JPH0748706B2 - スペクトル拡散通信方式 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はスペクトル拡散通信方式に係り、特に、受信
（復調）側において、逆拡散用の擬似雑音を発生するた
めの拡散符号発生回路を不要としたスペクトル拡散通信
方式に関する。

〔技術的背景〕

スペクトル拡散通信方式とは、キャリアを情報信号にて
１次変調したものを広帯域の雑音状の拡散符号により２
次変調して、非常に広い帯域に拡散する方式である。一
般的には、２次変調方式の違いにより、直接拡散（DS）
方式，周波数ホッピング（FH）方式，ハイブリッド方式
等があり、本発明方式はこのうち前者のDS方式に関す
る。かかるスペクトル拡散通信には次のような多くの特
長がある。

秘匿性（秘話性）が非常に高い。

外部干渉や雑音，故意の妨害に強い。

従来システムと共存できる。

MCA局のような制御局や制御チャンネルが不要であ
る。

アドレスコードでの管理ができる。

DS（直接拡散）方式では電力密度が低いので、電波
が存在していないように見える（微弱な電力で送信でき
る）。

通話品位の低下を若干許容すれば局数を増加でき
る。

疑似雑音符号信号を変えることにより、同一周波数
帯域内に多重することが可能である。

これらのことが認識されて、現在では単に通信分野にと
どまらず各分野での応用が進んできており、民生機器へ
の展開も始められつつある。

〔従来の技術〕

第７図及び第８図を参照しながら、スペクトル拡散通信
の基本原理について説明する。第７図はDS方式による従
来のスペクトル拡散通信方式を実現する通信装置の基本
構成図、第８図は各構成部分におけるスペクトル波形図
である。第７図に示すように、送信側であるＡ局の１次
変調回路41にて１次変調された第８図（ａ）図示の如き
信号（F₁）は、拡散符号生成回路39からの拡散符号信号
（F_SS；同図（ｂ）参照）により拡散変調回路42にて２
次変調されて、増幅された後アンテナA₁より送信信号
（F_1S）として出力される。１次変調の種類は特に制限
はなく、周波数変調（FM）やPSK（Phase Shift Keyin
g）等で良く（本明細書ではPSKにより変調を行なうもの
として説明する）、２次変調（拡散変調）は、一般的に
疑似雑音符号（Pseudo Noise:PN符号）によりPSK変調す
る。このPN符号はできる限りランダム雑音状で、且つ受
信機側で符号を取り出すために一定の周期を有している
必要がある。

次に、受信側の構成及び機能等について説明する。受信
側であるＢ局では、アンテナA₂から所定のフィルタと高
周波増幅器により得られたF_1S信号を、逆拡散回路44に
おいて拡散符号生成回路49からの拡散符号により逆拡散
する。この拡散符号生成回路49はＡ局の拡散符号生成回
路39と同期が取られており、PN符号も同一（F_SS）であ
る。ところで、アンテナA₂に入来する電波はF_1Sだけと
は限らず、第８図（ｃ）に示すように、他のSS局からの
電波（F_2S′，F_3S′…）と一般局からの電波（Fn）が存
在する。そこで、逆拡散回路44で逆拡散を施すことによ
り、同図（ｄ）図示の如き所望の電波F_1Sを同図（ａ）
のようなスペクトルに戻し、フィルタ（狭帯域波器が
望ましい）45にてF_1S以外の成分の大部分を除去し（同
図（ｅ）参照）、復調回路46にて元の情報信号に復調し
て出力するわけである。なお、同図（ｅ）からわかるよ
うに、フィルタ45の出力信号中にはF_1Sの他に干渉波のF
nと多局のSS波の一部が残っている。この残留電力（少
いほど良い）と目的信号の電力の比をDN比（信号電力対
干渉電力比）と呼んでおり、このDN比を大きく取るため
には拡散帯域ができる限り広い方が有利であり、一般的
に情報信号の周波数帯域の100〜1000倍程度にしてい
る。

以上、スペクトル拡散通信の基本的な原理について説明
したが、次にスペクトル拡散通信を行なう場合の1,2次
各変調・復調における具体的な動作について理論的に説
明する。スペクトル拡散通信におけるスペクトル拡散信
号Ｓ（ｔ）｛第７図のF_1S｝は、情報データをｄ（ｔ）
［＋１又は−１］，拡散符号F_SSをＰ（ｔ）［＋１又は
−１］，搬送波をcosω_ｃｔとすると、次式で表わされ
る。

Ｓ（ｔ）＝ｄ（ｔ）Ｐ（ｔ）cosω_ｃｔ ……（１） （但し、ω_ｃ＝２πｆ_ｃ） このスペクトル拡散信号Ｓ（ｔ）は、受信（復調）にお
いて、入来したスペクトル拡散信号より拡散符号用クロ
ック信号を生成し、更に送信時のスペクトル拡散信号に
おける拡散符号と同期した拡散符号Ｐ（ｔ）｛実際には
若干の遅延の伴った である｝を得て、入来したスペクトル拡散信号方式Ｓ
（ｔ）との乗算｛相関又は逆拡散とも言う｝を行ない、
ｄ（ｔ）cosω_ｃｔなる２相PSK信号に変換される。更
に、再生した搬送波cosω_ｃｔ｛実際には との乗算による同期検波を行ない、 ｄ（ｔ）（cosω_ｃｔ）^２＝1/2d（ｔ）（１＋cos2ω_ｃｔ） を得て、搬送波成分２ω_ｃｔをフィルタで除去すること
により情報データｄ（ｔ）が復調される。

