JPH0748948B2

JPH0748948B2 - 無電圧切換直流−直流コンバータ

Info

Publication number: JPH0748948B2
Application number: JP3026410A
Authority: JP
Inventors: デルモットオサリバン
Original assignee: アジャンススパスヤルユーロピエエン
Priority date: 1990-02-20
Filing date: 1991-02-20
Publication date: 1995-05-24
Anticipated expiration: 2010-05-24
Also published as: US5140512A; FR2658674B1; JPH04317561A; CA2036624C; FR2658674A1; CA2036624A1

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、無電圧切換直流−直流
コンバータに関するものである。

【０００２】

【従来の技術】このタイプのコンバータは、本質的に、
トランスを中心として構成される。トランスには、対置
して接続され、切換装置を介して電圧源に選択的につな
がれる二つの一次巻線が含まれる。切換は、巻線に交替
につながれるようにコントロールされ、交替の度に、ト
ランスにおいて磁束の相関的反転を生じる。このことに
よって、この装置の二次巻線の端子において交流電圧を
収集することができる。交流電圧は、次いで整流され、
適切にフィルタにかけられる。

【０００３】このようなコンバータを設計、開発しよう
とする時に遭遇する困難の一つは、トランスの漂遊要素
（主にその磁化インダクタンス及び巻線間の漂遊容量）
と切換装置の好ましからざる作用に起因する。

【０００４】実際、重大な妨害容量を呈するトランス
を、この漂遊容量の端子において電圧を反転させるため
に操作しようとするならば、高いピーク値を示す電流を
開放しなければならないであろう。その時コンバータに
おいて、重要な切換の損失を引起こす。さらに、電流の
高い値への突然の転移は、高周波妨害を発生させるであ
ろう。これらの不都合は、高い周波数で、また、大きい
変圧比で仕事をしているだけにいっそう顕著である。

【０００５】この不都合を回避するために、いわゆる
「無電圧切換」と呼ばれる技術を利用する。これは、切
換器の端子における電圧が、切換器の開放状態（阻止）
から閉鎖状態（導通）へ移行する瞬間に、ゼロまたは殆
どゼロになるようにコンバータを操作することから成
る。この電圧の反転は、導通状態にある切換器を開放状
態に移行させ、また、巻線の電流を反転させて、非導通
の切換器の端子における電圧を終わりに殆どゼロとなる
ように、磁化電流に漂遊容量を負荷させることによっ
て、ひきおこされる。これを通過する電流は、最初ゼロ
で、次いで徐々に増大する。こうして、高効率かつ最小
妨害レベルの「滑らかな」巻線の切換が可能となる。

【０００６】米国特許第４，４４３，８４０号の明細書
は、このタイプのコンバータについて記述している。こ
の中では、無電圧で切換が確実に行なわれるために、一
つの切換器の開放と対置の切換器の閉鎖との間に、予め
決められた一定時間の経過を課している。

【０００７】この経過時間の間、二つの切換器は開放し
ており、トランスの磁化妨害インダクタンスにおける蓄
積エネルギーが、このトランスの巻線間の（漂遊）容量
に放電する。こうして、このように形成されたＬＣ回路
の自然発生信号によって、一次巻線の端子において電圧
極性の反転を生じる。いったんこの極性反転が得られ、
また上記の予め決められた経過時間が完全に経過した
後、制御論理は、適切な切換器閉鎖を命ずる。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】この資料に記述された
コンバータの不都合の一つは、上記経過時間（以後「切
換時間」と呼ぶ）は一定の時間であり、コンバータの個
別の構成毎に、特にトランスの固有の共振周波数に応じ
て計算されなければならない。トランスの固有共振周波
数自体、トランス及び切換器の漂遊インダクタンス及び
容量特性によって決定される。これらの媒介変数は、コ
ンバータの一つ一つによって著しく異なるおそれがあ
り、異なるコンバータの構成毎に、課すべき切換時間の
値を新たに実験的に計算または決定する必要がある。

