JPH0748646B2

JPH0748646B2 - 移相器およびてい倍回路

Info

Publication number: JPH0748646B2
Application number: JP63312498A
Authority: JP
Inventors: 正昭河合; 友行大塚; 弥子渡部; 昌二北川; 明彦林; 啓祐今井; 治雄山下
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1987-12-24
Filing date: 1988-12-09
Publication date: 1995-05-24
Anticipated expiration: 2010-05-24
Also published as: JPH0229024A

Description

【発明の詳細な説明】〔目次〕概要産業上の利用分野従来の技術発明が解決しようとする課題課題を解決するための手段作用実施例 I.移相器の構成及び動作（ｉ）第１実施例（ii）第２実施例（iii）第３実施例（iv）第４実施例（ｖ）第５実施例（vi）第６実施例 II.てい倍回路の構成及び動作発明の効果〔概要〕入力信号の周波数変化に対しても出力信号の位相シフト
量が変わらない周波数変化補償形の移相器、及びこの移
相器を用いたてい倍回路に関し、入力信号の周波数変化に対しても出力信号の位相シフト
量を一定に維持することを目的とし、可変容量性素子または可変抵抗素子を含み構成されるRC
位相回路と、RC位相回路の入力信号と出力信号とが入力
されてこの入力信号と出力信号とを比較する比較回路と
を備え、比較回路は入力信号のレベルに対し出力信号の
レベルが所定の比率となるようにRC位相回路に制御入力
を与えるように構成する。

また、RC位相回路の２つの出力信号の位相差が所定の値
になるように、RC位相回路に制御入力を与えるように構
成する。

更に、これらの移相器において、２つの出力信号の位相
差を90°に制御し、これらの出力信号の排他的論理和を
得るように構成する。

〔産業上の利用分野〕本発明は、入力信号の周波数変化に対しても出力信号の
位相シフト量が変わらない周波数変化補償形の移相器に
関するものである。

また、この移相器を用いたてい倍回路に関するものであ
る。

なお、本明細書においては、入力信号に対して所定の位
相差を持った出力信号を得る回路、あるいは所定の位相
差を持った複数の出力信号を得る回路を「移相器」と称
する。

〔従来の技術〕

第12図に、移相器の従来例（の従来例とする）を示
す。図において、921,923は抵抗器を、925,927はキァパ
シタをそれぞれ示している。抵抗器921と抵抗器923はそ
れぞれR₁，R₂の抵抗値を有し、キァパシタ925とキァパ
シタ927はそれぞれC₁，C₂のキァパシタンスを有する。
この移相器は、入力信号Vinをそれぞれ＋45°，−45°
ずつ位相シフトして、振幅値が同じで位相差が90°の２
つの出力信号Vout₁，Vout₂を得るためのものである。

この従来の移相器の出力信号Vout₁とVout₂の位相差が90
°となる条件は、下式に基づき決められる。

従って、 R₁＝1/ωC₁ …（３） R₂＝1/ωC₂ …（４）とおくと、 Vout₁＝（１＋ｊ）Vin/2 …（５） Vout₂＝（１−ｊ）Vin/2 …（６）となり、出力信号Vout₁とVout₂の複素表示は第13図に示
されるようになり、よって出力信号Vout₁とVout₁は90°
の位相差を持つ。

また、第14図に、移相器の他の従来例（の従来例とす
る）を示す。図において、931,933は抵抗器を、935はキ
ァパシタを、937,939は信号源をそれぞれ示している。
抵抗器931と抵抗器933はそれぞれR₁，R₂の抵抗値を有
し、キァパシタ935はＣのキァパシタンスを有する。こ
の移相器は、信号源937,939のそれぞれから出力される
極性の反転した２つの入力信号Vinに基づいて、位相差
が90°の２つの出力信号Vout₁，Vout₂を得るためのもの
である。

