JPH0738467A - 送受信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 基準信号送信方式の２波送信のために生じる
拡散帯域幅の狭帯域化に伴う耐雑音特性，耐干渉特性，
秘話性の劣化の問題、および、２波間に生じる位相差の
問題を解決する。 【構成】 ｄをデータ帯域幅、ｋを正の整数として、周
波数差がｄ・ｋ＋ｄ／２である第１および第２の局部発
振器１，２の出力信号について、前者は第１の乗算器４
でデータ変調した後、拡散符号発生器３と第２の乗算器
５で周波数拡散し、後者は拡散符号発生器３と第３の乗
算器６で周波数拡散し、それらを加算器７で合成して送
信信号とする。この送信信号を受信側において第１の帯
域通過フィルタ８を通し、２乗演算器９で２乗し、その
出力を第２の帯域通過フィルタ１０で２波の周波数差
〔Ｆ２−Ｆ１〕で抽出してデータ再生することにより、
２波の帯域の重複を可能とする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、無線で音声データや画
像データを伝送する無線通信システムにおいて、ノイズ
や干渉信号に強い直接拡散方式を用いたスペクトラム拡
散送受信装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、直接拡散方式を用いたスペクトラ
ム拡散送受信装置は、音声データや画像データを伝送す
る無線通信システムにおいて、耐雑音特性，耐干渉特
性，秘話性に優れていることから、広く利用されてい
る。

【０００３】一般に、直接拡散方式送受信装置は、受信
装置に符号同期回路が必要なため、受信装置が複雑にな
り、また、同期捕捉時間が問題となる。そのため、受信
装置の簡略化および同期捕捉時間の短縮化の手段とし
て、送信側で周波数拡散されたデータ変調波とともに、
全く同じ拡散符号で拡散された中心周波数の異なる周波
数拡散波（基準信号）を同時に送信し、受信側でこの２
波を乗算して逆拡散することにより符号同期回路を不要
化する基準信号送信方式が採用される。

【０００４】以下に、従来の基準信号送信方式を用いた
直接拡散方式送受信装置について説明する。

【０００５】図６は従来の基準信号送信方式を用いた直
接拡散方式送受信装置のブロック結線図を示したもので
ある。

【０００６】図６において、１７は周波数ｆ_a の第１の
局部発振器、１８は周波数ｆ_b の第２の局部発振器、１
９は拡散符号発生器、２０はデータ信号と第１の局部発
振器１７の出力信号とを乗算する第１の乗算器、２１は
拡散符号で帯域幅ｆ_SSに周波数拡散するために第１の乗
算器２０の出力信号と拡散符号発生器１９からの拡散符
号とを乗算する第２の乗算器、２２は同様に拡散符号で
周波数拡散するために第２の局部発振器１８の出力信号
と拡散符号発生器１９からの拡散符号とを乗算する第３
の乗算器、２３は第２の乗算器２１の出力信号と第３の
乗算器２２の出力信号の合成器であり、以上が送信器の
構成要素である。

【０００７】２４は中心周波数ｆ_a 、通過帯域幅ｆ_SSの
第１の帯域通過フィルタ（以下、ＢＰＦと略記する）、
２５は中心周波数ｆ_b 、通過帯域幅ｆ_SSの第２のＢＰ
Ｆ、２６はＢＰＦ２４，２５の出力信号の乗算器、２７
は中心周波数（ｆ_a −ｆ_b ）、通過帯域幅がデータ帯域
幅ｄとなっている第３のＢＰＦ、２８はデータ復調器で
あり、以上が受信器の構成要素である。

【０００８】以上のように構成された直接拡散方式送受
信装置について、以下にその動作を説明する。

【０００９】第１の局部発振器１７の出力信号（搬送
波）とデータ信号を第１の乗算器２０でデータ変調す
る。このデータ変調波を、第２の乗算器２１を用いて拡
散符号発生器１９から出力された拡散符号で位相変調し
て広帯域に拡散する。同様に、第３の乗算器２２を用い
て第２の局部発振器１８の出力信号を拡散符号で位相変
調して広帯域に拡散し、これを基準信号とする。ただ
し、この２つの拡散波の干渉を防ぐため、互いの信号帯
域が重なり合わないように、ｆ_a とｆ_b を設定する。

