JPS593892A - 低電圧白熱電球等の負荷に対する電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の背景〕 本発明は、低電圧電源装置に関し、さらに詳しくは、低
電圧負荷を駆動する新規な電力線路周波数電源装置に関
する。

低電圧負荷を比較的高い電圧の交流電源によって動作さ
せることはしばしば望まれている。

特に、電球のフィラメントを比較的低電圧で動作させる
ことによって、従来の電球の動作に比較して良い結果の
得られる低電圧電球が存在している。

従来の低電圧動作に供された種々の回路は、望ましくな
い高レベルの電磁障害を呈するか、あるいは、比較的高
電流および／または高電圧の定格を有する部品を必要と
した。　とりわけ、白熱電球用の低電圧電源を得る従来
の試みは、変圧のために磁気部品を用いていた。　こう
してつくられる電源は、磁気部品のコストによって経済
的ではなかった。　他の電源としては、極めて狭いパル
スを必要としサージ電流が負荷に流れるよう々、波形の
位相制御を使用している。　この方法ではしばしば信頼
性が落ちる。　従って、低電圧白熱電球等の負荷用の電
源として、比較的コストが低く、信頼性が高く、そして
、比較的低い電流定格な有した部品が使える電源、な提
供することが非常に望ましい。

〔発明の概略〕

本発明によれば、相対的に高電圧の交流電源から電力線
路周波数電流を低電圧負荷に供給する装置は、負荷と直
列に交流電源の両端間に接続された生コンデンサと、制
御論理手段によって与えられる制御信号に応じて、交流
電源波形の各サイクルにおいて選択された期間だけ、ス
イッチング・デバイスによって主コンデンサと並列に接
続されろ補助コンデンサとを有している。　更にダイオ
ードが、スイッチング・デバイスの制御導電路に対して
並列に、かつ反対方向の導通をなすような極性で接続さ
れる。　負荷電流の合計の変化は、回路の全容量（補助
コンデンサと主コンデンサの値の和）に対する主コンデ
ンサの値の比によって制御される。　好ま、シ＜は、ス
イッチング・デバイスは、並列のダイオードが導通して
いる時か。

あるいは、並列のダイオードが導通していない場合には
生コンデンサの両端間の電圧が正のピーク電圧の時に、
導通状態にスイッチングされろ。

本発明の打首しい実施例においては、制御論理手段は生
コンデンサと負荷の電圧を監視して単安定マルチバイブ
レータをトリガする瞬間を決定する。　マルチバイブレ
ータは、マルチバイフレータ出力パルス制御手段によっ
て設定された時間の間スイッチング・デバイスをターン
オンする。

従って５本発明の目的は、低電圧白熱電球等の負荷に与
える電力を制御するための、電力線路周波数で動作する
新規な電源装置を提供することで・ある。

本発明の上述の目的および他の目的は１図面を参照して
以下の詳゛細な説明を考慮することによって明らかとな
ろう。

〔好ましい実施例の詳細な説明〕

第１図、第１ａ図、第１ｂ図、第１Ｃ図および第１ｄ図
を参照すると、新規な電源装置１０が。

交流電源１２から負荷１１に印加される電力の大きさを
、制御するために用いられる。　負荷１１は、たとえば
、約２ダボルトと約３乙ボルトの間の電圧ｖＬで動作す
る低電圧白熱電球である。　電源装置１０は、電球が比
較的狭まい明るさの範囲内において選択可能な固定の出
力で動作するようにすることができる。　乙のような応
用例では、比較的狭まい範囲の電球電圧ｖＬが要求され
る一方。

電球電流■Ｌは、たとえば、約、２０％の所定の範囲に
わたって変化できる。

交流電源１２は、それぞれ回路の節ＡおよびＣに接続さ
れた一対の電源装置端子１０および１０“に接続されて
いる。　負荷（電球）１１は節Ａと回路の共通節Ｂとの
間に接続されている。

以下、主コンデンサと称する第１の容量素子Ｃ１が、節
Ｂおよび０間に接続されている。　スイッチング手段１
４が１節Ｂと、以下補助コンデンサと称する第２の容量
素子Ｃ２の一方の端子との間に接続されている。　補助
コンデンサＣ２の残りの端子は節Ｃに接続されている。