この移相器の出力信号Vout₁とVout₂の位相シフト量が90
°となる条件は下式に基づき決められる。

Vout₁＝｛１−（ωＣ）^２（R₁ ²−R₂ ²）−J2ωCR_１｝・V
in/K …（７） Vout₂＝｛−１−（ωＣ）^２（R₁ ²−R₂ ²）＋J2ωCR_２｝
・Vin/K …（８）但し、Ｋ＝１＋｛ωＣ（R₁＋R₂）｝^２。

従って、 R₁＞R₂ …（９） ωＣ（R₁−R₂）＝１ …（10）とおくと、 Vout₁＝｛−２ωＣ（R₂＋ｊR₁）｝・Vin/K …（11） Vout₂＝｛−２ωＣ（R₁−ｊR₂）｝・Vin/K …（12）となり、出力信号Vout₁とVout₂の複素表示は第15図に示
されるようになり、よって出力信号Vout₁とVout₂は90°
の位相差を持つ。

〔発明が解決しようとする課題〕

ところで、上述したの従来例にあっては、出力信号Vo
ut₁とVout₂に正確に90°の位相差を与えるためには、条
件式（３），（４）を満たす必要がある。ここで、Ｒ＝R₁＝R₂ Ｃ＝C₁＝C₂ とすると、条件式（３），（４）より、Ｒ＝1/ωＣであり、よって入力信号Vinの周波数ｆ_０は、ｆ_０＝ω／（２π）＝1/（２πCR）になり、C,Rの値に対して１通りに定まる。このため、
入力信号Vinの周波数ｆ_０が変化すると出力信号Vout₁と
Vout₂との位相差も90°から変化してしまう。このよう
にの従来例の移相器は入力信号Vinの周波数変化に対
して出力信号の位相差を一定に維持できないという問題
点があった。

また、の従来例にあっては、出力信号Vout₁とVout₂に
正確に90°の位相差を与えるためには、条件式（10）を
満たす必要があり、よって入力信号の周波数ｆ_０は、ｆ_０＝ω/2π＝1/｛２πＣ（R₁−R₂）｝になり、C,R₁，
R₂の値に対して１通りに定まる。従って、の従来例と
同様に、入力信号Vinの周波数変化に対して出力信号の
位相差を一定に維持できないという問題点があった。

一方、このような入力信号の周波数変化に追随する必要
があるものにてい倍回路がある。従来のてい倍回路とし
ては第16図（ａ）に示すものがあり、941は排他的論理
和ゲートを、943は遅延回路をそれぞれ示している。ま
た、第16図（ｂ）に（ａ）に示したてい倍回路の各部の
信号の状態を示す。「信号Ａ」は入力信号を、「信号
Ｂ」は遅延回路943の出力信号を、「２てい倍出力」は
排他的論理和ゲート941の出力信号をそれぞれ示してい
る。

排他的論理和ゲートの一方の入力端には入力信号がその
まま入力されており、他方の入力端には入力信号を遅延
回路943で遅延した信号が入力されている。これらの２
入力の排他的論理和を求めることにより、入力信号の２
倍の周波数の信号を得ることができる。

ところで、この従来のてい倍回路の遅延回路943による
信号の遅延量は入力信号の周波数に応じて変化させる必
要がある。入力信号の周波数をｆ_０とすると周期T₀はT₀
＝1/f_０となり、このT₀/4の時間遅延させる必要があ
る。ところが、この遅延回路943を遅延線等で構成した
場合には容易に遅延量を変えることが困難であるため、
入力信号の周波数の変化に容易に追随できないという問
題点があった。

本発明は、このような点にかんがみて創作されたもので
あり、入力信号の周波数変化に対しても出力信号の位相
シフト量を一定に維持できる周波数補償形の移相器を提
供することを目的としている。

また、入力信号の周波数変化に対して容易に追随可能な
てい倍回路を提供することを目的としている。

〔課題を解決するための手段〕

（ｉ）請求項１の発明第１図は、請求項１の移相器の原理ブロック図である。

図において、RC位相回路111は、可変容量性素子または
可変抵抗素子を含み構成されている。

比較回路113は、RC位相回路111の入力正弦波信号と出力
正弦波信号とが入力されてこの入力正弦波信号と出力正
弦波信号とを最大振幅値によって振幅比較する。

前記出力正弦波信号の振幅と前記入力正弦波信号の振幅
との比率を所定の値に保てば、後述の理由により、結果
的に前記出力正弦波信号と前記入力正弦波信号との位相
差を所定の値に保持できる。

