JPH0748705B2 - スペクトラム拡散受信機 - Google Patents
スペクトラム拡散受信機Info
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- JPH0748705B2 JPH0748705B2 JP63007142A JP714288A JPH0748705B2 JP H0748705 B2 JPH0748705 B2 JP H0748705B2 JP 63007142 A JP63007142 A JP 63007142A JP 714288 A JP714288 A JP 714288A JP H0748705 B2 JPH0748705 B2 JP H0748705B2
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- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 8
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 3
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Description
【発明の詳細な説明】 A.産業上の利用分野 本発明はスペクトラム拡散通信方式で使用される受信
機、特にそのピークホールド回路に関する。
機、特にそのピークホールド回路に関する。
B.発明の概要 相関器によって、受信信号と基準信号の相関を取ること
によって、相関スパイクを得、その相関スパイクをピー
クホールド回路によってピークホールドしたホールド値
を受信信号処理に用いるスペクトラム拡散受信機におい
て、相関スパイク値をA/D変換するA/D変換回路と、上記
A/D変換回路の出力をラッチするラッチ回路と、上記ラ
ッチ回路の出力と、上記A/D変換回路の出力とを比較す
る比較回路とを有し、上記比較回路の出力で、上記ラッ
チ回路のラッチ動作を制御する手段によって、前記ピー
クホールド回路のホールド値を得るスペクトラム拡散受
信機。
によって、相関スパイクを得、その相関スパイクをピー
クホールド回路によってピークホールドしたホールド値
を受信信号処理に用いるスペクトラム拡散受信機におい
て、相関スパイク値をA/D変換するA/D変換回路と、上記
A/D変換回路の出力をラッチするラッチ回路と、上記ラ
ッチ回路の出力と、上記A/D変換回路の出力とを比較す
る比較回路とを有し、上記比較回路の出力で、上記ラッ
チ回路のラッチ動作を制御する手段によって、前記ピー
クホールド回路のホールド値を得るスペクトラム拡散受
信機。
C.従来の技術 スペクトラム拡散通信方式においては、相関器出力が変
動しても、それに追従して適切な閾値信号を得て、目的
の相関出力を検出できることが必要である。
動しても、それに追従して適切な閾値信号を得て、目的
の相関出力を検出できることが必要である。
従来方式としては、例えば特開昭60-5639号「スペクト
ラム拡散通信方式における受信回路」に示される方式が
ある。
ラム拡散通信方式における受信回路」に示される方式が
ある。
この方式は、マッチドフィルタ出力の正負の相関スパイ
クをそれぞれピークホールド回路によってピークホール
ドした後に合成し、このピークホールド値に比例する閾
値信号を発生させ、閾値回路とし、相関スパイクを検出
し、データ復調を行うもので、その回路構成を第３図に
示す。第３図中、21は相関器、22はピークホールド回
路、23は演算回路、24はフリップフロップ、25はシフト
クロック発生器、26はシフト回路、27はPN符号、28は遅
延回路、29,30は掛算器で、ここでは−１を掛けて反転
器の役割を果たしている。すなわち、ピークホールド回
路31は正極性のピークを保持し、ピークホールド回路32
は負極性のピークを保持する。そのピーク値から可変抵
抗R3を介し閾値信号を得、比較器33では正極性の相関ス
パイクを検出し、比較器34では負極性の相関スパイクを
検出する。
クをそれぞれピークホールド回路によってピークホール
ドした後に合成し、このピークホールド値に比例する閾
値信号を発生させ、閾値回路とし、相関スパイクを検出
し、データ復調を行うもので、その回路構成を第３図に
示す。第３図中、21は相関器、22はピークホールド回