【００１０】合成器２３でこの２つの拡散信号を合成し
て送信する。

【００１１】受信側では、中心周波数ｆ_a ，ｆ_b 、通過
帯域幅ｆ_SSのＢＰＦ２４，２５の出力を乗算器２６で乗
算する。この乗算器２６の出力信号を第３のＢＰＦ２７
でフィルタリングした後、データ復調器２８でデータ再
生する。

【００１２】次に、この構成でデータが復調される様子
を、送受信器の各ブロックにおける信号の周波数スペク
トラムを示しながら説明する。

【００１３】第１の局部発振器１７の出力信号は、振幅
をＡ、角周波数をω_a ＝２πｆ_a として、 Ａ sin（ω_a ｔ＋φ₁ ） で表される。第２の局部発振器１８の出力信号は、振幅
をＢ、角周波数をω_b ＝２πｆ_b として、 Ｂ sin（ω_b ｔ＋φ₂ ） で表される。第１の乗算器２０の出力信号は、データ変
調信号θ（ｔ）＝±πとして、 Ａ sin（ω_a ｔ＋θ（ｔ）＋φ₁ ） で表される。第２の乗算器２１の出力信号は、拡散符号
ａ（ｔ）＝±１として、 Ａ・ａ（ｔ） sin（ω_a ｔ＋θ（ｔ）＋φ₁ ） で表される。第３の乗算器２２の出力信号は、 Ｂ・ａ（ｔ） sin（ω_b ｔ＋φ₂ ） で表される。合成器２３の出力信号（送信信号）は、 Ａ・ａ（ｔ） sin（ω_a ｔ＋θ（ｔ）＋φ₁ ） ＋Ｂ・ａ（ｔ） sin（ω_b ｔ＋φ₂ ） で表される。

【００１４】一方、受信側において、乗算器２６の出力
信号は、Ｃ＝Ａ・Ｂ／２、φ₃ ＝φ₂ −φ₁ 、φ₄ ＝φ
₁ ＋φ₂ と置いて、また、ａ（ｔ）² ＝１を利用して、

【００１５】

【数１】

【００１６】で表される。第３のＢＰＦ２７の出力信号
は、 Ｃ cos｛（ω_b −ω_a ）ｔ＋θ（ｔ）＋φ₃ ｝ で表される。

【００１７】ところで、拡散符号は繰り返し周期をもつ
ため、拡散波は線スペクトラムとなる。したがって、各
ブロックにおける信号の周波数スペクトラムは図７のよ
うになる。図７（ａ）は第１の局部発振器１７の出力信
号の周波数スペクトラムを示し、図７（ｂ）は第２の局
部発振器１８の出力信号の、図７（ｃ）は第１の乗算器
２０の出力信号（データ変調信号）の、図７（ｄ）は第
２の乗算器２１の出力信号（拡散信号）の、図７（ｅ）
は第３の乗算器２２の出力信号（基準信号）の、図７
（ｆ）は合成器２３の出力信号（送信信号）の、図７
（ｇ）は乗算器２６の出力信号（逆拡散信号）の、図７
（ｈ）は第３のＢＰＦ２７の出力信号の、それぞれ周波
数スペクトラムを示している。

【００１８】拡散符号は２乗すると、“１”になる性質
があるため、受信側でデータ変調波と基準信号が完全に
同期していれば、乗算器２６で拡散成分は打ち消される
ことになり、乗算器２６の出力周波数成分は図７（ｇ）
のようになって、データ復調器２８によりデータ再生が
可能となる。