したがって比較回路113は、前記交流入力正弦波信号の
振幅に対し前記出力正弦波信号の振幅が所定の比率とな
るように、RC位相回路111の可変容量素子あるいは可変
抵抗素子を制御するように構成されている。請求項２の
てい倍回路は、請求項１の移相器の２つの出力信号の位
相差を90°に制御し、この２つの出力信号の排他的論理
和出力を得るように構成されている。

〔作用〕

（ｉ）請求項１の発明請求項１の移相器におけるRC位相回路111では、入力信
号と出力信号の位相差をφ_０とすると、入力信号レベル
に対する出力信号レベルの比率はその位相差φ_０により
決定される一定値となる。これは入力信号の周波数の値
に関わらず成り立つ。よってRC位相回路111を可変容量
性素子あるいは可変抵抗素子を含み構成するようにし、
これらの制御入力として、入力信号に対し出力信号のレ
ベルが一定の比率となるように比較回路113の出力を帰
還させるようにする。これにより入力信号の周波数変化
に対しても移相器の出力信号の位相シフト量を一定に維
持できる。

（ii）請求項２の発明請求項２のてい倍回路においては、位相差90°の移相器
の２つの出力信号の排他的論理和を求めることにより、
入力信号の２倍の周波数のてい倍出力を得る。

請求項２の移相器からは、入力信号の周波数変化に介し
て常に90°の位相差を持った２つの出力信号が出力され
るので、入力信号の周波数変化に追随したてい倍出力が
得られる。

〔実施例〕

以下、図面に基づいて本発明の実施例について詳細に説
明する。

I.移相器の構成及び動作（ｉ）第１実施例第２図に、実施例のRC位相回路の構成を示す。また、第
３図に第２図に示したRC位相回路の制御入力を制御して
90°の位相差を持った出力信号を得る移相器の構成を示
す。

第２図において、211,221は抵抗器を、231,241は電圧制
御形可変容量キァパシタをそれぞれ示している。抵抗器
211と221の抵抗値をそれぞれR₁，R₂とし、可変容量キァ
パシタ231,241のキァパシタンスをそれぞれC₁，C₂とす
る。

入力信号Vinが供給される入力端子は、可変容量キァパ
シタ231及び抵抗器211を介して接地されていると共に、
抵抗器221及び可変容量キァパシタ241を介して接地され
ている。また、抵抗器211と可変容量キァパシタ231との
接続点が第１の出力端子に接続されており、この出力端
子からは出力信号Vout₁が出力される。更に、抵抗器221
と可変容量キァパシタ241との接続点が第２の出力端子
に接続されており、この出力端子からは出力信号Vout₂
が出力される。

抵抗器211と可変容量キァパシタ231で構成される回路は
低域フィルタ形の位相回路であり、出力信号Vout₁は入
力信号Vinに対して位相が45°進むように制御される。
また、抵抗器221と可変容量キァパシタ241で構成される
回路は高域フィルタ形の位相回路であり、出力信号Vout
₂は入力信号Vinに対して位相が45°遅れるように制御さ
れる。これにより、出力信号Vout₁とVout₂の位相差は90
°となる。

後述の移相器では、出力信号Vout₁が、入力信号Vinに対
して位相が45°進むように制御される。したがって、こ
こで第２図中の要部、すなわちVinとVout₁とに関連する
部分について更に詳細に考察することとする。正確に
は、Vinは入力正弦波交流電圧の振幅であり、Vout₁は出
力正弦波交流電圧の振幅である。

