移の場所と、そのｎタイムスロッ
ト後のタイムスロット内の位相遷移の場所は、それぞれ
タイムスロット内の同位置にあり、また、両タイムスロ
ット内の位相遷移は同量、同方向である。従って、第９
図あるいは第10図に示したような２相系の伝送信号を例
にとると、第５図に示したような検波回路を用いること
により、第１の実施例において、第６図から第７図を用
いて説明したのとまったく同様にして、第２の実施例に
おいても、第６図（ｃ）に示した検波波形が得られる。
区間Ｂ〜Ｄの検波出力は、式から式に示したものと
同じである。ただし、φの値はそのタイムスロット内の
位相遷移量であり、例えば、第８図の例では、φ_１から
φ_４のいずれかの値が入る。なお、第１図の実施例と同
様、式の複号は、位相遷移φが遅相の時＋、進相の時
−である。第１の実施例と同様、ρおよびαの値によ
り、B,DおよびＣの区間のいずれかの検波信号が零にな
っても、他方は零になることはない。

このように、第２の実施例においても、本発明のデジタ
ル信号伝送方法は、区間ＢおよびＤと区間Ｃの互いに異
なった検波出力を合成することによる、一種のダイバー
シチ効果により、マルチパスによる波形歪は受けにく
い。そして、位相遷移の場所を示す、タイムスロットの
前半部分と後半部分の比率は複数種類あるので、有効な
検波出力を示している区間B,C,Dの構成比率は、複数存
在する。また、タイムスロット内の位相遷移方向の違い
により、区間Ｃの検波出力が異なるのみならず、第２の
実施例の場合は、φの値も複数種類あるので、区間Ｃの
検波出力は多数の種類存在する。従って、特定の多重波
条件において、ある比率およびある遷移方向およびある
遷移量を持つタイムスロットの誤り率を劣化したとして
も、この比率あるいは遷移方向あるいは遷移量以外のタ
イムスロットの誤り率は必ずしも劣化せず、送られてき
たデータ列にバースト的な誤りを生じることがさらに少
なく、誤り訂正を簡易にすることができる。

なお、この説明においては、第１の実施例と同様に、第
９図あるいは第10図のようなθ＝０°,180°などの２相
系の伝送信号を例にして説明したが、θの値として他の
値を用いる伝送信号においてもまったく同様な原理によ
って符号誤り率特性は著しく改善される。例えば、θが
４相系、８相系など多相系の場合は、第５図の１タイム
スロット遅延器３の出力をさらに90°移相器を接続し、
この出力信号を参照信号として直交軸についても遅延検
波を行う必要がある。しかし、検波回路の構成は複雑に
なるが、それぞれの検波軸の検波出力は以上の説明とま
ったく同様、やはり、２種の有効な検波出力を持ち、両
者を合成することによる一種のダイバーシチ効果によ
り、符号誤り率特性は著しく改善される。そして、この
２種の有効な検波出力の組は、位相遷移量および位相遷
移方向および前半部分と後半部分の比率の組の種類だけ
存在し、バースト誤りが軽減される。なお、第１の実施
例の場合と同様に、４相、８相と多値化することによ
り、同一タイムスロット長に対して、それぞれ伝送速度
を２倍、３倍に上げることができ、より高速の伝送にお
いて、良好な誤り率特性を発揮させることができる。

つまり、第８図に示したような位相遷移をする伝送信号
を用いる本発明の第２の実施例のデジタル信号伝送方法
は、T₁₁，T₁₂，T₂₁，T₂₂，T₃₁，T₃₂，T₄₁，T₄₂…，
φ_１，φ_２，φ_３，φ_４…，θ,nの各値を自由に選べ、
それらの各値の違いにかかわらずすべて、互いに異なっ
た２種の有効な検波出力を合成することによる、一種の
タイバーシチ効果を持つ。また、φの値によって第１の
実施例よりさらに自由に選べる、複数種類の２種の有効
な検波出力の組を持つことによる、バースト誤り軽減効
果により、マルチパス伝送路において、さらに、符号誤
り率特性は著しく改善され、高速のデジタル伝送が可能
になる。