　端子（節）Ａ。

Ｉ３およびＣ１ならびにスイッチング手段の制御人力１
４ａば、制御論理手段１６に接続されている。

スイッチング手段１４は、制御人力１４ａの信号に応じ
て１節Ｂと、補助コンデンサＣ２の節Ｃから遠い方の端
子との間に、低抵抗路を制御可能に作ることが出来るも
ので、共通節Ｂに対して補助コンデンサから電流を流し
たり、あるいは補助コンデンサに電流を流したりするこ
とのできろデバイスであればなんでもよい。　好ましい
実施例においては、スイッチング手段１４は、アノード
が節Ｂに接続されてカソードが補助コンデンサＣ２に接
続されたダイオードＤと並列なユニポーラ・スイッチン
グ・デバイスより成る。　有利なものとしては、スイッ
チング手段１４は電力用ＭＯ８電界効果トランジスタ（
ＭＯＳＦＥＴ）Ｓであって、ダイオードＤはドレーン電
極１４ｂとソース電極１４Ｃとの間の寄生デバイスとし
て形成される。

電源装置１０は、負荷抵抗ＲＬを流れろ最小電流■１が
主コンデンサ電流■、である、ダイナミック並列スイッ
チング形容量性電圧コンバータを形成する。　負荷電流
■Ｌに加えられる成分は。

補助コ、ンデンサＣ２を流れる電流■２によるものであ
る。　従って、最小の負荷電流および電力は。

交流電源１２の波形の／サイクル中のどの点においても
補助コンデンサＣ２に電流が流れない場合に生じろ。　
逆に、最大の負荷電流および電力ぽ、交流電源の波形の
全サイクルにわたって補助コンデンサ電流■２が流れる
場合に生じる。　中位の大きさの負荷電流および電力（
および負荷電球の明るさ）は、交流電源波形の約半サイ
クルの間補助コンデンサ電流１２が流れる場合に得られ
る。

従って、補助コンデンサ電流■２が流れる、交流電源波
形の／サイクル中の割合を変えることによって、負荷電
流と電力が一調節される。　スイッチング・デバイスｓ
Ｈ能動ターンオフ・デバイスであって、デバイスがター
ンオンされた後でその電流導通な能動的に終了させるこ
とができる。　電力スイッチング・デバイスＳのターン
オンとターンオフとの間の間隔が、負荷電流と電力とを
調節可能な範囲内に設定する。　スイッチング・デバイ
スＳに不当なストレスをかけないために、補助コンデン
サＣ２と主コンデンサＣ４との間に循環電流が流れない
ように補助コンデンサＣ２のスイッチングを制御するこ
とが、望ましい。　従って、制御論理手段１６を使って
１両コンデンサの電圧ｖ１およびｖ２がほぼ等しい時に
、すなわち、タイオードＤが導通している時、あるいけ
、タイオードが導通していない場合は主コンデンサの電
圧Ｖ。

が正のピークである時に、電力スイッチング・デバイス
Ｓを導通させろようにターンオンする。

電源装置１０の回路の動作は、中位の負荷電流条件、並
びには□ぼ最大および最小の負荷電流条件における主コ
ンデンサ電圧Ｖ、および補助コンデンサ電流■２の波形
を考慮することによってよく理解できる。　ある時刻ｔ
。において、主コンデンサ電圧Ｖ１（第１ａ図）が正の
ピークであり、主コンデンサの電流■、は低力率の故に
電圧Ｖ１からほぼ９０°位相がずれており、その大きさ
はほぼ零である。　時刻ｔ　において、制御論理手段１
６によってゲート電極１４ａに、共通節Ｂに対して適当
な電圧ｖ、４ａ　　を印加することによって、スイッチ
ング・デバイスＳがターンオンされる（第１Ｃ図）。　
スイッチング・デバイスＳは時刻ｔ。

まで導通な維持する。　時刻ｔ。から時刻ｔ、までの時
間において、補助コンデンサＣ２の電流は。

負のピークに向かって減少し始め、この負のピークに時
１刻ｔ、に達する（第１ｂ図）。　補助コンデンサ電流
■２（この場合Ｉ５）は、スイッチング・デバイスＳの
パオン″チャンネル（ドレーン電極１４ｂからソース電
極１４Ｇへ）を介してコンデンサＣ２から流れ、そして
生コンデンサの瞬時電流１、に加わって（負荷１１に向
かって）流れる。

従って、負荷電流は、■お二Ｉ、　＋　１２である。

時刻ｔ１で、ゲート電極の駆動が終了し、デバイスＳが
ターンオフし、そして電流１２が流れなくなる。　補助
コンデンサＣ２は放電してしまいその電圧ｖ２はほぼ零
ボルトとなる。　　しかし。