路、23は演算回路、24はフリップフロップ、25はシフト
クロック発生器、26はシフト回路、27はPN符号、28は遅
延回路、29,30は掛算器で、ここでは−１を掛けて反転
器の役割を果たしている。すなわち、ピークホールド回
路31は正極性のピークを保持し、ピークホールド回路32
は負極性のピークを保持する。そのピーク値から可変抵
抗R3を介し閾値信号を得、比較器33では正極性の相関ス
パイクを検出し、比較器34では負極性の相関スパイクを
検出する。
D.発明が解決しようとする問題点 しかし、この回路構成には、以下の問題点がある。この
ピークホールド回路22は、相関スパイクを完全にピーク
ホールドする場合、相関スパイク幅が非常に細いため、
ダイオードD1もしくはD2の内部抵抗とコンデンサC1もし
くはC2による時定数を非常に小さくしなければならな
い。つまり、充電時定数を小さくする必要がある。
ピークホールド回路22は、相関スパイクを完全にピーク
ホールドする場合、相関スパイク幅が非常に細いため、
ダイオードD1もしくはD2の内部抵抗とコンデンサC1もし
くはC2による時定数を非常に小さくしなければならな
い。つまり、充電時定数を小さくする必要がある。
逆に、相関スパイク一周期分ほどこのピーク値をホール
ドする場合、ドループと呼ばれるホールド値の減少を抑
えるために、抵抗R1もしくはR2とコンデンサC1もしくは
C2から成る時定数を大きくせねばならない。つまり、放
電時定数を大きくする必要がある。
ドする場合、ドループと呼ばれるホールド値の減少を抑
えるために、抵抗R1もしくはR2とコンデンサC1もしくは
C2から成る時定数を大きくせねばならない。つまり、放
電時定数を大きくする必要がある。
第３図に示される回路構成により、変動する相関スパイ
クφ（ｔ）に対応して変動する閾値信号を設定する上
で、ピークホールド回路31もしくは32の放電時定数R1C1
もしくはR2C2を大きくしなければならないことは第４図
に示されるように明白である。
クφ（ｔ）に対応して変動する閾値信号を設定する上
で、ピークホールド回路31もしくは32の放電時定数R1C1
もしくはR2C2を大きくしなければならないことは第４図
に示されるように明白である。
次に、ピーク値の変動に対する追従を考えた場合、ホー
ルド性が良好なピークホールド回路、すなわち放電時定
数が大きなピークホールド回路の場合、ピーク値の減少
に対する追従性が悪くなる。これを第５図によって説明
する。
ルド性が良好なピークホールド回路、すなわち放電時定
数が大きなピークホールド回路の場合、ピーク値の減少
に対する追従性が悪くなる。これを第５図によって説明
する。
第５図に示されるようなレベル変動を生じている相関ス
パイクφ（ｔ）（この場合、データは1,1,0,0,に対応す
る）が、ピークホールド回路22に入力された場合、ピー
クホールド回路31および32の値は、ｂ）およびｃ）のSA
およびSBとなる。
パイクφ（ｔ）（この場合、データは1,1,0,0,に対応す
る）が、ピークホールド回路22に入力された場合、ピー
クホールド回路31および32の値は、ｂ）およびｃ）のSA
およびSBとなる。
ここで、正極性の相関スパイク１より小さい相関スパイ
ク２、もしくは負極性の相関スパイク３より小さい相関
スパイク４が得られた場合に、コンデンサC1もしくはC2
は、充電されず、放電を続ける。すなわち、放電による
ドループ以上にピーク値が減少した場合、そのピーク値
は、検出できないことになる。さらに、閾値信号SCおよ
びSDが第５図ａ）のように設定されていると、相関スパ
イク１は検出できるが、相関スパイク2,3,4は検出でき
ないことになる。
ク２、もしくは負極性の相関スパイク３より小さい相関
スパイク４が得られた場合に、コンデンサC1もしくはC2
は、充電されず、放電を続ける。すなわち、放電による
ドループ以上にピーク値が減少した場合、そのピーク値
は、検出できないことになる。さらに、閾値信号SCおよ
びSDが第５図ａ）のように設定されていると、相関スパ
イク１は検出できるが、相関スパイク2,3,4は検出でき
ないことになる。
それに伴って、入力データに対し復調データｄ（ｔ）は
誤ったデータとなる。第５図中、ｄ）およびｅ）は第３
図のそれぞれSEおよびｄ（ｔ）の波形を示す。
誤ったデータとなる。第５図中、ｄ）およびｅ）は第３