【０００９】この資料に記述されたコンバータの第二の
不都合は、たとえ定められたコンバータの一つの構成に
対しても、使用される構成部品の特性の分散が甚だしい
ために、一般に、実現された各々の装置に対する切換時
間の値の最終的調節を用意することが必要である。すな
わち自然発生振動の周波数、従って用意すべき予め決め
られた切換時間を決定する特性は、実際は、前記のよう
に、トランスの漂遊要素であり、これは製造時に制御す
ることが困難である。従って前記資料はこの困難を強調
し、それを修正するために、切換時間の細かい調整手段
を用意している。

【００１０】最後に、この資料に記述されたコンバータ
の第三の不都合は、様々な切換のシーケンスを確保する
ための複雑な特別制御論理を必要とすることである。

【００１１】本発明の目的の一つは、切換時間の自動適
合を可能とすることにより、これらの不都合全体を回避
する無電圧切換直流−直流コンバータを提案することで
ある。これは、 −選ばれたコンバータの構成に応じたいかなる個別の適
合も必要としない。−たとえ構成部品の許容誤差（バラツキ）が大きくても
動作可能である。即ち許容誤差（バラツキ）を小さくす
る必要が無い。

【００１２】

【課題を解決するための手段】このために本発明は、本
質的に、一つの切換器の開放の後、対置の切換器の閉鎖
は、トランスの自然発生振動が切換器の端子における電
圧をゼロまたは殆どゼロの値に導かない限り（この条件
は適切な探知手段によって探知される）、自動的に抑制
されるということを提案する。

【００１３】このことから、前の技法の技術とは異な
り、切換の瞬間は、予め決められた一定の時間後に位置
するのではなく、閉鎖を命令すべき切換器の端子におい
て探知される電圧に応じて自動的にコントロールされる
可変時間の後に位置するであろう。

【００１４】この技術によって、前の技法では必要であ
った、切換器の作動間の切換時間の決定及び調節の必要
性を取除くことができるのである。従って、この必要性
から生じるあらゆる不都合を克服することができる。

【００１５】より正確には、本発明は、次のものを含む
タイプ（例えば前記資料に記述されるタイプ）の直流−
直流コンバータに適用される。すなわち、トランス（一
中心点の両側に対置して接続された二つの一次巻線なら
びに整流手段と容量性フィルター手段によって電荷につ
ながれた少なくとも一つの二次巻線をもつ）、定電圧源
（その第一端子はトランスの中心点につながれてい
る）、切換器を形成する二つの手段（各々定電圧源の第
二端子とそれぞれの一次巻線との間に直列に接続されて
いる）及び、これらの電圧源の第二端子と一次巻線のい
ずれかとを交互に、かつ、周期的につなぐための切換器
の制御手段（これらの制御手段は、一つの切換器の開放
とその後の別な切換器の閉鎖との間に、切換時間を課
し、この間は、これらの切換器は二つとの開放状態であ
る）。

【００１６】さらに、本発明によると、切換時間の自動
調節手段を用意している。これらの調節手段は各々の一
次巻線の電圧を基準電位と比較するための探知手段、及
び、一つの切換器の開放の後、別の切換器に対応する一
次巻線の電圧が予め決められた閾値以下にならない限
り、別の切換器の閉鎖を妨げるための抑制手段を含む。
その上、これらの抑制手段は、各々の切換器に対して、
ゲートを形成する論理手段を含むことが可能であり、こ
のゲートの一方のインプットは、制御手段から切換器閉
鎖信号を受け取り、別のインプットは、探知手段から、
それぞれの一次巻線の電圧が前記の予め決められた閾値
以下になっていないことを示す信号を受け取り、また、
アウトプットは、各切換器の閉鎖を制御する。

【００１７】第一の実施態様において、コンバータは、
外部操作コンバータである。すなわち、この切換器閉鎖
信号は、外部の時計信号から生じる操作論理信号であ
る。

【００１８】第二の実施態様においては、コンバータ
は、自動維持振動コンバータである。すなわちこの切換
器閉鎖信号は、飽和トランスの補助巻線によって開放さ
れる電圧から生じる反応信号である。

【００１９】その上、いずれの場合にも、探知手段は、
各々の切換器に対して、一つのダイオードを含むことが
できる。ダイオードは、それぞれの一次巻線の末端の端
子と分圧器の端子の一つ（別のゲートは基準電圧源につ
ながれる）との間に接続される。抑制手段はこの分圧器
の中心点で取り出される信号によって制御される。