主コンデンサＣ１の電圧Ｖ、ば、交流電源の線路電圧ｖ
ＩＮが負のピーク値に近づくにつれて、負のピークに向
かって減少をつづける。　その後、電圧Ｖ、は時刻ｔ２
に零交差するまで増加しはじめる。

時刻ｔ１から時刻１２′！、での時間において、ダイオ
ードＤは逆バイアスされ、デバイスＳがターンオフされ
ているので、主コンデンサ電流１．のみが負荷１１に流
れる。　従って、この時間において負荷電流は、粍−■
、である。

時刻ｔ２において、主コンデンサ電圧Ｖ、は正となり、
補助コンデンサＣ２の有しているほぼ零の電圧よりも大
きくなる。　ここでダイオードＤは順方向バイアスされ
、ダイオード電流■。が補助コンデンサＣ２，ダイオー
ドおよび負荷１１を介して流れる。　従って、電圧ｖ１
が零細と交差する時刻ｔ２と、電圧Ｖ、が正のピーク値
に達する時刻−１３との間の時間に、ダイオードが導通
し、別の電流■、が補助コンデンサ電流■２として流れ
るので、負荷電流は、　　Ｉ　Ｌ−Ｉ　＋　＋　Ｉ　２
である。

時刻ｔ５　　において、ダイオードの電流は実質的に零
になり、タイオードの導通がとまる。　時刻ｔ。

と時刻ｔ５の間の単一サイクルの時間において、補助コ
ンデンサ電流■２が、半サイクルの間、主コンデンサ電
流■、と同相で流れて中位の負荷電流値な確立している
ことがわかる。

時刻ｔ５と時刻ｔ６との間の単一サイクルの時間で例示
されているほぼ最大負荷電流条件においては、補助コン
デンサ電流Ｉ２ｕ／サイクルの大部分を流れる。（最大
負荷電流条件においては／サイクルの全時間にわたって
流れる。）スイッチング・デバイスＳを駆動する波形を
印加することによって時刻ｔ５　において補助コンデン
サ電流■２が流れ始め（ｍ／Ｃ図）、時刻ｔ４のターン
オフのときまで流れつづける。　すなわち、時刻ｔ３に
おいて、主コンデンサ電圧Ｖ、がピークの時（主コンデ
ンサ電流工、の大きさが零の時にほぼ対応している）に
デバイスＳが導通する。　主コンデンサ電圧Ｖ、が負の
ピークに向けて減少するにつれて、主コンデンサ電流■
、も、時間１．−１４中の電圧Ｖ、の零交差時に得られ
る負のピーク値に向って減少し、その後増加する。　補
助コンデンサ電流■２　も負のピークに向って減少し、
その後時刻ｔ４まで１増加する。　時刻ｔ４において、
スイッチング・デバイスがターンオフされ、その電流■
ｓ（本質的に補助コンデンサ電流■２に等しい）が流れ
なくなる。　主および補助コンデンサの電圧が等しいの
でターンオンおよびターンオフ時にスイッチング・デバ
イスＳを介してサージ電流が流れることはない。　時刻
ｔ４において、補助コンデンサＣ２の電圧は比較的大き
な負の値を有し１時間１４−１５　における生コンデン
サ電圧ｖ１よりも正であり、ダイオードＤ［逆バイアス
される。　時刻ｔ５において、主コンデンサ電圧ｖ１は
再び補助コンデンサの電圧ｖ２よりも正になり、ダイオ
ードＤが導通する。　ダイオード電流■ゎは、時間１５
−１６　中に主コンデンサ電圧■、が正方向に零交差す
るまで増加し、その後減少する。

ダイオード電流１つの大きさは、主コンデンサ電圧が正
のピーク値に達する時刻ｔ６において実質的に零になり
、ダイオードＤの導通が終る。　従って、時間１．−１
．および時間ｔ５−１６において。

負荷電流■１は、同相である王および補助コンデンサ電
流■、およびＩ２の和である。　また、比較的短い時間
１４−１５　においてのみ、負荷電流は主コンデンサ電
流■、と等しい。　補助コンデンサ電流■２は、時間ｔ
Ｕ　”−ｔ５の場合に比較して、時間１５−１６　　に
おいては／サイクルの中で一層長い時間流れているので
、この１時間１５−１６　においてはより大きな負荷電
流（したがってより大きな負荷電力および負荷電球の明
るさ）が生じる。