図のそれぞれSEおよびｄ（ｔ）の波形を示す。
本発明の目的は、受信信号レベルの変動に伴い、相関器
出力が変動した場合でも、変動に確実に追従したピーク
ホールド回路を提供することにある。
出力が変動した場合でも、変動に確実に追従したピーク
ホールド回路を提供することにある。
E.問題点を解決するための手段 上記目的を達成するため、本発明は、相関器によって、
受信信号と基準信号の相関を取ることによって、相関ス
パイクを得、その相関スパイクをピークホールド回路に
よってピークホールドしたピーク値を受信信号処理に用
いるスペクトラム拡散受信機において、相関スパイク値
をA/D変換するA/D変換回路を備え、前記ピークホールド
回路は、該A/D変換回路の出力をストアする第１のラッ
チ回路、該第１のラッチ回路の出力と、上記A/D変換回
路の出力とを比較する比較回路及び該比較回路の出力に
応じて、上記第１のラッチ回路にストアされるデータを
更新しかつ相関スパイクの周期毎に該データをクリアす
る手段、とから成り、更に上記ピークホールド回路の後
段に該ピークホールド回路から出力される相関スパイク
一周期分のピーク値を保持する第２のラッチ回路を設け
たことを要旨とする。
受信信号と基準信号の相関を取ることによって、相関ス
パイクを得、その相関スパイクをピークホールド回路に
よってピークホールドしたピーク値を受信信号処理に用
いるスペクトラム拡散受信機において、相関スパイク値
をA/D変換するA/D変換回路を備え、前記ピークホールド
回路は、該A/D変換回路の出力をストアする第１のラッ
チ回路、該第１のラッチ回路の出力と、上記A/D変換回
路の出力とを比較する比較回路及び該比較回路の出力に
応じて、上記第１のラッチ回路にストアされるデータを
更新しかつ相関スパイクの周期毎に該データをクリアす
る手段、とから成り、更に上記ピークホールド回路の後
段に該ピークホールド回路から出力される相関スパイク
一周期分のピーク値を保持する第２のラッチ回路を設け
たことを要旨とする。
F.実施例 以下に、図面を参照しながら、実施例を用いて本発明を
一層詳細に説明するが、それらは例示に過ぎず、本発明
の枠を越えることなしにいろいろな変形や改良があり得
ることは勿論である。
一層詳細に説明するが、それらは例示に過ぎず、本発明
の枠を越えることなしにいろいろな変形や改良があり得
ることは勿論である。
第１図は本発明によるスペクトラム拡散受信機で使用さ
れる相関パルス発生回路の構成を示すブロック図、第２
図は第１図に示す回路の各部における信号のタイミング
チャートである。第１図中、１は相関器およびPDI（Pos
t Detection Integration:積分回路）、２はA/D変換
器、３は反転回路、4,5,8,11はラッチ回路、6,7,14,15
は比較回路、9,10はゲート回路、12,13は閾値設定回
路、16,17はディジタルピークホールド回路を表わす。
れる相関パルス発生回路の構成を示すブロック図、第２
図は第１図に示す回路の各部における信号のタイミング
チャートである。第１図中、１は相関器およびPDI（Pos
t Detection Integration:積分回路）、２はA/D変換
器、３は反転回路、4,5,8,11はラッチ回路、6,7,14,15
は比較回路、9,10はゲート回路、12,13は閾値設定回
路、16,17はディジタルピークホールド回路を表わす。
A/D変換器２は、サンプリング信号ｂを基に、相関スパ
イクａをA/D変換し、出力ｃを得る。ここで、相関スパ
イクａが存在する期間をサンプリングした結果は、A/D
変換器２の出力ｃの斜線部にある。
イクａをA/D変換し、出力ｃを得る。ここで、相関スパ
イクａが存在する期間をサンプリングした結果は、A/D
変換器２の出力ｃの斜線部にある。
次に、A/D変換器２の出力ｃを経路１および経路２に分
岐する。経路１は正極性相関スパイクを検出するための
経路であり、経路２は負極性相関スパイクを検出するた
めの経路である。
岐する。経路１は正極性相関スパイクを検出するための
経路であり、経路２は負極性相関スパイクを検出するた
めの経路である。
経路２はA/D変換器２の出力ｃのＮビットのデータを極
性反転することによって経路１と同様の回路構成で実現
可能である。したがってA/D変換器２の後、経路２は反
転回路３に入力される。経路２において反転回路３以下