【００２０】また、高周波ノイズの存在を引起こすかも
しれない電圧反転の抑制コンデンサを用意することも可
能である。これらのコンデンサは各々の切換器の各端子
の間につながれる。そこで、二つの切換器の同時閉塞を
探知し従って前記抑制コンデンサの放電を引起こすゲー
トと、起動回路とを結合することは、有利である。

【００２１】本発明のその他の特長は、次に述べる図面
と共にする説明より一層明らかになるであろう。

【００２２】

【実施例】図１に、外部操作コンバータに対応する、本
発明の第一の実施態様を示す。すなわち、その反復頻度
は外付けされた時計信号によって強制される。

【００２３】コンバータは、本質的に、トランス１０を
含む。トランスは、一次に、中心点１２の両側に対置し
て接続された二つの巻線１１，１１’をもち、二次に、
生産された交流電圧を収集することができる１または数
個の巻線をもつ。図の例では、トランスは二つの二次巻
線１３，１５を含み、これらはそれぞれのアウトプット
電圧Ｖｏｕｔ１，Ｖｏｕｔ２を生産するように、それぞ
れの整流手段及びフィルタ手段１４，１６に電流を流
す。

【００２４】一次巻線１１，１１’は、各々、それぞれ
の切換装置２０，２０’と協同する。切換装置２０，２
０’は、知られているいかなるタイプのものとすること
も可能であり、例えば図に示されているように、強力な
トランジスタＭＯＳＦＥＴにすることもできる。しかし
ながら本発明の教示は、選ばれた構成部品の技術とは完
全に独立であることに気づくであろう。

【００２５】破線１７は、トランスの漂遊磁化インダク
タンス、１８はこの同じトランスの巻線間の漂遊容量、
また、２１，２１’は切換器が開放状態である時に呈す
る切換器２０，２０’のドレインとソース間の漂遊容量
を表わす。

【００２６】中心点１２は、コンバータの給電直流電圧
源Ｖｉｎにつながれており、各一次巻線１１，１１’の
別の端子（末端の端子）は、それぞれの切換器２０，２
０’を介して、アースに選択的につながれる（中心点１
２がアースにつながれ、一次巻線の末端の端子が切換器
２０，２０’を介して電圧源Ｖｉｎに選択的につながれ
る、逆の配置構成を利用することも可能であることに気
づくであろう）。

【００２７】この構成自体は古典的であり、二つの切換
器２０，２０’は、それらの格子に、それぞれの制御信
号Ｖｇ，Ｖｇ’を適用することによって、それらをプッ
シュプルに機能（すなわち、一つの切換器を閉鎖できる
ためには、他方が必然的に開放されていなければならな
い）させるように、適切に操作することができる。

【００２８】本発明によると、このプッシュプル操作
は、これから示す回路要素によって、特別な方法で実現
される。

【００２９】各々の片側のプッシュプル接続に対して、
左右対象に、それぞれ一つのダイオード３０，３０’を
用意する。その陰極は対応の一次巻線１１，１１’の端
末の端子につながれ、その陽極は二つの抵抗３１，３２
及び３１’，３２’の直列全体を介して基準電圧Ｖｒｅ
ｆにつながれる。これら二つの抵抗の共通点は、信号
Ａ，Ａ’を適用するＮＯＲゲート４０，４０’のインプ
ットの一つにそれぞれつながれる。他のインプットは、
外部時計信号ＣＫを受けとる分周器が生じさせる二つの
補足的信号Ｑ，Ｑ’の中の一つの信号を受けとる。

【００３０】最後に、さらに、起動回路６０を用意する
ことができる。これは、コントロールされた方法で基準
電圧を開放し、逆流器の役割をするＮＯＲゲート６１、
二つのダイオード６２と６２’及び電圧の論理的供給電
圧Ｖａｕｘへの強制プルアップ抵抗６３を含む。