第17図は、第２図中の要部の再掲である。同図中、V_Rは
R₁の端子電圧、V_CはC₁の端子電圧である。V_Rは明らかに
出力電圧Vout₁と同一である。

また、第18図は、第17図中の各電圧間の関係を示すベク
トル図である。同図中、VinのベクトルVinは線分OX、Vo
ut₁（＝V_R）ベクトルVout₁ （＝V_R）は線分OYで、V_Cのベ
クトルV_C は線分YXである。線分OYの先端点Ｙの位置につ
いては、Y_L，Y_MおよびY_Sの３個所が示されているが、こ
れについては後に説明する。Vin＝Vout₁ ＋V_C であり、か
つVout₁ ⊥V_C であるから、∠OYX＝90°。したがって、点
Ｙは、線分OXを直径とする半円の円周上を移動する。そ
してその移動方向を考えると、C₁を一定に保ちながら周
波数ｆを０から∞に向けて増加した場合は図示のρの方
向に、また周波数ｆを一定に保ちながらC₁を０から∞に
向けて増加した場合も図示のρの方向に移動する。

さて、∠OYX＝90°なので、ΔOYXは直角三角形である
が、特に点Ｙが半円周の中点Y_Mと一致した場合、つまり
図示のθがθ＝∠XOY＝45°＝∠XOY_Mの場合には、ΔOYX
は直角二等辺三角形となるためOY_M＝Y_MＸ＝X/2^1/2とな
る。

上述のように、θ＝∠XOY＝45°となる点ＹがY_Mである
が、θ＝∠XOY＜45°となる点Ｙ、すなわち円周上Y_Mよ
りも右側にある点ＹをY_Lとし、θ＝∠XOY＞45°となる
点Ｙ、すなわち円周上Y_Mよりも左側にある点ＹをY_Sとす
れば、OY_L＞OY_M＝X/2^1/2であり、OY_S＜OY_M＝X/2^1/2であ
る。

図示のように、θ＝45°に対してはVout₁＝Vin/2^1/2で
あり、θ＜45°に対しては１＞Vout₁＞Vin/2^1/2であ
り、θ＜45°に対しては０＜Vout₁＜Vin/2^1/2である。

さて第18図に戻って、|OY|（Vout₁）の値を|OX/2^1/2｜
（Vin/2^1/2）と比較して、もし|OY|＜|OX/2^1/2｜（すな
わちVout₁＜Vin/2^1/2）であったら、点Ｙは円周上Y_Mよ
りも左側の点Y_Sにあると判定し、ρ方向に移動するよ
う、つまりＣの値を大きくするような制御信号を発生す
れば、∠XOYを45°に保持することができ、また逆に|OY
|＞|OX/2^1/2｜（つまりVout₁＞Vin/2^1/2）であったら、
点Ｙは円周上Y_Mよりも右側の点Y_Lにあると判定し、ρと
逆の方向に移動するよう、すなわちＣの値を小さくする
ような制御信号を発生すれば、∠XOYを45°に保持する
ことができる。

第20図は、代表的な可変容量ダイオードのバイアス電圧
対容量特性を示す。

図示のように、容量値はバイアス電圧が高くなるのに従
って減少するから、∠XOY（すなわちVout₁とVinとの位
相差）を45°に保つためには|OY|＜|OX/2^1/2｜（すなわ
ちVout₁＜Vin/2^1/2）の場合は、可変容量ダイオードの
バイアス電圧を下げるように制御し、|OY|＞|OX/2^1/2｜
（すなわち、つまりVout₁＞Vin/2^1/2）の場合には、可
変容量ダイオードのバイアス電圧を上げるように制御す
ればよい。

第３図は実施例の移相器の構成図を示す。同図中、311
は第２図に示したRC位相回路を321および351はピーク検
出器を331は誤差検出器を、341は係数器を示している。

ピーク検出器321および351は、それぞれ出力正弦波交流
電圧の振幅Vout₁および入力正弦波交流電圧の振幅Vinを
検出する回路であり、例えば正弦波交流振幅の最大値を
測定して、その測定値をディジタル２進符号として出力
する交流振幅測定器を用いることができる。

また、係数器341は入力正弦波交流電圧の振幅Vinに係数
1/2^1/2を乗算する回路であり、例えばVinの値が、前段
の交流振幅測定器からディジタル２進符号による数値と
して加わる場合には、直接に数値演算するコンピュータ
を用いることもできる。