の回路構成は経路１と同一であるから、経路１のみの動
作を説明する。
性反転することによって経路１と同様の回路構成で実現
可能である。したがってA/D変換器２の後、経路２は反
転回路３に入力される。経路２において反転回路３以下
の回路構成は経路１と同一であるから、経路１のみの動
作を説明する。
A/D変換器２の出力ｃはラッチ回路４および比較回路６
に入力される。比較回路６では、A/D変換器２の出力ｃ
とラッチ回路４にストアされているデータｆを比較し、
A/D変換器２の出力ｃのデータの方が大きいと判断させ
れ場合に、パルス出力ｄを得る。このパルスｄをトリガ
として、ラッチ回路４は、A/D変換器２の出力ｃのデー
タをストアし、ラッチ回路４のデータｆを更新する。
に入力される。比較回路６では、A/D変換器２の出力ｃ
とラッチ回路４にストアされているデータｆを比較し、
A/D変換器２の出力ｃのデータの方が大きいと判断させ
れ場合に、パルス出力ｄを得る。このパルスｄをトリガ
として、ラッチ回路４は、A/D変換器２の出力ｃのデー
タをストアし、ラッチ回路４のデータｆを更新する。
このようにA/D変換器２の出力ｃとラッチ回路４のデー
タｆを順次比較し、ラッチ回路４がストアするデータｆ
を更新することによってA/D変換器２の出力ｃの最大値
を求めるディジタルピークホールド回路16を構成する。
タｆを順次比較し、ラッチ回路４がストアするデータｆ
を更新することによってA/D変換器２の出力ｃの最大値
を求めるディジタルピークホールド回路16を構成する。
ラッチ回路４は相関スパイクの周期ごとにクリア信号ｅ
によってストアされている内容ｆをクリアし、新たな相
関スパイク一周期分のピークホールドを行なう。クリア
信号ｅのパルスの周期は、相関スパイクの周期と同じで
ある。つまり、この回路構成によるディジタルピークホ
ールド回路であれば、相関スパイク一周期分におけるピ
ーク値は確実に保持できる。
によってストアされている内容ｆをクリアし、新たな相
関スパイク一周期分のピークホールドを行なう。クリア
信号ｅのパルスの周期は、相関スパイクの周期と同じで
ある。つまり、この回路構成によるディジタルピークホ
ールド回路であれば、相関スパイク一周期分におけるピ
ーク値は確実に保持できる。
次に、ラッチ回路４にストアされている相関スパイク一
周期分におけるA/D変換器２の出力ｃの最大値を、ラッ
チ回路４をクリア信号ｅによってクリアする前に信号ｈ
をトリガとしてラッチ回路８にストアする。ここで、ゲ
ート回路９は、クリア信号ｅのパルスが入力されるまで
に正極性相関パルスｊが入力されたら、イネーブル信号
ｇを通過させ、ラッチ回路８に信号ｈを入力させる。
周期分におけるA/D変換器２の出力ｃの最大値を、ラッ
チ回路４をクリア信号ｅによってクリアする前に信号ｈ
をトリガとしてラッチ回路８にストアする。ここで、ゲ
ート回路９は、クリア信号ｅのパルスが入力されるまで
に正極性相関パルスｊが入力されたら、イネーブル信号
ｇを通過させ、ラッチ回路８に信号ｈを入力させる。
正極性相関パルスｊが、存在しなかった時には、ゲート
を閉じ、信号ｈには何も出力されず、ラッチ回路８はト
リガパルスを受けないため、ラッチ回路８の出力ｉは変
わらない。
を閉じ、信号ｈには何も出力されず、ラッチ回路８はト
リガパルスを受けないため、ラッチ回路８の出力ｉは変
わらない。
ラッチ回路８は相関スパイク一周期分のピーク値を保持
し、正極性相関パルスの存在により、さらに次の相関ス
パイク一周期分において、現在保持している相関スパイ
ク一周期分のピーク値データを更新するかしないかの判
定を行なう。
し、正極性相関パルスの存在により、さらに次の相関ス
パイク一周期分において、現在保持している相関スパイ
ク一周期分のピーク値データを更新するかしないかの判
定を行なう。
このような構成をとることによって、相関スパイクａの
一周期内で、確実に相関スパイクのピーク値を保持で
き、かつピーク値の変動にも追従できるとともに、相関
スパイクの極性が変化した場合の誤動作を無くすること
が可能である。
一周期内で、確実に相関スパイクのピーク値を保持で
き、かつピーク値の変動にも追従できるとともに、相関
スパイクの極性が変化した場合の誤動作を無くすること
が可能である。
次にラッチ回路８の出力データｉは閾値設定回路12に入
力される。ここでは、ラッチ回路８の出力データｉと乗