ここで、２相PSK信号ｄ（ｔ）cosω_ｃｔの帯域幅（スペ
クトルのメインローブ）をB_Dとし、拡散符号Ｐ（ｔ）に
より拡散されたスペクトル拡散信号の帯域幅（スペクト
ルのメインローブとする）をB_pとすれば、スペクトル拡
散通信におけるプロセスゲインG_pは、 G_p=B_p/B_D ……（２） で表わされる。プロセスゲインG_pは、通常の設計値にお
いて数百〜数千の値であり、この値に従って妨害信号，
雑音等の抑圧が行なわれるため、情報データｄ（ｔ）に
対してスペクトル拡散信号の周波数帯域が広いほど耐妨
害性，耐雑音性等における改善効果が高まる。即ち、改
善効果はプロセスゲインG_pでほぼ一義的に定まる。

〔発明が解決しようとする課題〕

かかるスペクトル拡散通信方式では、「逆拡散」が最も
重要であり、これを行なうに必要な拡散符号の生成が容
易ではなく、現在では、AFC制御ループ，遅延ロックル
ープ及び乗算器による逆拡散法や、マッチドフィルタを
用いて同期ループと乗算器による逆拡散法が一般的に用
いられている。これらの構成による逆拡散は、いずれも
回路構成が複雑で、更には調整面やコスト面での問題も
あり、民生機器への展開に当ってはこれらの問題を解決
する必要がある。又、非常に広い周波数帯域を必要とす
るために、周波数帯域（又は電波）の有効活用の面で問
題があり、実際には使用できる周波数帯域が限られてし
まい、希望通りの設計が行ない難い等の欠点があった。

〔課題を解決するための手段〕

本発明の通信方式は、変調側には，第１の搬送波と情報
信号とにより変調された１次変調波信号を入力信号とし
て第２の搬送波との加算信号を得る手段と，得られた加
算信号を拡散符号信号により拡散して変調拡散符号信号
とスペクトル拡散信号とが合成された複合スペクトル拡
散信号を得る手段とを備え、復調側には，上記複合スペ
クトル拡散信号を入力して上記変調拡散符号信号とスペ
クトル拡散信号とを分離検出する分離フィルタと，分離
検出されたスペクトル拡散信号における上記分離フィル
タの時間遅延分を除去する補償手段と，この補償手段に
より得られた補償スペクトル拡散信号と上記分離された
変調拡散符号信号とを入力して両信号の乗算により逆拡
散を行なう手段と，逆拡散により復調１次変調波信号を
得て出力する手段とを備えて通信することにより、上記
欠点を解消したものである。

〔実施例〕 本発明のスペクトル拡散通信方式は、上述のように、変
調時には逆拡散に使用する変調拡散符号信号を生成して
スペクトル拡散信号のスペクトル間に周波数間挿して送
出し、復調時にはスペクトル拡散信号と変調拡散符号信
号とを分離検出してから、スペクトル拡散信号中の遅延
成分を補償回路にて除去して後、上記変調拡散符号信号
との乗算による逆拡散を行い、得られた復調１次変調波
信号をフィルタで分離検出して出力するようにしてい
る。これにより、従来より逆拡散において必須の構成要
件であったクロック再生回路，ループで構成される同期
引込み回路及び同期保持回路，拡散符号発生回路49（第
７図参照）等が不要となり、更に上記補償回路により遅
延成分の除去が可能となって、歪の無いスペクトル拡散
信号による理想的な逆拡散を実現し得たものであり、以
下、本発明方式を実現し得る装置の１例を上げて、図面
を参照しながら説明する。

第１図は、本発明のスペクトル拡散通信方式を実現する
スペクトル拡散通信装置の第１実施例のブロック構成図
で、同図（Ａ）が変調部（送信側）10,同図（Ｂ）が復
調部（受信側）20である。なお、この図においてはアン
テナ等構成の一部の図示を省略している。

変調部10は、LPF（低域波器）1,演算回路（加算器）
6,拡散符号発生回路（PNG）11,BPF（帯域波器）12及
び２つの乗算器2,3を備え、これらを第１図（Ａ）図示
の如く接続して構成している。また復調部20は２つのBP
F13,14;遅延回路（DL）15,17;減算器21,22;及び加算器
7,乗算器４を備え、これらを第１図（Ｂ）図示の如く接
続して構成している。なお、遅延回路15,加算器7,及び
減算器21とで２種類の櫛歯形フィルタ18を構成してお
り、その周波数特性は第２図（Ａ），（Ｂ）に夫々加算
特性及び減算特性として示す通りである。以下、具体的
な機能，動作について、第３図及び第４図の信号波形図
を併せ参照して説明する。