誤差検出器331の一方の入力にはピーク検出器321の出力
が直接に印加され、他方の入力には係数器341の出力が
印加される。誤差検出器331にも両入力を直接に数値処
理するコンピュータを用いることができる。

誤差検出器331の出力信号は、第２図の可変容量231＝C₁
の制御信号として加わる。

したがって、例えば可変容量が可変容量ダイオードによ
る場合、既述のように、Vout₁とVinとの位相差を45°に
保つためには、Vout₁＜Vin/2^1/2の時は、可変容量ダイ
オードのバイアス電圧を下げるよう制御し、Vout₁＞Vin
/2^1/2の時には、可変容量ダイオードのバイアス電圧を
上げるように制御すればよい。

なお、前記のピーク検出器321および351としては、例え
ば正弦波交流振幅の平均値を測定して、その測定値をデ
ィジタル２進符号として出力する交流振幅平均値測定器
を用いることもできる。

また、第４図に移相器の別構成例を示す。図において、
411はスイッチング型位相検波器を、421はループフィル
タをそれぞれ示している。

ちなみに、スイッチング型位相検出器とは、２入力間の
位相差を比較して90°の場合は標準レベルの出力を送出
し、位相差が90°以下あるいは以上になった時、標準レ
ベルよりそれぞれ高いレベルあるいは低いレベル、もし
くはその逆のレベルの出力を送出する回路を指す。ま
た、ループフィルタとは、前記位相検出器出力中の緩変
動成分（直流成分）だけを通過させて、ループの動作を
安定化するためのフィルタを指す。

スイッチング型位相検出器411の２つの入力端子には、R
C位相回路311から出力される出力信号Vout₁，Vout₂がそ
れぞれ供給される。スイッチング型位相検波器411は、
この２入力の位相差に応じた電圧値を出力する。例え
ば、位相差が90°のときの出力電圧が０〔Ｖ〕であり、
位相差の90°からのずれに応じた電圧値を出力する。ル
ープフィルタ421は、このスイッチング型位相検波器411
の出力に応じた制御信号を作成して、RC位相回路311に
制御入力として供給する。

従って、２つの出力信号Vout₁，Vout₂の位相差に応じて
RC位相回路311の制御入力を制御することにより、この
２つの出力信号Vout₁，Vout₂の位相差が90°に保たれ
る。

なお、上述した実施例にあっては、種々の変形態様が可
能である。上述の実施例では入力信号に介して２つの出
力信号の位相差が90°となるよう位相シフトを行なって
いるが、位相差は90°に限らず例えば、入力信号レベル
に対する出力信号レベルの比率を変えることにより、あ
るいはスイッチング型位相検波器411の出力レベルを変
えることにより位相差を他の値に変えることもできる。

また、上述の実施例では入力信号に対してそれぞれ進相
または遅相の２つの出力信号を得るようにしているが、
もちろん何れか一方の出力信号のみを得るものであって
もよい。

第５図は、出力信号の位相を０°〜360°の範囲で可変
にすることができる半導体集積化に適した構成の位相可
変回路に上述した移相器（第３図，第４図に示した移相
器）を使用した例を示すブロック図である。この種の可
変位相回路は、本出願人に係る発明の名称「位相回路」
と称する昭和62年９月19日付けの特許出願に提案されて
おり、かかる可変位相回路においては、入力信号の周波
数変化によって移相器の位相角が変化してしまうことに
より０〜360°の範囲での位相シフトができなくなって
しまう問題があるが、本発明にかかる移相器を適用する
ことによりこの問題点を解決できるものである。

第５図において、500は第３図あるいは第４図に示すと
同様の回路構成からなる本発明に係る移相器であり、入
力信号に対して、０°位相と90°位相の２つの出力信号
を出力する。これら２つの出力信号は分配器511及び521
にそれぞれ入力され、それにより０°,90°,180°の固
定位相角の信号が作られる。これらの３つの信号はさら
に以降の合成器531〜591によって、制御電圧Vcnにより
信号振幅を可変制御されつつ相互に合成されて、それに
より合成の際の振幅比率に応じて位相角が可変制御さ
れ、最終的に合成器591から０°〜360°の範囲で変化す
る出力信号が得られるものである。