【００１９】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
従来の直接拡散方式送受信装置の構成では、直接拡散さ
れた２波の干渉防止のために局部発振器１７，１８の中
心周波数間隔（ｆ_a 〜ｆ_b ）を大きくとる必要があり、
そのため、図７（ｆ）で示す送信信号全体で必要な帯域
幅が大きくなり、送信帯域幅に制限がある場合、２波そ
れぞれの拡散帯域幅（図７（ｄ），図７（ｅ））が大き
く制限される。受信側の干渉波抑圧能力は、〔拡散帯域
幅／データ帯域幅〕に比例するため、拡散帯域幅が制限
されると、耐干渉特性，耐雑音特性が著しく低下する。
また、拡散帯域幅の制限により符号長も短くなるので、
秘話性も著しく低下する。

【００２０】さらに、２波の中心周波数差が大きいと、
２波の伝送路特性が大きく異なるため、伝送路により生
じる歪みが乗算器２６で相殺されず、しかも受信側で通
過帯域の異なる２つのＢＰＦ２４，２５が必要で、２つ
のＢＰＦ２４，２５の遅延特性が完全には一致しないた
め、ＢＰＦ２４，２５の通過後に２波の位相差が生じ
る。その結果、乗算器２６で拡散符号が正確に消去され
なくなるので、（数１）の式が成り立たなくなり、デー
タ再生が困難になるという問題を有していた。

【００２１】本発明は、上記従来の課題を解決しようと
するもので、従来構成よりも耐雑音特性，耐干渉特性，
秘話性に優れ、また、データ再生も容易に行える送受信
装置を提供することを第一の目的とし、周波数多重化を
可能とする送受信装置を提供することを第二の目的とす
る。

【００２２】

【課題を解決するための手段】前記第一の目的を達成す
るために、本発明に係る第一の送受信装置は、各々の発
振周波数の差が、ｄをデータ帯域幅、ｋを０または正の
整数として、ｄ・ｋ＋ｄ／２で表される第１および第２
の局部発振手段と、線スペクトラム間隔が前記データ帯
域幅ｄと等しいかそれよりも大きくなるような繰り返し
周期をもつ拡散符号を発生する拡散符号発生手段と、デ
ータ信号で前記第１の局部発振手段の出力信号を変調す
る第１の変調手段と、前記第１の変調手段の出力信号を
前記拡散符号で変調する第２の変調手段と、前記第２の
局部発振手段の出力信号を前記拡散符号で周波数拡散す
る第３の変調手段と、前記第２の変調手段の出力信号と
前記第３の変調手段の出力信号とを加算する加算手段を
具備する送信装置と、送信信号の周波数帯域に対応する
第１の帯域通過フィルタと、前記第１の帯域通過フィル
タの出力信号を２乗する２乗演算手段と、中心周波数が
前記送信装置の第１および第２の局部発振手段の差周波
数で帯域幅ｄの帯域通過特性をもつ第２の帯域通過フィ
ルタと、前記第２の帯域通過フィルタの出力信号からデ
ータを復調する復調手段とを具備する受信装置によって
構成されたものである。

【００２３】また、前記第二の目的を達成するために、
本発明に係る第二の送受信装置は、上記第一の送受信装
置の構成に加えて、前記第１および第２の局部発振手段
の一方を、前記第１の局部発振手段の発振周波数と
ｆ₁ ，ｆ₂ ‥‥ｆ_k ‥‥ｆ_n （ただし、ｆ_k は、ｎを正
の整数、ｋを０または正の整数として、ｆ_k ＝ｎ・ｄ・
ｋ＋ｄ／２で表される）の周波数差をもつｎ個の周波数
発振機能を有する第３の局部発振手段とし、他方を前記
第１の局部発振手段に変更し、前記第３の局部発振手段
の出力を切り換えるスイッチと、時分割多重化されたデ
ータ信号のブロック毎に前記スイッチに切り換え信号を
送出する同期回路を追加した送信装置に変更し、前記第
１の帯域通過フィルタと第２の帯域通過フィルタとをそ
れぞれ、この変更された送信装置における送信信号の周
波数帯域に対応する第３の帯域通過フィルタと、中心周
波数ｆ_k 、帯域幅ｄの第４の帯域通過フィルタとに変更
した前記受信装置をｎ個具備して周波数多重化するよう
に構成されたものである。