まず送信を行なう場合、変調部10の入力端子In₁より情
報データｄ（ｔ）をLPF1を介して乗算器２に供給し、こ
こで入力端子In₂から供給されている第１の搬送波cosω
_c1ｔと乗算して、第３図（Ａ）の（イ）の如き１次変調
信号（２相PSK変調信号）ｄ（ｔ）cosω_c1ｔを生成して
加算器６に供給する。また、入力端子In₃より第２の搬
送波cosω_c2ｔ（同図（Ａ）の（ロ））を加算器６に供
給し、ここで上記２相PSK信号との加算を行なって加算
信号ｄ（ｔ）cosω_c1ｔ＋cosω_c2ｔを作り、スペクトル
拡散を行なうための乗算器３に供給する。11は拡散符号
生成回路であり、ここでは入力端子In₄より供給される
クロック信号S_C（ｔ）を基に拡散符号Ｐ（ｔ）を生成し
ている。拡散符号としては、通常は疑似雑音符号がよく
用いられ、その中でもＭ系列符号がよく用いられるの
で、「擬似雑音符号」と呼ばれることもある。拡散符号
発生回路11にて生成された拡散符号Ｐ（ｔ）は乗算器３
に供給され、ここで上記加算信号ｄ（ｔ）cosω_c1ｔ＋c
osω_c2ｔとの乗算（スペクトル拡散）が行なわれて、複
合スペクトル拡散信号Ｐ（ｔ）｛ｄ（ｔ）cosω_c1ｔ＋c
osω_c2ｔ｝（以下「S_M（ｔ）」とも記す）となり（第３
図（Ｂ）参照）、BPF12にて複合スペクトル拡散信号の
メインローブのみが通過，伝送されて、出力端子Out₁よ
り出力される。

ここで、（複合）スペクトル拡散信号の周波数スペクト
ルについて説明する。複合スペクトル拡散信号S_M（ｔ）
＝Ｐ（ｔ）｛ｄ（ｔ）cosω_c1ｔ＋cosω_c2ｔ｝は、Ｐ
（ｔ）ｄ（ｔ）cosω_c1ｔなるスペクトル拡散信号S
₁（ｔ）と、Ｐ（ｔ）cosω_c2ｔなる変調拡散符号信号S₂
（ｔ）とに分けられ、これらの周波数スペクトルを示す
と、S_M（ｔ）は第３図（Ｂ）で、スペクトル拡散信号S₁
（ｔ）は第３図（Ｃ）で、変調拡散符号信号S2（ｔ）は
第３図（Ｄ）である。また、第３図（Ａ）は１次変調信
号ｄ（ｔ）cosω_c1ｔの周波数スペクトル（イ）と、第
２の搬送波cosω_c2ｔの周波数スペクトル（ロ）を示す
図である。また第３図（Ｅ）は後述するように逆拡散出
力である復調２相PSK信号ｄ（ｔ）cos（ω_c1‐ω_c2）ｔ
及びｄ（ｔ）cos（ω_c1＋ω_c2）ｔの周波数スペクトル
を示す図である。なお、−S_an＋S_an，−S_b1〜＋S_bnは夫
々（イ），（ロ）の側帯波の周波数スペクトルである。

ここで、拡散符号発生回路11に供給されるクロック信号
の１ビット時間長をT₀とし、拡散符号発生回路11におい
てＭ系列符号を用い、そのＭ系列符号発生回路（図示せ
ず）にシフトレジスタを用いた場合、その段数をｎとす
ると、拡散符号信号Ｐ（ｔ）の１周期のチップ数（ビッ
ト数）は2ⁿ‐１であるから、Ｐ（ｔ）の１周期の時間長
はT₀（2ⁿ‐１）となる。

第９図は、クロック信号、拡散符号信号の一例を示す図
である。同図（Ａ）はクロック信号を示し、その１ビッ
ト時間長がT₀である。同図（Ｂ）は拡散符号信号Ｐ
（ｔ）を示し、その１周期はT₀（2ⁿ‐１）である。ま
た、後述するように遅延回路15における遅延時間ＴをＰ
（ｔ）の１周期の時間長T₀（2ⁿ‐１）と等しくしてい
る。

従って、拡散されている周波数スペクトルのスペクトル
間隔の、第３図（Ｂ）のスペクトル拡散信号のスペクト
ル間隔は、｛（2ⁿ‐１）T₀｝^-1で、第３図（Ｃ）の変調
拡散符号信号のスペクトル間隔も、｛（2ⁿ‐１）T₀｝^-1
である。この２つのスペクトルが周波数的に干渉しない
よう最適な配置で複合（加算）させるには、第３図
（Ａ）のω_c1とω_c2の間隔を｛２（2ⁿ‐１）T₀｝^-1にす
ればよく、この様にすればS_M（ｔ）は、第３図（Ｂ）に
示される様に等間隔で配置された周波数スペクトルとな
る。

第４図は、第３図（Ｂ）に示した複合スペクトル拡散信
号を更に広帯域で見た周波数スペクトルのメインローブ
を示した図である。第４図（ａ）は第３図（Ｂ）の＋S
_bnから更に高域側に存在する零点付近の位置、第４図
（ｂ）は第３図（Ｂ）の−S_anから更に低域側に存在す
る零点付近の位置を示し、第４図（ａ），（ｂ）間に存
在する複数のスペクトルのエンベロープを示した実線
（ハ）が複合スペクトル拡散信号のメインローブであ
る。また、第４図の点線はメインローブの両端に生じて
いるスペクトルのエンベロープであるサイドローブを示
している。