算係数を表わす制御信号ｋの演算が行なわれ、閾値信号
ｌを発生する。この閾値信号ｌは、Ｎビットのディジタ
ル信号である。なお、制御信号ｋは、例えばCPU等で発
生される。
力される。ここでは、ラッチ回路８の出力データｉと乗
算係数を表わす制御信号ｋの演算が行なわれ、閾値信号
ｌを発生する。この閾値信号ｌは、Ｎビットのディジタ
ル信号である。なお、制御信号ｋは、例えばCPU等で発
生される。
次に閾値設定回路12で得られた閾値信号ｌは比較回路14
に入力される。比較回路14ではA/D変換器２の出力ｃと
閾値信号ｌを比較し、閾値信号ｌよりも大きいA/D変換
器２の出力ｃが入力された時、出力ｊを得る。このよう
に相関スパイクに対応した相関パルスｊが得られる。
に入力される。比較回路14ではA/D変換器２の出力ｃと
閾値信号ｌを比較し、閾値信号ｌよりも大きいA/D変換
器２の出力ｃが入力された時、出力ｊを得る。このよう
に相関スパイクに対応した相関パルスｊが得られる。
さらに、補足すると、ディジタルピークホールド回路16
で得られた相関スパイク一周期内のA/D変換器２の出力
ｃのピーク値をラッチ回路８にストアすることで、次の
一周期における閾値信号ｌが設定できることになる。仮
りにその一周期内の閾値信号ｌを越えるA/D変換器２の
出力ｃが無く、相関パルスｊが得られなくても、ラッチ
回路８のデータｉは保持されたままであるので、さらに
その次の一周期にも閾値信号ｌは同じ値として設定され
ることになる。
で得られた相関スパイク一周期内のA/D変換器２の出力
ｃのピーク値をラッチ回路８にストアすることで、次の
一周期における閾値信号ｌが設定できることになる。仮
りにその一周期内の閾値信号ｌを越えるA/D変換器２の
出力ｃが無く、相関パルスｊが得られなくても、ラッチ
回路８のデータｉは保持されたままであるので、さらに
その次の一周期にも閾値信号ｌは同じ値として設定され
ることになる。
よって、第２図に示されるように、負極性相関スパイク
が存在する周期内でのディジタルピークホールド回路16
のラッチ回路４にストアされているデータｆは、雑音レ
ベルを示しているが、前の周期のピーク値をラッチ回路
８で保持する限り、比較回路14で相関パルスｊの誤検出
はない。
が存在する周期内でのディジタルピークホールド回路16
のラッチ回路４にストアされているデータｆは、雑音レ
ベルを示しているが、前の周期のピーク値をラッチ回路
８で保持する限り、比較回路14で相関パルスｊの誤検出
はない。
さらに、負極性相関スパイクの次の周期における相関ス
パイクの検出のための閾値信号ｌは、ラッチ回路８の出
力ｉによって設定が可能であり、相関スパイクのみを検
出可能とする。
パイクの検出のための閾値信号ｌは、ラッチ回路８の出
力ｉによって設定が可能であり、相関スパイクのみを検
出可能とする。
G.発明の効果 以上説明した通り、本発明によれば、入力レベルの変動
による相関器出力変動を生じた場合でも、正確なピーク
ホールド動作を行なうことができるという利点が得られ
る。
による相関器出力変動を生じた場合でも、正確なピーク
ホールド動作を行なうことができるという利点が得られ
る。
第１図は本発明によるスペクトラム拡散受信機で使用さ
れる相関パルス発生回路の構成を示すブロック図、第２
図は第１図に示す回路の各部における信号のタイミング
チャート、第３図は従来の相関パルス発生回路の回路
図、第４図は放電時定数が小さい場合および放電時定数
が大きい場合の電圧波形図、第５図は第３図に示す回路
の各部における信号波形図である。 １……相関器およびPDI、２……A/D変換器、３……反転
回路、4,5,8,11……ラッチ回路、6,7,14,15……比較回
路、9,10……ゲート回路、12,13……閾値設定回路、16,
17……ディジタルピークホールド回路。
れる相関パルス発生回路の構成を示すブロック図、第２
図は第１図に示す回路の各部における信号のタイミング
チャート、第３図は従来の相関パルス発生回路の回路
図、第４図は放電時定数が小さい場合および放電時定数
が大きい場合の電圧波形図、第５図は第３図に示す回路
の各部における信号波形図である。 １……相関器およびPDI、２……A/D変換器、３……反転
回路、4,5,8,11……ラッチ回路、6,7,14,15……比較回
路、9,10……ゲート回路、12,13……閾値設定回路、16,