【００２４】

【作用】第一の送受信装置によれば、送信信号の２波は
互いに干渉しないので、２波の中心周波数の間隔を従来
よりも十分に狭く配置することが可能となり、送信信号
全体の帯域幅が従来より小さくなるため、その帯域幅に
制限がある場合でも、従来に比べて２波それぞれの拡散
帯域幅が大きくとれることになり、拡散符号長も大きく
できる結果、耐雑音特性，耐干渉特性，秘話性に優れた
ものとなる。また、２波の伝送路特性がほぼ一致するの
で、伝送路上で生じた歪みも２乗演算手段で相殺され、
しかも従来では受信装置初段に必要であった２つの帯域
通過フィルタ（ＢＰＦ）も１つの帯域通過フィルタで置
換でき、帯域通過フィルタの特性の相違によって生じた
２波の位相ずれも生じなくなるため、次段の２乗演算手
段で拡散符号が正確に消去され、データ再生が容易とな
る。

【００２５】また、第二の送受信装置によれば、２波の
発振周波数の周波数差ｆ_k （ｋは１〜ｎの正の整数）を
適当に選択することにより周波数多重化が可能となる。

【００２６】

【実施例】以下、本発明の実施例に係る送受信装置につ
いて、図面を参照しながら説明する。

【００２７】第一の実施例 まず、本発明の第一の実施例を説明する。図１は第一の
実施例における送受信装置のブロック結線図である。

【００２８】図１において、まず、送信器の構成を説明
する。１は周波数Ｆ１の第１の局部発振器、２は周波数
Ｆ２の第２の局部発振器、３は拡散符号発生器、４はデ
ータ信号により第１の局部発振器１の出力信号を２相位
相変調（ＢＰＳＫ）する第１の乗算器、５は拡散符号発
生器３からの拡散符号と第１の乗算器４の出力信号を乗
算して周波数拡散する第２の乗算器、６は拡散符号と第
２の局部発振器２の出力信号を乗算して周波数拡散した
基準信号を発生させる第３の乗算器、７は第２の乗算器
５の出力信号と第３の乗算器６の出力信号とを合成する
加算器である。

【００２９】この加算器７の出力信号が送信器の出力信
号（送信信号）である。送信器は、以上のブロックで構
成されている。

【００３０】以上のように構成された送信器の動作を説
明すると、局部発振器１，２はそれぞれ、その周波数差
〔Ｆ２−Ｆ１〕が、データ信号の帯域幅ｄに対し、 Ｆ２−Ｆ１＝２・ｄ＋ｄ／２ を満たす周波数をもった搬送波Ｃ１，Ｃ２を発生する。
拡散符号発生器３は、データ信号の帯域幅ｄに対し、 ｄ＝２π／Ｔ を満たす繰り返し周期Ｔをもつ擬似雑音（ＰＮ）符号系
列を発生する。これが拡散符号（ＰＮ符号）である。

【００３１】第１の乗算器４で外部のデータ信号と第１
の局部発振器１からの搬送波Ｃ１を２相位相変調（ＢＰ
ＳＫ）する。すなわち、第１の乗算器４の出力信号は中
心周波数Ｆ１、帯域幅ｄのＢＰＳＫ変調波である。拡散
符号（ＰＮ符号）は第２および第３の乗算器５，６の入
力信号となり、第２の乗算器５でＢＰＳＫ変調波を周波
数拡散し、第３の乗算器６で第２の局部発振器２からの
搬送波Ｃ２を周波数拡散する。この２つの拡散波を加算
器７で合成して送出する。これ以降、第２の乗算器５の
出力信号を変調拡散波と呼び、第３の乗算器６の出力信
号を基準信号と呼ぶ。