なお、第４図（ａ），（ｂ）について更に詳細に説明す
る。第３図（ｃ）の側帯波＋S_anの高域側にはスペクト
ルの間隔と同様の間隔で零点が存在し、−S_anの低域側
にもスペクトルの間隔と同様の間隔で零点が存在する。
第３図（Ｄ）の側帯波＋S_bn，−S_bnの両端にも同様の間
隔で零点が夫々存在し、これらを夫々＋S_a0，−S_a0，＋
S_b0，−S_b0とすると、第３図（Ｂ）の＋S_bnの高域側に
は＋S_a0と＋S_b0とが存在し、−S_anの低域側には−S_a0と
−S_b0とが存在する。第４図（ａ）は＋S_a0と＋S_b0の略
中間点、第４図（ｂ）は−S_a0と−S_b0の略中間点として
いる。

次に、第１図（Ｂ）を参照して、復調部20の機能につい
て説明する。入力端子In₅に入来した複合スペクトル拡
散信号S_M（ｔ）（第３図（Ｂ）参照）は、BPF13にて複
合スペクトル拡散信号以外の周波数成分を除去されて、
遅延回路15,加算器7,及び減算器21,22;の正入力端子に
供給される。更に、遅延回路15の出力を加算器７及び減
算器21の負入力端子に供給する構成とすることにより、
遅延回路15,加算器７及び減算器21とで加算特性及び減
算特性（夫々第２図（Ａ），（Ｂ）参照）を有する櫛歯
形フィルタ18が形成されている。いま、遅延回路15にお
ける遅延時間をＴ（＝1/F）とすると、加算の場合は第
２図（Ａ）に示すように、1/T,2/T,3/T,…,N/T（Ｎは自
然数）の周波数の箇所で利得が２倍となり、それらの各
中間の周波数では出力は０となって急峻なディップが出
来る。櫛歯形フィルタ18の加算器７を含む加算部の伝達
特性を説明する。第１図において、例えば櫛歯形フィル
タ18の入力をｆ（ｔ），加算器の出力をｇ（ｔ），遅延
回路15の遅延時間をＴ、とすると、 ｇ（ｔ）＝ｆ（ｔ）＋ｆ（ｔ−Ｔ） フーリエ変換対として、ｆ（ｔ）とＦ（ω）,g（ｔ）と
Ｇ（ω）の関係から、 Ｇ（ω）＝Ｆ（ω）＋Ｆ（ω）ｅ^−ｊωＴ ＝Ｆ（ω）（１＋ｅ^−ｊωＴ） 従って、加算部の伝達関数Ｈ（ω）は、 Ｈ（ω）＝Ｇ（ω）/F（ω） ＝ｅ^−ｊωT/2（ｅ^ｊωT/2＋ｅ^−ｊωT/2） ＝2e^−ｊωT/2cos ωT/2 となり、この出力特性は、 |H（ω）｜＝2|cos ωT/2|で表わせる。

第２図（Ａ）は、この特性を横軸に周波数ｆ（ｆ＝ω/2
π），縦軸に出力を取って図示したものである。

減算の場合は逆に同図（Ｂ）に示すように、1/T,2/T,3/
T,…,N/Tの周波数の所で谷（利得が０）となり、それら
の各中間の周波数では利得が２倍となる。

櫛歯形フィルタ18の減算器21を含む減算部の伝達特性を
説明する。加算部と同様に第１図において、例えば減算
器の出力をg₁（ｔ）とすると、 g₁（ｔ）＝ｆ（ｔ）−ｆ（ｔ−Ｔ） フーリエ変換対として、ｆ（ｔ）とＦ（ω），g₁（ｔ）
とG₁（ω）の関係から、 G₁（ω）＝Ｆ（ω）−Ｆ（ω）ｅ^−ｊωＴ ＝Ｆ（ω）（1-e^−ｊωＴ） 従って、減算部の伝達関数H₁（ω）は、 H₁（ω）＝G₁（ω）/F（ω） ＝ｅ^−ｊωT/2（ｅ^ｊωT/2−ｅ^−ｊωT/2） ＝2je^−ｊωT/2sin ωT/2 となり、この出力特性は ｜H₁（ω）｜＝2|sin ωT/2|で表わせる。

第２図（Ｂ）は、この特性を横軸に周波数ｆ（ｆ＝ω/2
π），縦軸に出力を取って図示したものである。

つまり、第２図（Ａ）と第２図（Ｂ）とを比較すると周
期が等しく、山と谷とが逆転している。

従って、これらの谷の間隔1/Tをスペクトル拡散信号S₂
（ｔ）の周波数スペクトル間隔＝｛（2ⁿ‐１）T₀｝^-1と
同じくして、例えば第２図（Ａ）の谷と、S₂（ｔ）の周
波数スペクトルとを合わせれば、複合スペクトル拡散信
号S_M（ｔ）におけるS₂（ｔ）を除去し、加算部からはS₁
（ｔ）のみが出力され、それと共に、減算部ではS
₁（ｔ）を除去してS₂（ｔ）のみが出力される。

第10図は、この様子を周波数軸上で示した図である。同
図（ａ）は第３図（Ｂ）に示した複合スペクトル拡散信
号S_M（ｔ）を示し、第10図（Ｂ）は櫛歯形フィルタ18の
加算部の周波数特性を示し、同図（ｃ）は櫛歯形フィル
タ18の加算部の出力を示し、同図（ｄ）は櫛歯形フィル
タ18の減算部の周波数特性を示し、同図（ｅ）は櫛歯形
フィルタ18の減算部の出力を示す。同図（ｅ）のｋは後
述するクロストーク成分である。