（ii）第２実施例第６図に、RC位相回路の別な構成を示す。

第６図において、611,621は電界効果トランジスタ（FE
T）を、631,641はキァパシタをそれぞれ示している。キ
ァパシタ631と641のキァパシタンスをそれぞれC₁，C₂と
し、FET611と621のドレイン・ソース間の抵抗値をそれ
ぞれRds₁，Rds₂とする。

一般に、ドレイン・ソース間抵抗Rdsは、で表すことができる。

但し、（16）式において、Wgはゲート幅、Lgはゲート
長、VthはFETのしきい値、K₀，αは素子定数、Vgsはゲ
ート・ソース間電圧である。

ゲート幅Wg,ゲート長Lgを適当に選ぶと共に、ゲート・
ソース間電圧Vgsを可変にすることにより、任意の可変
範囲を持つ電圧制御型可変抵抗を実現することができ
る。

従って、FET611,621の各ゲートに供給する制御入力（ゲ
ート・ソース間電圧Vgs）を可変にすることにより、上
述した（13）式，（14）式（抵抗値R₁，R₂をそれぞれFE
T611,621のドレイン・ソース間抵抗Rds₁，Rds₂に置き換
える）を満たすようにして、２つの出力信号Vout₁とVou
t₂の位相差を90°に保つことが可能になる。

また、このRC位相回路を使った移相器及びその適用例に
ついては、上述した第３図〜第５図と同様であり、説明
は省略する。

（iii）第３実施例第７図に、RC位相回路の別な構成を示す。

第７図において、711,713は電界効果トランジスタ（FE
T）を、721はキァパシタを、731,733は信号源をそれぞ
れ示している。キァパシタ721のキァパシタンスをＣと
し、FET711,713のドレイン・ソース間の抵抗値をそれぞ
れRds₁，Rds₂とする。また、信号源731,733のそれぞれ
からは互いに位相が反転した入力信号Vinが出力されて
いる。

第７図に示したRC位相回路は、第14図に示した回路に等
価であり、したがって（10）式を満たしたときに、出力
信号Vout₁とVout₂の位相差が90°となる。（16）式に示
されるようにゲート・ソース間電圧Vgsを変えることに
より、FET711,713のドレイン・ソース間の抵抗値を制御
することができ、この制御によって（10）式を満たすよ
うにする。

（iv）第４実施例第８図に、RC位相回路の別な構成を示す。

第８図において、741,761,763は電界効果トランジスタ
（FET）を、743,745,791,793は抵抗器を、751,753,755
はキァパシタを、765,767,795,797は定電流源を、781は
前置駆動回路をそれぞれ示している。FET741のドレイン
・ソース間の抵抗値をRds、抵抗器743,745のそれぞれの
抵抗値をR₃，R₄とし、キァパシタ751のキァパシタンス
をＣとする。

前置駆動回路781の一方の出力端子はFET761のゲート端
子に接続されている。また、FET761のドレイン端子は接
地されており、ソース端子は定電流源765に接続されて
いる。

一方、前置駆動回路781の他方の出力端子（反転出力端
子）はFBT763のゲート端子に接続されている。また、FE
T763のドレイン端子は接地されており、ソース端子は定
電流源767に接続されている。

また、FET761のソース端子は、抵抗器743,FET741（ドレ
イン・ソース間）を介してキァパシタ751の一方端に接
続されている。FET763のソース端子は、抵抗器745を介
してキァパシタ751の他方端に接続されている。

供給される入力信号Vinは前置駆動回路781によって増幅
され、入力信号Vinと同位相の信号がFET761のゲート端
子に、逆位相の信号がFET763のゲート端子に供給され
る。これによって、互いに位相の反転した信号が抵抗器
743,745のそれぞれ一方端に供給され、第７図に示した
信号源731,733と等価的な機能を果たすことができる。