【００３２】次に、この送信器の出力波形を図２を用い
て説明する。

【００３３】拡散符号（ＰＮ符号）は繰り返し周期Ｔの
パルス信号であるので、拡散波は線スペクトラムとな
る。したがって、拡散波の波形は図２のようになる。図
２の横軸は周波数、縦軸は信号強度を表す。図２（ａ）
は変調拡散波の波形、図２（ｂ）は基準信号の波形であ
る。図２（ｃ）は上記２波の合成信号の波形であり、図
２（ｃ）において実線は基準信号を、破線は変調拡散波
を示している。図２（ｃ）に示すように、２つの拡散波
は、帯域が重なり合うが、互いに干渉することはない。

【００３４】本実施例では、第１および第２の局部発振
器１，２の周波数差〔Ｆ２−Ｆ１〕とデータ信号の帯域
幅ｄが、Ｆ２−Ｆ１＝２・ｄ＋ｄ／２の関係を満たし、
また、基準信号が線スペクトラムとなっているので（図
２（ｂ））、変調拡散波と基準信号とは、周波数帯域は
ほぼ一致するが、その信号成分は図２（ｃ）に示すよう
に全く重なり合わないため、互いに干渉することがな
い。

【００３５】なお、本実施例では周波数差〔Ｆ２−Ｆ
１〕がＦ２−Ｆ１＝２・ｄ＋ｄ／２となるように設定し
たが、ｋを正の整数として、 Ｆ２−Ｆ１＝ｋ・ｄ＋ｄ／２ となるように設定してもかまわない。

【００３６】次に、受信器の構成を説明する。図１にお
いて、８は中心周波数が送信信号の帯域と同じ通過帯域
すなわち（Ｆ１＋Ｆ２）／２に設定された第１の帯域通
過フィルタ（ＢＰＦ）、９は第１の帯域通過フィルタ８
の出力信号を２乗する２乗演算器、１０は中心周波数が
〔Ｆ２−Ｆ１〕、通過帯域幅がｄである第２の帯域通過
フィルタ、１１および１２はデータ復調手段の構成要素
で、１１は第２の帯域通過フィルタ１０の出力信号から
周波数〔Ｆ２−Ｆ１〕の搬送波を再生する搬送波再生回
路、１２は第２の帯域通過フィルタ１０の出力信号と再
生された搬送波とを乗算してＢＰＳＫ復調（２相位相復
調）し、データを再生する乗算器である。なお、本実施
例では、データ復調手段として、搬送波再生検波方式を
用いている。受信器は、以上のブロックで構成されてい
る。

【００３７】以上のように構成された受信器の動作を説
明すると、第１の帯域通過フィルタ８の出力信号は２乗
演算器９において２乗される。このとき、送信信号の２
波の伝送路特性はほぼ一致し、また、第１の帯域通過フ
ィルタ８で２波の位相差が生じないため、拡散符号（Ｐ
Ｎ符号）は正確に打ち消されることになる。この結果、
２乗演算器９の出力信号は、

【００３８】

【数２】

【００３９】で表される。ここで、ａ（ｔ）² ＝１とな
ること、および、２・θ（ｔ）＝±２πであることを利
用している。また、ω₁ ＝２π・Ｆ１、ω₂ ＝２π・Ｆ
２、Ｄ＝Ａ² ／２、Ｅ＝Ｂ² ／２である。

【００４０】この出力成分の中で、 Ｃ cos｛（ω₁ −ω₂ ）ｔ＋θ（ｔ）＋φ₃ ｝ の成分は、搬送波周波数〔Ｆ２−Ｆ１〕のＢＰＳＫ変調
波であるから、この成分を第２の帯域通過フィルタ１０
で抽出し、搬送波再生回路１１と乗算器１２とによりデ
ータ再生をする。

【００４１】次に、このデータ再生の過程を図３の波形
図を用いて説明する。図３の横軸は周波数を、縦軸は信
号強度を表している。図３（ａ）は第１の帯域通過フィ
ルタ８の出力信号の周波数スペクトラムを示し、図３
（ｂ）は２乗演算器９の、図３（ｃ）は第２の帯域通過
フィルタ１０の、図３（ｄ）は搬送波再生回路１１の、
図３（ｅ）は乗算器１２の、それぞれの出力信号の周波
数スペクトラムを示している。