このようにして、櫛歯形フィルタ18により、S₁（ｔ）と
S₂（ｔ）との分離検出が行われる。

従って、加算器７の出力周波数はＰ（ｔ）ｄ（ｔ）cos
ω_c1ｔ（以下「S₁（ｔ）」とも記載する；第３図（Ｃ）
参照）となり、減算器21の出力信号はＰ（ｔ）cosω_c2
ｔ（以下「S₂（ｔ）」とも記載する；同図（Ｄ）参照）
となる。なお、櫛歯形フィルタ18の具体的な分離動作に
ついては後述するが、ここでは遅延回路15による複合ス
ペクトル拡散信号S_M（ｔ）の遅延分の表現は、説明の便
宜上省略した。

叙上の如き原理により分離検出された加算出力信号S
₁（ｔ）は、次段の補償回路19に供給され、ここでS
₁（ｔ）中の遅延成分を除去された後次段の乗算器４に
供給され、ここでS₂（ｔ）との乗算による逆拡散が行な
われて、逆拡散出力信号Sp（ｔ）を生成する。この逆拡
散により拡散符号信号Ｐ（ｔ）は直流となって、変調時
と等価な復調２相PSK信号ｄ（ｔ）cos（ω_c1‐ω_c2）ｔ
及びｄ（ｔ）cos（ω_c1＋ω_c2）ｔ（夫々第３図（Ｅ）
の（ニ）と（ホ）である）が得られる。これらの出力信
号をBPF14にて不要な周波数成分を除去した後、出力端
子Out₂より２相PSK信号ｄ（ｔ）cos（ω_c1＋ω_c2）ｔを
出力している。ここでの２相PSK信号は、変調側の２相P
SK信号よりもω_c2だけ高い角周波数となっているが、本
質的な変化ではない。また、説明の便宜上、微小なクロ
ストーク成分は省略した。なお、補償回路19は減算回路
22と遅延回路17とで構成されるが、この遅延回路17の遅
延特性は前記遅延回路15と全く同じ特性に構成されるこ
とが肝要である。

ここで、複合スペクトル拡散信号S_M（ｔ）の分離検出動
作（櫛歯形フィルタ18の動作）について説明する。第１
図（Ｂ）の遅延回路15より出力される複合スペクトル拡
散信号S_M（ｔ−Ｔ）は、 S_M（ｔ−Ｔ）＝Ｐ（ｔ−Ｔ）｛ｄ（ｔ−Ｔ）cosω_c1（ｔ−Ｔ）｝ ＋cosω_c2（ｔ−Ｔ） ……（３） となる。ここで前提条件として、Ｐ（ｔ）の周期と遅延
時間Ｔを等しくし、cosω_c1ｔはＰ（ｔ）の周期で同
相，同レベルで繰返す連続波、cosω_c2ｔはＰ（ｔ）の
周期で逆相，同レベルで繰返す連続波とすれば、S_M（ｔ
−Ｔ）は S_M（ｔ−Ｔ）＝Ｐ（ｔ）｛ｄ（ｔ−Ｔ）cosω_c1ｔ −cosω_c2ｔ｝ ……（４） となる。従って、加算出力S_M（ｔ）＋S_M（ｔ−Ｔ）｛＝
S₁（ｔ）｝は、 S₁（ｔ）＝｛ｄ（ｔ）＋ｄ（ｔ−Ｔ）｝Ｐ（ｔ）cosω_c1ｔ ……（５） となる。一方、減算出力S_M（ｔ）‐S_M（ｔ−Ｔ）｛＝S₂
（ｔ）｝は、 S₂（ｔ）＝2P（ｔ）cosω_c2ｔ ＋｛ｄ（ｔ）−ｄ（ｔ−Ｔ）｝Ｐ（ｔ）cosω_c1ｔ ……（６） となる。なお、第（６）式中の｛ｄ（ｔ）−ｄ（ｔ−
Ｔ）｝Ｐ（ｔ）cosω_c1ｔは櫛歯形フィルタ18で分離不
可能なクロストーク成分であるが、情報信号ｄ（ｔ）の
１チップ時間長に比してＰ（ｔ）の１周期時間が短けれ
ば、｛ｄ（ｔ）−ｄ（ｔ−Ｔ）｝成分は非常に小さな値
となり、省略が可能となる。従って、第６式は近似的に
次のように表わせる。

S₂（ｔ）≒2P（ｔ）cosω_c2ｔ ……（７） 次に、補償回路19の動作説明をする。補償回路19は加算
器７の出力を入力し、加算器７の出力から遅延回路15に
よる影響を改善すべく遅延成分を除去するものである。
第１図の櫛歯形フィルタ18の加算部の伝達関数Ｈ（ω）
は上記したように Ｈ（ω）＝１＋ｅ^−ｊωＴ ここで、例えば補償回路19の入力をf₂（ｔ），出力をg₂
（ｔ），遅延回路17の遅延時間をＴ（遅延回路15の遅延
特性と同じ特性に構成されている）、帰還レベルを１と
すると、 g₂（ｔ）＝f₂（ｔ）−g₂（ｔ−Ｔ） よって、フーリエ変換により、 G₂（ω）＋G₂（ω）ｅ^−ｊωＴ＝F₂（ω） G₂（ω）＝F₂（ω）／（１＋ｅ^−ｊωＴ） 従って、この伝達関数H₂（ω）は H₂（ω）＝1/（１＋ｅ^−ｊωＴ） ところで、Ｈ（ω）×H₂（ω）＝１となるから、櫛歯形
フィルタ18の加算器７の出力に補償回路19を接続する
と、遅延成分は除去されることが分かる。ところで実際
の回路で、遅延回路17からの帰還レベルを１とすれば理
想的に遅延成分は除去される反面、前段の櫛歯形フィル
タ18の加算部は当然機能しないことになる。よって、前
段の櫛歯フィルタ18の機能を損なうことなく遅延回路15
による遅延成分を小さくするために上記帰還レベルを１
以下とするのは当然のことである。