時間１６−１．において例示されているほぼ最小負荷電
流条件の場合には、スイッチング・デバイスｓＨ時刻ｔ
６において主コンデンサの電圧がピークである時に再び
ターンオンされ、比較的短い時間だけターンオンを保っ
た後に、時刻ｔ７でターンオフされる。　従って、補助
コンデンサ電流■２は、比較的短い時間１６−１７にお
いてだけスイッチング・デバイスＳを介して（デバイス
電流■８として）流れる。　時刻ｔ７においてデバイス
Ｓがターンオフされると、比較的高い正の電圧Ｖ２が補
助コンデンサＣ２にのこる。　その後、主コンデンサの
電圧■、が減少するので、ダイオードＤは逆バイアスさ
れ、時刻ｔ８までダイオードもスイッチング・デバイス
も導通しない。　時刻ｔ８において、主コンデンサの電
圧は、再び、補助コンデンサに残っている正の電圧と等
しい正電圧に達し、そしてダイオードＤがサイクルの終
りである時刻ｔ、まで導通ずる。　時刻ｔ、においてダ
イオードの電流は零となり、そして逆バイアスされるよ
うになる。　時間１６−１．での負荷電流■Ｌは、時間
１６−１．および時間１８−１．で、同相の主および補
助コンデンサ電流■１およびＩ２の和に等しくなり１時
間１６−１．の主たる部分を占める時間１、−１８　　
では主コンデンサ電流、■、にのみ等しいことがわかる
。　時間１６−１．および時間１８−１゜がだんだん短
くなると、負荷電流もそれにつれて小さくなり、これら
の時間がほぼ零になると主コンデンサ電流■、によって
定まる最小負荷電流に達する。

ここでつぎのことが理解できる。　すなわち。

負荷電流■、を調整できる全範囲は、主コンデンサ電流
■、に対する、補助コンデンサ電流工、と、／サイクル
中に電流■２　が流れている時間との相対的な寄与分に
よって決定される。　主コンデンサＣ１の容量に対して
補助コンデンサＣ２の容量を適当に選ぶことによって、
負荷電流の全変化範囲が決定される。

ここですべての図面、特に第１ｈ図を参照すると、制御
論理手段１６／／ｉ、スイッチング・デバイスＳのゲー
ト電極１４ａを駆動する信号を与え、ダイオードＤが導
通している時間中、あるいは、ダイオードＤがすぐ直前
において導通しておらず電流を流していない場合には主
コンデンサＣ７の電圧が正のピークになった時に、スイ
ッチング・デバイスをターンオンする。　制御論理手段
１６は、金側負荷電流の大きさを決定するために、適切
なタイミングでスイッチング・デバイスＳのターンオフ
をも行う。　制御論理手段１６の回路は。

各々入力２０ａおよび２２ａを有した第１および第２の
インバータ２０および２２を有する。　各入力２０ａお
よび２２ａは、各々第１の抵抗素子２８ａおよび３０ａ
と、第２の抵抗素子２８ｂおよび３０ｂを介して、電源
の対応する節Ｃおよび節Ａに結合されている。　制限ダ
イオード３２ａおよび３４ａは抵抗２８ａおよび３０ａ
の接続点Ｃ′に接続され、制限ダイオード３２ｂおよび
３４ｂは抵抗２８ｂおよび３０ｂの接続点Ｘ′に接続さ
れている。　これら制限ダイオードは、当該技術でハー
ド・リミットと一般に称されているが、接続点Ｃ′およ
びＡ′の電圧を制限して、共通節Ｂの電圧よりダイオー
ド／個分の電圧降下分だけ下がった電圧よりも低くなら
ないようにし、かつ、制御論理手段の正の電圧供給うイ
ン２４の電圧（この電圧は公知の技術によって与えられ
る）よりダイオード／個分の電圧降下分だけ高い電圧よ
りも高くならないようにしている。

インバータの出力２０ｂおよび２２ｂハナンド・ゲート
３６の一対の入力に夫々接続されている。　ケート３６
の出力３６ａＶｉ、集積回路の単安定マルチバイブレー
タとして設けることのできるワンショット・マルチバイ
ブレータ手段３８の負方向トリ力入力３８ａに接続され
ている。　マルチバイブレータ手段３８の正方向トリガ
入力３８ｂと共通電源入力３８Ｃとは共通節Ｂに接続さ
れ、正電源人力３８ｄは正の電圧供給ライン２４に接続
されている。