【００４２】以上で、本受信器の構成でデータ再生が可
能となることを示した。

【００４３】第二の実施例 次に、本発明の第二の実施例を説明する。図４は第二の
実施例における送受信装置のブロック結線図である。

【００４４】図４において、まず、送信器の構成を説明
する。１３は、図１の第１の局部発振器１の発振周波数
Ｆ１に対し、互いに異なる周波数、Ｆ１＋ｆ₁ ，Ｆ１＋
ｆ₂，Ｆ１＋ｆ₃ ‥‥Ｆ１＋ｆ_k ‥‥Ｆ１＋ｆ₈ （ただ
し、ｆ_k は、ｆ_k ＝ｎ・ｄ・ｋ＋ｄ／２で表される）の
８個の周波数発振源をもつ第３の局部発振器、１は図１
の第２の局部発振器２を第１の局部発振器１に置換した
もので、この第１の局部発振器１の発振周波数はＦ１で
ある。１４は第３の局部発振器１３の出力信号を切り換
えるためのスイッチ、１５はデータ信号の出力タイミン
グをとるクロック、１６はカウンタ、３は図１の拡散符
号発生器３、４は図１の第１の乗算器４、５は図１の第
２の乗算器５、６は図１の第３の乗算器６、７は図１の
加算器７と同じもので、これらは第一の実施例の送信器
と全く同じ動作をする。符号１，３，４，５，６，７は
図１のものと対応している。

【００４５】次に、図５を用いて、局部発振器１３、お
よび、同期回路を構成するスイッチ１４、クロック１
５、カウンタ１６を中心にして、上記構成の送信器の動
作を説明する。

【００４６】図５の横軸は時間を、縦軸は各出力信号を
示す。図５（ａ）はデータ信号の出力クロック、図５
（ｂ）は分割数８の時分割多重化されたデータ信号で、
ｄ１〜ｄ８が各データブロックを示している。本実施例
では、各データブロックは５クロック毎に切り換えられ
る。クロック１５の信号をカウンタ１６でカウントし、
５クロック毎にカウンタ１６によりキャリー出力信号を
出力する。図５（ｃ）はキャリー出力信号である。この
キャリー出力信号でスイッチ１４を切り換えるようにな
っている。図５（ｄ）はスイッチ１４で切り換えられた
第３の局部発振器１３の出力信号である。このように多
重化されたデータブロック毎に第３の局部発振器１３の
出力信号が切り換わる。

【００４７】以上が送信器の構成および動作である。

【００４８】次に、受信器の構成を説明する。８つの受
信器を用いる。個々の受信器は第一の実施例と同様の構
成とする。９は図１の２乗演算器９と同じであり、１１
は図１の搬送波再生回路１１と同じであり、１２は図１
の乗算器１２と同じである。

【００４９】そして、第１の帯域通過フィルタ８を、中
心周波数〔Ｆ１＋ｆ_n ／２〕（ここで、ｎは１〜８の整
数）となる第３の帯域通過フィルタ８′に変更し、これ
に合わせて、第２の帯域通過フィルタ１０を中心周波数
ｆ_n となる第４の帯域通過フィルタ１０′に変更し、ｎ
＝１〜８の各周波数特性の第３の帯域通過フィルタ８′
および第４の帯域通過フィルタ１０′をそれぞれに備え
た受信器を８台使用して各データブロック毎にデータを
再生することにより周波数多重化する。

【００５０】なお、本構成では、周波数多重数を８とし
たが、これを任意のｎ（ｎは正の整数）としてもかまわ
ない。また、第３の局部発振器１３の出力信号を切り換
える順序は任意である。切り換えずに特定の受信器と結
んでもよい。

【００５１】また、第一および第二の実施例で、データ
変調方法をＢＰＳＫ（２相位相変調）としたが、他の変
調方法（ＱＰＳＫ，ＦＳＫなど）を使用してもかまわな
い。

【００５２】そして、データ復調手段としては搬送波再
生検波方式以外の復調手段を使用しても成り立つ。

【００５３】

【発明の効果】以上のように本発明に係る第一の送受信
装置によれば、拡散帯域幅が大きくとれるため、耐雑音
特性，耐干渉特性，秘話性が優れたものとなり、また、
２波の伝送路特性がほぼ一致するため受信手段によるデ
ータ再生が容易になる。