よってS₁（ｔ）の遅延成分ｄ（ｔ−Ｔ）Ｐ（ｔ）cosω
_c1ｔは非常に小さな値となって省略可能となり、次段の
乗算器４に供給されて、S₂（ｔ）との乗算による逆拡散
が行なわれ、逆拡散出力信号S_P（ｔ）が得られる。

次に、逆拡散動作について、第１図（Ｂ）の構成に従っ
て具体的に説明する。乗算器４の出力には逆拡散（復調
２相PSK）信号Sp（ｔ）が得られる。即ち、 Sp（ｔ）＝S₂（ｔ）×ｄ（ｔ）Ｐ（ｔ）cosω_c1ｔ ＝｛Ｐ（ｔ）｝^２ｄ（ｔ）｛cos（ω_c1‐ω_c2）ｔ ＋cos（ω_c1＋ω_c2）｝ｔ ……（９） となる。なお、上式（９）中の｛Ｐ（ｔ）｝^２は近似的
に直流となる。かかる信号をBPF14にて和の成分のみ通
過，伝送させることにより、出力端子Out₂には復調１次
変調波信号（復調２相PSK信号） Sd（ｔ）＝ｄ（ｔ）cos（ω_c1＋ω_c2）ｔ ……（10） ｛第３図（Ｅ）の（ホ）｝が出力されるわけである。

次に、本発明の通信方式を実現し得る装置の復調部の第
２実施例について、第５図の回路ブロック図を参照しな
がら説明する。第５図は復調部のブロック構成図であ
り、これらの図において、第１図（Ｂ）に示した第１実
施例と同一構成箇所には同一番号を付してその詳細な説
明を省略する。第５図から明らかなように、復調部30
は、複合スペクトル拡散信号S_M（ｔ）を変調拡散符号信
号とスペクトル拡散信号とに分離検出する手段として櫛
歯形分離フィルタ24を備えている。この櫛歯形分離フィ
ルタ（以下単に「フィルタ」とも記す）24は、２つの遅
延回路（DL）15,16;加算器8,9;及び減算器23,それに利
得調整回路25を備え、これらを第５図示の如く接続して
構成している。このフィルタ24の各伝送線路の伝送利得
を１とし、利得調整回路25の伝送利得を1/2とすると、
加算器８及び減算器23の出力特性は、夫々第６図（Ａ）
及び（Ｂ）に示すスペクトル（周波数特性）となる。ま
た、遅延回路16の遅延特性は遅延回路15と同じ遅延特性
になるように構成されている。ここで、櫛歯形フィルタ
24の特性について説明する。加算器８の出力は第１図の
加算器８と同様なので省略する。遅延回路15の入力をf₃
（ｔ），減算器23の出力をg₃（ｔ），利得調整回路25の
伝送利得を1/2とすると、 g₃（ｔ）＝1/2｛f₃（ｔ）＋f₃（t-2T）｝ −f₃（ｔ−Ｔ） よって、フーリエ変換により、 G₃（ω）＝1/2｛F₃（ω）＋F₃（ω） ×ｅ^−j2ωＴ｝−F₃（ω）ｅ^−ｊωＴ ＝F₃（ω）/2（１＋ｅ^−j2ωＴ‐2e^−ｊωＴ） H₃（ω）＝G₃（ω）／F₃（ω） ＝1/2（１＋ｅ^−j2ωＴ‐2e^−ｊωＴ） ＝ｅ^−ｊωＴ/2｛（ｅ^ｊωＴ＋ｅ^−ｊωＴ）−２｝ ＝−ｅ^−ｊωＴ（1-cos ωＴ） よって、出力特性は、 ｜H₃（ω）｜＝|1-cos ωT| となり、第６図（Ｂ）のような出力特性を示す。これと
第２図（Ｂ）の出力特性とを比較すると、第２図（Ｂ）
で生じていた谷の部分の急峻なディップが第６図（Ｂ）
では滑らかになっている。従って、このディップで除去
されるS₁（ｔ）の成分は増大し、減算器23の出力信号、
即ち変調拡散符号信号S₂（ｔ）に付加される、クロスト
ーク成分は更に微小な値となる。

かかる構成の復調部30の復調動作について、第３図の周
波数スペクトル図を併せ参照しながら説明する。入力端
子In₅に入来した第３図（Ｂ）の如き複合スペクトル拡
散信号S_M（ｔ）は、BPF13にてスペクトル拡散信号以外
の周波数成分を除去されて、遅延回路15及び加算器8,9
の一方の入力端子に供給される。遅延回路15にて遅延時
間Ｔ｛＝（2ⁿ‐１）T₀｝が付加された遅延複合スペクト
ル拡散信号S_M（ｔ−Ｔ）は、遅延回路15と同じ遅延特性
を有する遅延回路16と、加算器８の他方の入力端子，及
び減算器23の負入力端子に供給される。その結果、加算
器８からは前記スペクトル拡散信号Ｐ（ｔ）ｄ（ｔ）co
sω_c1ｔが分離検出され、上記減算器からは変調拡散符
号信号Ｐ（ｔ）cosω_c2ｔが分離検出される。これら分
離検出され両信号を加算器４に供給し、ここで乗算する
ことにより逆拡散を行なって逆拡散出力（２つの２相PS
K信号）を生成した後、BPF14を介することにより、これ
ら２つの２相PSK信号のうち一方のみを出力端子Out₂よ
り出力するものである。