発明の効果以上のように本発明は、データの各タイムスロットを複
数種類の比率で前半部分と後半部分に分け、前記前半部
分と後半部分の間に、１種類あるいは複数種類の角度の
大きさの位相遷移を有し、前記位相遷移の向きは任意の
周期を持つ任意の系列に従い、任意のタイムスロット内
の位相遷移と、所定のタイムスロットだけ後のタイムス
ロット内の位相遷移とはそれぞれの大きさおよび向きが
等しく、また、前記位相遷移の遷移位置を示す前半部分
と後半部分の比率も等しく、前記の所定のタイムスロッ
トだけ離れた、これら両者のタイムスロットのそれぞれ
前半部分および後半部分どうしの間の位相差に伝送され
る情報がある信号を伝送信号として用いることにより、
マルチパス伝送路において、従来より高速のデジタル伝
送が可能になる。

特に、本発明は、マルチパス伝送路での特性改善に寄与
する、タイムスロット内の所定の角度の位相遷移の大き
さ、および、所定の比率で表されるタイムスロット内で
の位置のパラメタの組み合わせを複数種類有し、しかも
各々任意に選ぶことができて、伝送路条件等他の制約条
件に合わせて最適のパラメタに設定することが可能であ
り、さらには情報位相の多相化と併せて、より高速で、
より高品質の伝送が可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例におけるデジタル信号伝
送方法の伝送信号の位相遷移図、第２図から第４図はそ
の伝送信号の一例の位相遷移図、第５図は第２図あるい
は第３図、あるいは、第９図あるいは第10図に示したよ
うな本発明のデジタル信号伝送方法の伝送信号に対応す
る検波回路の一例の構成図、第６図と第７図は本発明の
デジタル信号伝送方法がマルチパス歪に強いことを説明
する、検波出力信号の波形図およびマルチパス波の合成
位相を示すベクトル図、第８図は本発明の第２の実施例
におけるデジタル信号伝送方法の伝送信号の位相遷移
図、第９図から第11図はその伝送信号の一例の位相遷移
図、第12図は従来のデジタル信号伝送方法の伝送信号の
位相遷移図、第13図および第14図は従来のデジタル信号
伝送方法がマルチパス歪に弱いことを説明する、検波出
力信号の波形図およびマルチパス波の合成位置を示すベ
クトル図である。１……入力端子、２……乗算器、３……ｎタイムスロッ
ト遅延器、４……低域通過フィルタ、５……検波出力端
子。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】デジタルデータを伝送する伝送装置におい
て、データの各タイムスロットを複数種類の比率で前半
部分と後半部分に分け、前記前半部分と前記後半部分の
間に、１種類あるいは複数種類の角度の大きさの位相遷
移を有し、前記位相遷移の向きは任意の周期を持つ任意
の系列に従い、任意のタイムスロット内の前記位相遷移
と、所定のタイムスロットだけ後のタイムスロット内の
前記位相遷移とはそれぞれ大きさおよび向きが等しく、
かつ、前記位相遷移の遷移位置を示す前記前半部分と前
記後半部分の前記比率も等しく、前記所定のタイムスロ
ットだけ離れた、これら両者のタイムスロットのそれぞ
れ前記前半部分および前記後半部分どうしの間の位相差
に伝送される情報がある伝送信号を用い、前記所定のタ
イムスロットだけ信号を遅延させることのできる遅延線
を用いる遅延検波によって検波されることを特徴とする
デジタル信号伝送方法。
【請求項２】位相差は０および180のいずれかであるこ
とを特徴とする特許請求の範囲第（１）項記載のデジタ
ル信号伝送方法。
【請求項３】位相差は０、90、180、270のいずれかであ
ることを特徴とする特許請求の範囲第（１）項記載のデ
ジタル信号伝送方法。
【請求項４】位相差は360を８分割した角度のいずれか
であることを特徴とする特許請求の範囲第（１）項記載
のデジタル信号伝送方法。
【請求項５】位相差は360を16分割した角度のいずれか
であることを特徴とする特許請求の範囲第（１）項記載
のデジタル信号伝送方法。