出力パルス時間幅設定入力３８ｅは、一端が共通節Ｂに
接続されたタイミング・コンデンサ４０の他端に接続さ
れるととも、に、直列接続の第１の固定タイミング抵抗
４２ａと可変タイミング抵抗４２ｂとの組合せを介して
正の電圧供給うイン２４にも接続されている。　マルチ
バイブレータ手段の出力３８ｆは、たとえば、電力用Ｍ
Ｏ８Ｌ”ＥＴデバイスＳのゲート電極である。スイッチ
ング・デバイスの入力１４ａに接続されている。　固定
抵抗４２ａの値は、スイッチング・デバイスＳに最小″
オン″時間を与え、かつ、マルチバイブレータ手段の入
力３８ｅに流れ込む最大電流を制限するように選定され
る。　可変抵抗４２ｂの抵抗の大きさは、所要の負荷電
流／電力／明るさについての最大値と最小値の比に従っ
て、スイッチング・デバイスに最大パオン″時間を与え
るように選定される。

制御論理手段１６は、その動作において、オープンルー
プ制御手段であり、主コンデンサＣ４の電圧が、インバ
ータ２０　、抵抗２８ａおよび３０ａ、制限ダイオード
３２ａおよび３４ａによって形成されたハード拳リミッ
ト・インバータ手段によって検知される。　主コンデン
サ電圧■、が正になると。

インバータの出力２０ｂは高電圧から低電圧に降下する
。　逆に、電圧Ｖ１が負になると、インバータの出力２
０ｂは低電圧から高電圧に上昇する。

従って、出力２０ｂは、主コンデンサの電圧が正の場合
に低出力レベルを持ち、生コンデンサの電圧が負の場合
に高出力レベルを持つ。　抵抗２８ｂおよび３０ｂとダ
イオード３２ｂおよび３４ｂと共に第２のインバータ２
２も、負荷１１の電圧ｖＬを検知するハード・リミット
・インバータ手段を形成している。　従って、第２のイ
ンバータの出力２２ｂの状態は、負荷電流ＩＬの逆の状
態を示す。　出力２０ｂおよび２２ｂの電圧は、夫々第
１ｄ図および第１ｅ図に示されている。　第１ｇ図に示
されるように、ナンド・ゲートの出力３６ａは主コンデ
ンサ電圧のピーク時に負方向に変化する。　この負方向
の変化は、ワンショット・マルチバイブレータ手段３８
をトリガし、このためコンデンサ４０の容量と、直列接
続の抵抗４２ａおよび４２ｂの合計抵抗とによって決定
される時間幅を有する、節Ｂた対して正方向のゲート電
極信号Ｖ、４ａ　　が発生される。

負荷電流／電力／明るさが可変抵抗４２ｂを手動調整す
ることによって決定されるオープンループ手段として、
制御論理手段１６を図示したが。

クロースドループ手段としての制御論理手段も同等に利
用できることも理解すべきである。　この場合、スイッ
チング・デバイスＳの導通時間を変化させるだめに、コ
ンデンサ４０への電流として。