ここで、櫛歯形分離フィルタ24の動作原理について、第
５図の実施例に即して説明する。BPF13より出力される
複合スペクトル拡散信号S_M（ｔ）は、 S_M（ｔ）＝Ｐ（ｔ）｛ｄ（ｔ）cosω_c1ｔ ＋cosω_c2ｔ｝ ……（11） なので、遅延回路15からの出力信号S_M（ｔ−Ｔ）は、 S_M（ｔ−Ｔ）＝Ｐ（ｔ−Ｔ）｛ｄ（ｔ−Ｔ）cosω_c1（ｔ−Ｔ） ＋cosω_c2（ｔ−Ｔ）｝ ……（12） となる。ここで、前提条件として、Ｐ（ｔ）の周期と遅
延時間Ｔを等しくし、cosω_c1ｔはＰ（ｔ）の周期で同
相，同レベルで繰返す連続波、cosω_c2ｔはＰ（ｔ）の
周期で逆相，同レベルで繰返す連続波とすれば、S_M（ｔ
−Ｔ）は S_M（ｔ−Ｔ）＝Ｐ（ｔ）｛ｄ（ｔ−Ｔ）cosω_c1ｔ −cosω_c2ｔ｝ ……（13） となる。同様に遅延回路16からの出力信号S_M（t-2T）
は、 S_M（t-2T）＝Ｐ（ｔ）｛ｄ（t-2T）cosω_c1ｔ ＋cosω_c2ｔ ……（14） となる。故に加算器８の出力S_M（ｔ）＋S_M（ｔ−Ｔ）
は、 S_M（ｔ）＋S_M（ｔ−Ｔ）＝｛ｄ（ｔ） ＋ｄ（ｔ−Ｔ）｝Ｐ（ｔ）cosω_c1ｔ ……（15） となり、加算器９の出力S_M（ｔ）＋S_M（t-2T）は、 S_M（ｔ）＋S_M（t-2T）＝2P（ｔ）cosω_c2ｔ ＋｛ｄ（ｔ）＋ｄ（t-2T）｝Ｐ（ｔ）cosω_c1ｔ ……（16） となる。ここで、利得調整器25の伝送利得を1/2とする
と、その出力は、 1/2｛S_M（ｔ）＋S_M（t-2T）｝＝Ｐ（ｔ）cosω_c2ｔ ＋1/2P（ｔ）｛ｄ（ｔ）＋ｄ（t-2T）｝cosω_c1ｔ ……（17） となって減算器23の正入力端子に供給される。一方、負
入力端子には遅延回路15から第（13）式の如き出力信号
S_M（ｔ−Ｔ）が供給されているので、減算器23の出力
は、 1/2｛S_M（ｔ）＋S_M（t-2T）｝−S_M（ｔ−Ｔ） ＝2P（ｔ）cosω_c2ｔ＋1/2P｛ｄ（ｔ）＋ｄ（t-2T） −2d（ｔ−Ｔ）｝Ｐ（ｔ）cosω_c1ｔ ……（18） となって乗算器４に供給される。前述の通り、減算器23
の出力信号，すなわち変調拡散符号信号2P（ｔ）cosω
_c2ｔに付加されるクロストーク成分1/2｛ｄ（ｔ）＋ｄ
（t-2T）−2d（ｔ−Ｔ）｝Ｐ（ｔ）cosω_c1ｔは微小な
値となり、実用上省略可能となるが、以下の計算は一応
省略しないで行なうことにする。乗算器４には加算器８
からの出力S_M（ｔ）＋S_M（ｔ−Ｔ）も供給されているの
で、両信号の乗算による逆拡散が行なわれて、次のよう
な逆拡散出力信号Sp（ｔ）が得られる。

ここで、｛Ｐ（ｔ）｝^２，｛ｄ（ｔ）｝^２，｛ｄ（ｔ−
Ｔ）｝^２は略１であり、（cosω_c1ｔ）^２における直流
分を省略して整理すると、逆拡散出力信号Sp（ｔ）は近
似的に次のように表わせる。

更に、第20式中の右辺第２項〜第４項はかなり小さな値
となるので、逆拡散出力信号Sp（ｔ）は次のように表現
しても差支えない。即ち、 Sp（ｔ）≒２｛ｄ（ｔ）＋ｄ（ｔ−Ｔ）｝ ×cosω_c1ｔ・cosω_c2ｔ ……（21） かかる信号を適当な通過周波数帯域を有するBPF14にて
不要な周波数成分を除去することにより、出力端子Out₂
には１次変調信号と近似的に等しい復調２相PSK信号 Sd（ｔ）＝｛ｄ（ｔ）＋ｄ（ｔ−Ｔ）｝ ×cos（ω_c1＋ω_c2）ｔ ……（22） が出力されるわけである。なお、説明の便宜上、微小な
クロストーク成分は省略した。