【００３１】次に図２の時系列図表と共に、この回路の
働きを説明する。図２はそれぞれ次の変化を示してい
る。 −時計信号ＣＫ −分周器５０の出力で得られる二つの論理信号Ｑ，Ｑ’
（Ｑ’はＱの論理補数である） −一次巻線１１の端末の端に存在する電圧Ｖｐ（この電
圧もまた、切換器２０のドレインとソース間の電圧に対
応する） −切換器２０の格子上に適用される制御電圧となる論理
信号Ｖｇ。高論理状態（“１”）は切換器の閉鎖状態
（導体）に対応し、低論理状態（“０”）は開放状態
（ブロック）に対応する。 −一次巻線１１’の末端の端に存在する電圧Ｖｐ’（こ
の電圧もまた切換器２０’のドレインとソース間の電圧
に対応する） −切換器２０’の格子上に適用される制御電圧となる論
理信号Ｖｇ’ −予め決められた閾値電圧Ｖｘ。その手前では、一つの
切換器の開放の後、別の切換器に対応する一次巻線の電
圧がこの予め決められた閾値以下にならない限り、別の
切換器の閉鎖を許す。実際Ｖｘは、ＮＯＲゲートの論理
的閾値電圧Ｖｔｈ、基準電圧Ｖｒｅｆ、ダイオード３０
の電圧Ｖｄ及び抵抗３１と３２の値Ｒ３１とＲ３２に従
属し、Ｖｘは次の式から与えられる：

【数１】この式は次のようにして求められる。まず、抵抗Ｒ３１
及びＲ３２の電流Ｉは次の式で与えられる：

【数２】上式を変形して次式を得る。

【数３】上式を変形すると最初の式

【数４】が求められる。まず最初に、ゲート６１のアウトプット
が高論理状態（“１”）にあるとして、起動回路６０
（及び図２の時系列図式の波形Ｖ６１，Ｖ４１及びＶ４
１’）は考慮に入れないであろう。

【００３２】最初には（すなわちｔ０の瞬間の直前）、
切換器２０’は閉鎖されており、切換器２０は開放され
ている（すなわちＶｇ＝“０”及びＶｇ’＝“１”）。
この状態では、Ｖｐはインプットの直流電圧Ｖｉｎの値
の二倍に等しい。その結果、ダイオード３０は逆に成極
しており、従ってこの電圧Ｖｐから、抵抗３０及び３１
を絶縁している。これら二つの抵抗の中心点における電
圧は、ゲート４０に適用される信号Ａに対応し、従って
電圧Ｖｘに等しい。この電圧は、それが論理レベル
（“１”）におおよそ対応するように選択したものであ
る。その結果、ゲート４０の対応するインプットにおい
てＡ＝“１”となる。このゲート４０はＮＯＲゲート
（すなわち、そのインプットがいずれもゼロの時および
その時だけ、アウトプットにおいて“１”を開放する）
であり、それはアウトプットで“０”を開放する。すな
わち、Ｖｇ＝“０”であり、従って切換器２０を開放状
態にロックする。ｔ＜ｔ０では常に、Ｑ＝“１”及び
Ｑ’＝“０”である。しかし切換器２０’は通過できる
ので、ダイオード３０’の陰極はアースの電位である切
換器２０’のドレインとソース間の電圧降下は無視す
る）。その結果、このダイオードは順方向に成極され、
抵抗３１’と３２’の共通点をＶｘ以下の電位、従って
論理レベル“１”以下にする（抵抗値は、この結果に到
達するように適切に選択される）。

【００３３】従ってＡ’＝“０”となり、同様にＱ’＝
“０”であるから、ゲート４０７はアウトプットで
“１”（Ｖｇ’＝“１”）を生じ、従って切換器２０’
を閉鎖状態にロックする。

【００３４】ｔ０の瞬間に、時計信号ＣＫの立ち上がり
の前面があり、これは信号Ｑ及びＱ’の論理値の反転を
引起し、従ってＱ＝“０”及びＱ’＝“１”となる。

【００３５】Ｑ’が“１”に移行するとすぐに、ゲート
４０’は転換し、Ｖｇ’＝“０”となり、従って切換器
２０’の即時開放を引起こす。ゲート４０に関しては、
そのインプットの一つにおいて信号Ｑ＝“０”を受けと
る。しかし電圧Ｖｐはまだ２×Ｖｉｎレベルであるか
ら、ダイオード３０はブロックされたままである。そし
てもう一つのインプットＡはレベル“１”のままであ
り、従って制御信号をＶｇ＝“０”、すなわち切換器２
０を開放に維持する。この段階で、切換器２０及び２
０’が今は両方とも開放していることがわかる。