また、キァパシタ753,755は直流成分を取り除くための
ものであり、これらのキァパシタ753,755を介すること
で交流成分のみが抽出される。

キァパシタ753の一方端（出力側）は、抵抗器791を介し
て接地されている共に定電流源795に接続されている。
この抵抗器791と定電流源795とによってレベル設定を行
なって、任意のレベルの出力信号Vout₁を得ることがで
きる。

同様に、キァパシタ755の一方端（出力側）は、抵抗器7
93を介して接地されていると共に定電流源797に接続さ
れている。この抵抗器793と定電流源797とによってレベ
ル設定を行なって、任意のレベルの出力信号Vout₂を得
ることができる。

尚、同レベルで位相の90°異なる出力信号Vout₁とVout₂
とを得る場合には、抵抗器791と793の抵抗値を等しくす
る。

第８図に示したRC位相回路は、第７図におけるFET711を
抵抗器743,FET741に、FET713を抵抗器745に置き換えた
ものであり、したがって（10）式（（10）式において抵
抗値R₁を抵抗値（R₃＋Rds）に、抵抗値R₂を抵抗値R₄に
置き換える）を満たすようにして、２つの出力信号Vout
₁とVout₂の位相差を90°に保つことが可能になる。

（ｖ）第５実施例第９図に、RC位相回路の別な構成を示す。

第９図において、811,813,821,823は電界効果トランジ
スタ（FET）を示している。尚、他の記号は第８図に用
いたものと同じであるものとする。

第９図に示したRC位相回路は、第８図に示したRC位相回
路において、FET761,741,抵抗器743,定電流源765をFET8
11,821に、FET763,抵抗器745,定電流源767をFET813,823
にそれぞれ置き換えたものである。FETはドレイン・ソ
ース間を流れる電流に応じて相互コンダクタンスgmが変
化する性質があり、この相互コンダクタンスgmは、 gm＝1/Rgs …（17）と表される。したがって、 Rgs＝1/gm …（18）となる。

FET821及び823が電流制御用であり、このFET821,823の
各ゲート電圧（ゲート・ソース間電圧）を制御すること
により、FET811,813の各ゲート・ソース間の抵抗値Rgs
を制御することが可能になる。

従って、第７図におけるFET711及び713の各ドレイン・
ソース間の抵抗値Rdsを第９図におけるFET811,813のゲ
ート・ソース間の抵抗値Rgsに置き換えて、（10）式を
満たすようにする。

（vi）第６実施例第10図に、RC位相回路の別な構成を示す。

第10図において、831は電圧制御形可変容量キァパシタ
を、841,843は抵抗器をそれぞれ示している。

第10図に示したRC位相回路は、第14図のキァパシタ935
を可変容量キァパシタ831に置き換えたものであり、こ
の可変容量キァパシタ831のキァパシタンスＣを制御す
ることにより、（10）式を満たすようにする。

尚、上述した第７図〜第10図のそれぞれに示したRC位相
回路は、第３図〜第５図の移相器に適用することが可能
である。

II.てい倍回路の構成及び動作次に、上述した移相器を使用した２てい倍回路について
説明する。

第11図（ａ）に、本発明実施例の２てい倍回路の構成を
示す。

第11図（ａ）において、911は入力信号に対して０°と9
0°の位相差を持つ２つの出力信号を得る移相器であ
る。また、913は２入力の排他的論理和を求める排他的
論理和ゲートである。

この移相器911は、第３図あるいは第４図に示した移相
器における２つの出力信号Vout₁，Vout₂の入力信号Vin
に対する位相差を０°,90°としたものである。また、
第３図，第４図のRC位相回路311は、第２図，第６図〜
第10図のそれぞれに示したRC位相回路を考えるものとす
る。

また、第11図（ｂ）に（ａ）に示した２てい倍回路の各
部の信号の状態を示す。図において、「入力信号」はて
い倍回路911に供給されるあるいはてい倍回路911内部で
発生（例えば第７図の信号源731,733で発生）するクロ
ック信号を、「信号Ａ」はてい倍回路911の位相差０°
の出力信号を、「信号Ｂ」はてい倍回路911の位相差90
°の出力信号を、「２てい倍出力」は排他的論理和ゲー
ト911の出力信号をそれぞれ示している。