〔効果〕

本発明のスペクトル拡散通信方式は以上のようにして通
信するので、次のような特長を有する。

従来方式で必須の構成要件であったクロック再生回
路，拡散符号発生回路，ループで構成される同期引込み
回路及び同期保持回路等が不要となったので、回路構成
をかなり簡素化でき、コストの大幅な低減が図れるた
め、民生機器への展開が非常に容易になった。

同期引込み回路及び同期保持回路等が不要となった
ことにより、従来方式における同期引込み時間がかかる
という欠点や、同期が外れる等の問題から開放され、ス
ペクトル拡散通信方式の動作の安定化に寄与できる。

情報信号としてアナログ信号を用い、それを周波数
変調したものを１次変調波信号とする場合には、遅延成
分の付加による干渉歪（FMマルチパス歪と同じもの）が
生じるが、櫛歯形フィルタの出力信号における遅延成分
を除去する補償手段を講じたことにより、かかる干渉歪
の発生を防止できる。又、情報信号としてデータを用い
た場合には、データのアイパターンが改善されて、誤り
特性が改善できる。

復調部に第５図示の櫛歯形分離フィルタを用いた場合
には、変調拡散符号信号の分離検出性能が大幅に向上
し、逆拡散動作が一層良好に行なえるようになった。

【図面の簡単な説明】

第１図（Ａ），（Ｂ）は本発明のスペクトル拡散通信方
式を実現する第１実施例の夫々変調部及び復調部のブロ
ック構成図、第２図（Ａ），（Ｂ）は櫛歯形フィルタの
周波数特性図、第３図（Ａ）〜（Ｅ）は第１及び第２実
施例の各構成部分の動作説明用周波数スペクトル図、第
４図はスペクトル拡散信号波形図、第５図は本発明方式
を実現する第２実施例の復調部のブロック構成図、第６
図（Ａ），（Ｂ）は第２実施例の主要部である櫛歯形分
離フィルタの周波数特性図、第７図は従来のスペクトル
拡散通信方式を実現する通信装置の基本ブロック構成
図、第８図は第７図示のブロック図の各構成部分におけ
るスペクトル波形図である。第９図はクロック信号、拡
散符号信号の一例を示す図、第10図は第１実施例の櫛歯
形フィルタの動作説明用の周波数スペクトル図である。 １……LPF（低域波器）、２〜４……演算回路（乗算
器）、６〜９……加算器、10……変調部、11……拡散符
号発生回路、12〜14……BPF（帯域波器）、15〜17…
…遅延回路、18……櫛歯形フィルタ、19……補償回路、
20,30……復調部、21〜23……減算器、24……櫛歯形分
離フィルタ、25……利得調整回路、In₁〜In₅……入力端
子、Out₁〜Out₂……出力端子。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】変調側には、拡散符号信号の周期で同相、
   同レベルで繰り返す第１の搬送波と情報信号とにより変
   調された１次変調波信号を入力信号として、拡散符号信
   号の周期で逆相、同レベルで繰り返す第２の搬送波との
   加算信号を得る手段と、該得られた加算信号を拡散符号
   信号により拡散して変調拡散符号信号とスペクトル拡散
   信号とが合成された複合スペクトル拡散信号を得る手段
   とを備え、復調側には、上記複合スペクトル拡散信号を
   入力して上記変調拡散符号信号とスペクトル拡散信号と
   を分離検出する分離フィルタと、該分離検出されたスペ
   クトル拡散信号における上記分離フィルタの時間遅延分
   を除去する補償手段と、該補償手段により得られた補償
   スペクトル拡散信号と上記分離された変調拡散符号信号
   とを入力して両信号の乗算により逆拡散を行なう手段
   と、該逆拡散により復調１次変調波信号を得て出力する
   手段とを備えて通信することを特徴とするスペクトル拡
   散通信方式。
2. 【請求項２】変調側には、拡散符号信号の周期で同相、
   同レベルで繰り返す第１の搬送波と情報信号とにより変
   調された１次変調波信号を入力信号として、拡散符号信
   号の周期で逆相、同レベルで繰り返す第２の搬送波との
   加算信号を得る手段と、該得られた加算信号を拡散符号
   信号により拡散して、変調拡散符号信号とスペクトル拡
   散信号とが合成された複合スペクトル拡散信号を得る手
   段とを備え、復調側には、上記複合スペクトル拡散信号
   を入力して、上記変調拡散符号信号とスペクトル拡散信
   号とを分離検出する分離フィルタと、該分離検出された
   両信号を乗算することにより逆拡散を行なって復調１次
   変調波信号を生成して出力する手段とを備えて通信する
   ようにしたスペクトル拡散通信方式において、該分離フ
   ィルタを、上記複合スペクトル拡散信号を入力して所定
   の遅延時間を付与する第１の遅延回路と、該第１の遅延
   回路の出力信号を入力して同一遅延時間を付与する第２
   の遅延回路と、該第１の遅延回路の出力信号と上記複合
   スペクトル拡散信号とを加算する第１の加算器と、上記
   第２の遅延回路の出力信号と上記複合スペクトル拡散信
   号とを加算する第２の１加算器と、該第２の加算器の出
   力レベルを調整する利得調整回路と、該利得調整回路の
   出力より該第１の遅延回路との出力を減算する減算器と
   を備えて構成することにより、上記第１の加算器より上
   記スペクトル拡散符号信号を出力し、上記減算器より上
   記変調拡散符号信号を出力して分離検出するようにした
   ことを特徴とするスペクトル拡散通信方式。