17……ディジタルピークホールド回路。
Claims (1)
- 【請求項１】相関器によって、受信信号と基準信号の相
関を取ることによって、相関スパイクを得、その相関ス
パイクをピークホールド回路によってピークホールドし
たピーク値を受信信号処理に用いるスペクトラム拡散受
信機において、相関スパイク値をA/D変換するA/D変換回
路を備え、前記ピークホールド回路は、該A/D変換回路
の出力をストアする第１のラッチ回路、該第１のラッチ
回路の出力と、上記A/D変換回路の出力とを比較する比
較回路及び該比較回路の出力に応じて、上記第１のラッ
チ回路にストアされるデータを更新しかつ相関スパイク
の周期毎に該データをクリアする手段、とから成り、更
に上記ピークホールド回路の後段に該ピークホールド回
路から出力される相関スパイク一周期分のピーク値を保
持する第２のラッチ回路を設けたことを特徴とするスペ
クトラム拡散受信機。
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63007142A JPH0748705B2 (ja) | 1988-01-14 | 1988-01-14 | スペクトラム拡散受信機 |
| CA000587279A CA1318368C (en) | 1988-01-14 | 1988-12-29 | Correlation pulse generator |
| US07/294,773 US4965759A (en) | 1988-01-14 | 1989-01-06 | Spread-spectrum receiver |
| GB8900532A GB2214034B (en) | 1988-01-14 | 1989-01-10 | Correlation pulse generator |
| FR898900392A FR2626120B1 (fr) | 1988-01-14 | 1989-01-13 | Generateur d'impulsions en correlation |
| NL8900080A NL8900080A (nl) | 1988-01-14 | 1989-01-13 | Correlatiepulsgenerator. |
| DE3900921A DE3900921C2 (de) | 1988-01-14 | 1989-01-13 | Spread-Spektrum-Empfänger |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63007142A JPH0748705B2 (ja) | 1988-01-14 | 1988-01-14 | スペクトラム拡散受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01181347A JPH01181347A (ja) | 1989-07-19 |
| JPH0748705B2 true JPH0748705B2 (ja) | 1995-05-24 |
Family
ID=11657823
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63007142A Expired - Fee Related JPH0748705B2 (ja) | 1988-01-14 | 1988-01-14 | スペクトラム拡散受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0748705B2 (ja) |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS605639A (ja) * | 1983-06-23 | 1985-01-12 | Omron Tateisi Electronics Co | スペクトラム拡散通信方式における受信回路 |
-
1988
- 1988-01-14 JP JP63007142A patent/JPH0748705B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01181347A (ja) | 1989-07-19 |
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