移相器911は、入力信号（クロック信号）に対して位相
差が０°（信号Ａ）と90°（信号Ｂ）の２つの出力信号
を排他的論理和ゲート913に供給する。排他的論理和ゲ
ート913では、これらの２入力の排他的論理和を求めて
出力する。この出力信号は、第11図（ｂ）に示すように
入力信号の周波数を２倍にした２てい倍出力となる。

この移相器911は、入力信号の周波数変化に関わらず常
に位相差が０°と90°の２つの出力信号を得ることがで
きる。従って、入力信号の周波数変化に追従可能な２て
い倍回路を構成することが可能になる。

〔発明の効果〕

請求項１の発明によれば、RC位相回路内の可変容量性素
子あるいは可変抵抗素子を、入力信号に対し出力信号の
レベルが一定の比率になるように制御するすることによ
り、入力信号の周波数変化に対しても移相器の出力信号
の位相シフト量を一定に維持することが可能になる。

換言すれば、周波数変動による影響が見掛け上生じなく
なるように、振幅を比較し、比較結果を基にしてRC位相
記を制御することにより、周波数変化にも一定の出力正
弦波信号を維持できる。

また位相比較のとき、比較する信号の数十倍の動作速度
の位相比較器が必要であるが、振幅比較のときは、比較
する信号の数十分の一程度の低速動作の振幅比較器で充
分であるという効果を有している。その結果、位相比較
器と比較して振幅比較器は安価であるという効果も有し
ている。

また、請求項２の発明によれば、位相差が90°の２つの
出力信号を請求項１の移相器から出力し、この２つの出
力信号の排他的論理和を得ることにより、入力信号の周
波数変化に容易に追随可能なてい倍回路を実現すること
ができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の移相器の原理ブロック図、第２図は本発明の一実施例によるRC位相回路の構成図、第３図は実施例の移相器の構成図、第４図は実施例の移相器の構成図、第５図は実施例の移相器を適用した０°−360°位相可
変回路のブロック図、第６図は実施例のRC位相回路の構成図、第７図は実施例のRC位相回路の構成図、第８図は実施例のRC位相回路の構成図、第９図は実施例のRC位相回路の構成図、第10図は実施例のRC位相回路の構成図、第11図は実施例のてい倍回路の説明図、第12図は従来例の説明図、第13図は従来例の説明図、第14図は従来例の説明図、第15図は従来例の説明図、第16図は従来例の説明図、第17図は第６図の要部の構成図、第18図は第17図中の各電圧のベクトル図、第19図はθ対Vout₁/Vin特性図、第20図はバイアス電圧対可変容量特性例図である。 111はRC位相回路、 113,129,139,147,157は比較回路、 121,125,131,135,141,143,151,153は抵抗素子、 123,127,133,137,145,155は容量性素子である。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者北川昌二神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地富士通株式会社内 (72)発明者林明彦神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地富士通株式会社内 (72)発明者今井啓祐神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地富士通株式会社内 (72)発明者山下治雄神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地富士通株式会社内 (56)参考文献特開昭48−21118（ＪＰ，Ａ) 特開昭62−62609（ＪＰ，Ａ)

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】可変容量素子あるいは可変抵抗素子を含み
構成されるRC位相回路（111）と、前記RC位相回路（111）の入力正弦波信号と出力正弦波
信号とが入力され、この入力正弦波信号と出力正弦波信
号とを最大振幅値によって振幅比較する比較回路（11
3）と、を備え、前記入力正弦波信号の振幅に対し、前記出力正
弦波信号の振幅が所定の比率となるよう、前記可変容量
素子または可変抵抗素子を制御することを特徴とする移
相器。
【請求項２】請求項１に記載の移相器から位相差が90度
の２つの信号を得、該２つの信号の排他的論理和出力を
得るように構成したことを特徴とするてい倍回路。