【００３６】切換器２０の開放の後、トランスの一次は
電圧源Ｖｉｎから絶縁されており、磁化インダクタンス
１７に蓄積されたエネルギーは、巻線間の容量１８及び
切換器２０，２０’の漂遊容量を充電する電流を生成す
る。従って電圧Ｖｐは、２×Ｖｉｎの値からゼロに転落
するが、この電圧降下は、上記漂遊要素、磁化インダク
タンス１７、漂遊巻線間容量１８並びに切換器の漂遊容
量２１及び２１’で形成される共振回路ＬＣの固有の共
振周波数で起こる。同時に、電圧Ｖ’ｐは、ゼロから２
×Ｖｉｎに増大する。

【００３７】ｔ１の瞬間に、電圧Ｖｐは、基準電圧Ｖｒ
ｅｆ以下に移行し、このことはダイオード３０の極性を
反転させ、ダイオード３０は導体となる。従って電圧Ａ
は“１”（電位Ｖｘ）から“０”に移行する。この時、
Ａ＝Ｑ＝“０”となり、このことはゲート４０の転換を
引起し、Ｖｇ＝“１”となり、従って断続器２０の閉鎖
を引起こす。

【００３８】抵抗３１，３２の適切な選択によって、選
択されたゲート４０の閾値電圧に応じて、電圧Ｖｐのレ
ベルを正確に決定することができる。電圧Ｖｐに基づい
て論理は状態を変える。

【００３９】すべての原理状態において、切換器２０の
導通は、その端子における極度に弱い電圧レベルＶｐ、
従って最小の切換損失と非常に少ない妨害の発生ととも
に生じるであろう。

【００４０】さらに、安全のために、切換器の端子にお
ける電圧がゼロに導かれた時、コンデンサ４１，４１’
の端子における電圧に対しても同様であることを確実と
するために、コンデンサ４１，４１’を用意する。以
後、これらのコンデンサ４１，４１’のゼロへの移行は
トランスの自動共振リズムで起こり、すべての「不安
定」、すなわち電圧の反転を引起こすおそれのある高周
波ノイズへのすべての傾向は、これらのコンデンサ４
１，４１’の存在によって抑制されるのであるから、論
理状態に悪影響を及ぼすかもしれないすべての高周波共
振はＮＯＲゲートから生じる。充電時間は、抵抗３１と
３２及びコンデンサ４１の容量、たまは抵抗３１’と３
２及びコンデンサ４１’の容量によって決められるので
あるから、論理状態の急激な変化は不可能となる。

【００４１】切換器２０の閉鎖はインプットＡへの正電
位の遡及力によってロックされ、導通するダイオード３
０と切換器２０のドレイン−ソースの弱い電圧降下のた
めに、アースの電位に位置づけられる。

【００４２】ＭＯＳＦＥＴ本体または並列に付加えられ
たダイオードが形成する導通するダイオードのために、
切換が生じる電圧Ｖｇは、実際ゼロまたはかすかにマイ
ナスであることさえ可能であることに、付随的に気づく
であろう。このダイオードの導通は、その格子−ソース
容量及びそのミラー容量を充電する必要性があるため
に、やや遅れる。

【００４３】このように、切換器２０’の開放の後、抵
抗３１，３２ダイオード３０及びＮＯＲゲート４０によ
って、切換器２０の閉鎖を自動的にコントロールしたこ
とがわかる。切換器２０の閉鎖が抑制される期間△ｔ−
ｔ１−ｔ０は、トランスの端子における電圧のゼロへの
回帰に従属するだけである。このゼロへの回帰を決定す
る因子（電気的媒介変数、温度、構成部品のバラツキの
大きさ等）のいかんには関係がない。いいかえれば、こ
の抑制期間△ｔは、回路の応答に応じて自動的に変化
し、調整される時間である。