【００５４】また、本発明に係る第二の送受信装置によ
れば、周波数多重化を可能とすることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第一の実施例に係る送受信装置のブロ
ック結線図である。

【図２】第一の実施例における送信器の出力信号の周波
数特性を示す図である。

【図３】第一の実施例における受信器の出力信号の周波
数特性を示す図である。

【図４】本発明の第二の実施例に係る送受信装置のブロ
ック結線図である。

【図５】第二の実施例における送信データの周波数多重
化過程を示す図である。

【図６】従来の送受信装置のブロック結線図である。

【図７】従来における送受信器の出力信号の周波数特性
を示す図である。

【符号の説明】

１……第１の局部発振器 ２……第２の局部発振器 ３……拡散符号発生器 ４……第１の乗算器（第１の変調手段） ５……第２の乗算器（第２の変調手段） ６……第３の乗算器（第３の変調手段） ７……加算器 ８……第１の帯域通過フィルタ ９……２乗演算器 １０……第２の帯域通過フィルタ １１……搬送波再生回路 １２……乗算器 １３……第３の局部発振器 １４……スイッチ １５……クロック １６……カウンタ ８′…第３の帯域通過フィルタ １０′…第４の帯域通過フィルタ

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 各々の発振周波数の差が、ｄをデータ帯
   域幅、ｋを０または正の整数として、ｄ・ｋ＋ｄ／２で
   表される第１および第２の局部発振手段と、線スペクト
   ラム間隔が前記データ帯域幅ｄと等しいかそれよりも大
   きくなるような繰り返し周期をもつ拡散符号を発生する
   拡散符号発生手段と、データ信号で前記第１の局部発振
   手段の出力信号を変調する第１の変調手段と、前記第１
   の変調手段の出力信号を前記拡散符号で変調する第２の
   変調手段と、前記第２の局部発振手段の出力信号を前記
   拡散符号で周波数拡散する第３の変調手段と、前記第２
   の変調手段の出力信号と前記第３の変調手段の出力信号
   とを加算する加算手段を具備する送信装置と、送信信号
   の周波数帯域に対応する第１の帯域通過フィルタと、前
   記第１の帯域通過フィルタの出力信号を２乗する２乗演
   算手段と、中心周波数が前記送信装置の第１および第２
   の局部発振手段の差周波数で帯域幅ｄの帯域通過特性を
   もつ第２の帯域通過フィルタと、前記第２の帯域通過フ
   ィルタの出力信号からデータを復調する復調手段とを具
   備する受信装置によって構成されたことを特徴とする送
   受信装置。
2. 【請求項２】 前記第１および第２の局部発振手段の一
   方を、前記第１の局部発振手段の発振周波数とｆ₁ ，ｆ
   ₂ ‥‥ｆ_k ‥‥ｆ_n （ただし、ｆ_k は、ｎを正の整数、
   ｋを０または正の整数として、ｆ_k ＝ｎ・ｄ・ｋ＋ｄ／
   ２で表される）の周波数差をもつｎ個の周波数発振機能
   を有する第３の局部発振手段とし、他方を前記第１の局
   部発振手段に変更し、前記第３の局部発振手段の出力を
   切り換えるスイッチと、時分割多重化されたデータ信号
   のブロック毎に前記スイッチに切り換え信号を送出する
   同期回路を追加した送信装置に変更し、前記第１の帯域
   通過フィルタと第２の帯域通過フィルタとをそれぞれ、
   この変更された送信装置における送信信号の周波数帯域
   に対応する第３の帯域通過フィルタと、中心周波数
   ｆ_k 、帯域幅ｄの第４の帯域通過フィルタとに変更した
   前記受信装置をｎ個具備して周波数多重化するように構
   成されたことを特徴とする送受信装置。