【００４４】時計のパルスに続く上昇の前面（ｔ２の瞬
間）では、同じサイクルが繰返され、回路の左右二つの
片側の構成部品の役割は反転し、従って切換器２０の開
放から切換器２０’の閉鎖への「滑らかな」移行が確保
される。

【００４５】次に、起動回路６０の役割と働きについて
説明する。起動時、またはコンバータが一時的に停止し
なければならない時、二つのドレインの電圧Ｖｐ及びＶ
ｐ’は高レベルのままであり、ゲート６１のインプット
を高レベルに移行させる。その結果、ゲートのアウトプ
ットは“０”になる。もし切換器が非導通のままである
ならば、コンデンサ４１及び４１’は、構成部品３１，
３２及び４１の時定数とともに、ゼロに向かって放電す
る。ゲート４０または４０’の第一のインプットが閾値
以下に移行する時、ＶｇまたはＶｇ’でレベル“１”が
生じる。このことは結果として、切換器の一つの切換を
招き、コンバータの正常な機能を起動させることができ
る。

【００４６】この回路は常に有効であるため、それは切
換の転移時の二つのドレインの高状態を探知し（図２の
時系列図表の波形Ｖ６１を参照）、コンデンサの充電
は、コンデンサが上に説明した高周波ノイズの排除のた
めに働く場合と同じ時定数をたどる（図２の時系列図表
の波形Ｖ４１及びＶ４１’を参照）。

【００４７】図１に示された実施態様を終えるにあたっ
て、図示された回路は本発明の他の実施態様の中の一例
に対応するにすぎないことに気がつくであろう。ＮＯＲ
ゲートは、望み通りの抑制を獲得できるような、すなわ
ち、切換器の閉鎖を許可する前に、巻線の電圧が確実に
ゼロの近くに再び下げられるような、適切な反転ＯＲの
機能を実現するように、例えばロジックまたはアナログ
のコンパレータ、あるいはトランジスタ又は単純なダイ
オードのロジックと入替えることも可能である。

【００４８】図３は、本発明の別の実施態様を示してい
る。この実施態様においてはコンバータは外部操作コン
バータではなく、自動維持振動コンバータである。

【００４９】この図の参照記号は、図１の要素または図
１の信号と類似の信号を指示している。それらの役割は
同じであるから、簡略化のために、それらについて改め
て説明しない。

【００５０】この第二の実施態様の回路は、操作に関し
て、前のものと区別される。前にはそれは外部の時計信
号ＣＫから誘導される信号Ｑ及びＱ’によって実現され
たが、ここでは、対置して接続されたトランス１０の補
助巻線１９，１９’によって生じる電圧、または、小型
トランス４３（その一次巻線は電流制限抵抗４２を経由
してトランス１０の巻線に並列に接続されている）から
誘導される反応信号によって実現される。

【００５１】これらの補助巻線は、分圧器６１，６２を
含む回路６０と協同する。分圧器は基準電位から給電さ
れ、その中心点は、適切な直流電圧レベルの信号によっ
て生じる信号を変位させるように、巻線１９，１９’の
共通点につながれる。ダイオード６３は、極性に応じ
て、抵抗６２を選択的にアースに位置づける。

【００５２】補助巻線１９，１９’は、抑制の論理ＮＯ
Ｒゲート４０，４０’に直接命令する。一つの切換器２
０または２０’の開放（これはトランス４３の飽和、従
ってコンバータの状態に応じた電圧１９及び１９’の降
下による自動的開放、または、同期化による強制された
開放である）の後、対置した切換器の対応の一次巻線の
端子における電圧の反転が、この対置の切換器の端子に
おいて損失なく切換を確保するのに十分な弱い電圧レベ
ルに達しさせることができない限り、対置した切換器の
閉鎖は抑制されるということを確実にするためである。

【００５３】この条件がいったん満たされると、論理
は、対応の補助巻線または別のトランス４３から生じる
反応信号の、切換器への伝達を可能とし、従ってこの切
換器の閉鎖を引起こす。

【００５４】分かるように、いずれの実施態様において
も、コンバータの特性及び機能条件に関係なく、コンバ
ータの完全な確実な機能を確保すると同時に、制御論理
は、その最もシンプルな表現（一つのダイオード、二つ
の抵抗及び一つのゲート）に単純化されている。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第一の実施態様の図式を示す。

【図２】図１の回路によって生じる様々な信号の時系列
図表を示す。

【図３】本発明の第二の実施態様の図式を示す。

【符号の説明】

１０，４３トランス１１，１１’ 巻線１２中心点１３，１５二次巻線１４，１６フィルタ手段１７磁化インダクタンス１８，２１，２１’ 容量１９，１９’ 電圧２０，２０’ 切換装置３０，３０’，６２，６２’ ダイオード３１，３１’，３２，３２’ 抵抗４０，４０’，６１ＮＯＲゲート４２電流制限抵抗５０分周器６０起動回路６３プルアップ抵抗

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】トランス（１０）を含み、トランスは、
中心点（１２）に両側に対置して接続された二つの一次
巻線（１１，１１’）及び整流手段と容量フィルター手
段（１４，１６）を通じて電荷につながれる少なくとも
一つの二次巻線（１３，１５）と、第一端子がトランス
の中心点につながれている定電圧源（Ｖｉｎ）と、電圧
源の第二端子とそれぞれの一次巻線との間に各々直列に
接続された切換器（２０，２０’）を形成する二つの手
段と、電圧源の第二端子を一次巻線のいずれかに交互に
かつ周期的につなぐためのこれらの切換器の制御手段
（５０，６０）とを有し、これらの制御手段は、切換器
の一つの開放と他の切換器のそれに続く閉鎖との間に、
切換時間（△ｔ）を課し、この時間の間はこれらの切換
器は二つとも開放状態であり、さらに、切換時間の自動調節手段を含むことを特徴と
し、前記調節手段は、一次巻線の各々の電圧を基準電圧
（Ｖｒｅｆ）と比較するための探知手段（３０，３１，
３２；３０’，３１’，３２’）及び、一つの切換器の
一つの開放の後、他の切換器に対応する一次巻線の電圧
が予め決められた閾値（Ｖｘ）以下にならない限り他の
切換器の閉鎖を妨げるための抑制手段（４０，４０’）
を含む無電圧切換直流−直流コンバータ。
【請求項２】前記抑制手段は、各々の切換器に対し
て、ゲート（４０，４０’）を形成する論理手段を含
み、ゲートの一つのインプットは制御手段から切換器閉
鎖信号（Ｑ；Ｑ’）を受け取り、その他のインプットは
探知手段からそれぞれの一次巻線の電圧が前記予め決め
られた閾値（Ｖｘ）以下にならないことを示す信号を受
け取り、また、そのアウトプットは、それぞれの切換器
の閉鎖を制御する請求項１の無電圧切換直流−直流コン
バータ。
【請求項３】前記切換器閉鎖信号（Ｑ，Ｑ’）は、外
部時計信号（ＣＫ）から生じる操作論理信号である請求
項２の無電圧切換直流−直流コンバータ。
【請求項４】前記切換器閉鎖信号（Ｑ，Ｑ’）は、飽
和トランス（１０；４３）の補助巻線（１９；１９’）
から開放される電圧から生じる反応信号である請求項２
の無電圧切換直流−直流コンバータ。
【請求項５】前記探知手段は、各々の切換器に対して
ダイオード（３０；３０’）を含み、ダイオードは、そ
れぞれの一次巻線の末端の端子と分圧器の端子（３１，
３２；３１’，３２’）の一つとの間に接続され、分圧
器の他の端子は基準電圧源（Ｖｒｅｆ）につながれ、抑
制手段はこの分圧器の中心点で取り出される信号（Ａ，
Ａ’）によって制御される請求項１の無電圧切換直流−
直流コンバータ。
【請求項６】高周波ノイズの存在を引起こすおそれの
ある電圧の反転の抑制のコンデンサ（４１；４１’）を
さらに含み、これらのコンデンサは、それぞれの切換器
の各々の端子の間につながれている請求項１の無電圧切
換直流−直流コンバータ。
【請求項７】起動回路（６０）を更に含み、該起動回
路は二つの切換器の同時の開放の探知に応じて前記抑制
コンデンサ（４１；４１’）の放電を引起こすゲート
（６１）を有する請求項６の無電圧切換直流−直流コン
バータ。