あるいは、充電抵抗４２ａおよび４２ｂへの電圧として
の帰還信号が単安定マルチバイブレータに印加されろ。

本発明を７つの好ましい実施例について説明したが、当
業者にとって種々の変形あるいは改変が明らかであ−ろ
う。　従って、本発明は特許請求の範囲によって制限さ
れ、ここで実施例として記載して特定された詳細や条件
および特性によって制限されないことを意図している。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の新規な低電圧負荷用電源装置のブロ
ック図である。 第１ａ図、第１ｂ図、第１Ｃ図、第１ｄ図、第１ｅ図、
第１ｆ図および第１ｇ図は、電源装置の全調整範囲にわ
たって一例として示した負荷電流に対する、主コンデン
サ電圧、負荷電流、補助コンデンサ電流、スイッチング
・デバイス駆動信号および制御論理手段での各電圧を１
本発明の原理を理解しやすいように同じ時間軸上に表示
した波形図である。 第１ｈ図は、第１図の回路に使用できる制御論理手段の
回路図である。 （主な符号の説明） １０・・・電源装置、　　　１１・・・負荷、１２・・
・交流電源、　　　Ｃ１・・・主コンデンサ、Ｃ２・・
・補助コンデンサ、１４・・・スイッチング手段、Ｄ・
・・ダイオード、　　　Ｓ・、・ＭＯＳＦＥＴ、１６・
・・制御論理手段。 ＦＩＧ、　　／ ｌｎ’ ＦＩＧ、　　／ｈ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 ／　交流電源によって供給される電圧よりも小さい大き
   さの電圧で負荷に給電する電源装置であって、 前記負荷と直列に前記交流電源の両端間に接続され、前
   記負荷に所望の最小電流を流すように選定されたりアク
   タンスを有する第１のリアクタンス素子と、 第一のりアクタンス素子と。 制御信号に応じて、前記第２のりアクタンス素子を前記
   第１のりアクタンス素子に並列に接続して、前記第２の
   リアクタンス素子に対して流れる電流をλつの方向のう
   ちの一方向に流させるように制御される導電路を有する
   ７個の能動スイッチングΦデバイスと、そして 前記スイッチング・デバイスの前記制御される電流路に
   並列に設けられ、かつ前記第２のりアクタンス素子に対
   して一方向Ｑ電流のうちの他方の方向に電流を流すよう
   に極性を定めた一方向性導通素子とより成り、もって、
   前記交流電源波形の／サイクルの内で前記第一のりアク
   タンス素子と前記負荷とを介して追加の電流が流れてい
   る時間を変えるように、前記スイッチング・デバイスと
   、前記一方向性導通素子とを導通することにより、合計
   負荷電流を設定する電源装置。 ！　前記電源は、さらに、前記一方向性導通素子が導通
   したとき、あるいは、前記第１のりアクタンス素子の両
   端間の電圧がほぼ一極性のピークになったときに、前記
   スイッチング・デバイスに電流を流しはじめさせる制御
   回路を有する特許請求の範囲第１項記載の電源装置。 ３　前記制御回路は、前記第１のりアクタンス素子の両
   端間の電圧がほぼ正極性のピークになったときに、前記
   スイッチング・デバイスをトリ力し、て、該デバイスが
   電流を流しはじめろキうにする特許請求の範囲第一項記
   載の電源装置。 グ　前記第１のりアクタンス素子が第１の容量素子であ
   る特許請求の範囲第１項あるいは第一項記載の電源装置
   。 夕　前記第２のりアクタンス素子が第２の容量素子であ
   る特許請求の範囲第グ項記載の電源装置。 乙。前記第一の容量素子の容量値が第１の容量素子の容
   量値よりも小さい特許請求の範囲第５項記載の電源装置
   。 ２　前記第１および第２の容量素子の容量比が負荷電流
   に所望の変化範囲を与えるよう選定されている特許請求
   の範囲第２項記載の電源装置。 と　前記負荷電流の変化範囲が約、、２０％である特許
   請求の範囲第２項記載の電源装置。 ２　前記制御回路が前記制御信号を発生して。 交流電源波形の各／サイクル毎に生じる制御された時間
   の間前記スイッチング拳デバイスに電流を流させる特許
   請求の範囲第２項記載の電源装置。 ／θ　前記制御信号が、前記第１のりアクタンス素子の
   両端間の電圧のほぼ一極性のピーク時に始まる特許請求
   の範囲第２項記載の電源装置。 ／／　前記スイッチング・デバイスが金属酸化物半導体
   電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）であって、ゲー
   ト電極に印加されろ前記制御信号によって制御される導
   電路な有し、そして、前記一方向性導通素子が、前記Ｍ
   ｏ５ｔ”ＥＴの前記制御される導電路と並列に形成され
   た寄生ダイオードである特許請求の範囲第２項記載の電
   源装置。 ／２　前記スイッチング・デバイスが交流電源波形の各
   ／サイクルの内の第１の時間の間導通し。 そして、前記一方向性導通素子が交流電源波形の同一の
   サイクルの内の第１の時間とは異なった第２の時間の間
   導通する特許請求の範囲第２項記載の電源装置。 ／３　前記第１と第一の時間がほぼ等しい長さである特
   許請求の範囲第７２項記載の電源装置。 ／￥　前記制御回路が、トリガ信号に応じて、前記スイ
   ッチング・デバイスを導通させる時間可変制御信号を与
   える出力を有した単安定マルチバイブレータを含んでい
   る特許請求の範囲第７３項記載の電源装置。 ／よ　前記単安定マルチバイブレータの出力の時間幅が
   、前記負荷を流れる電流に応じた信号によって変えられ
   る特許請求の範囲第１グ項記載の電源装置。 ／乙　前記制御回路が、さらに、少くとも前記負荷と前
   記第１のりアクタンス素子の電圧の一方な監視して、前
   記単安定マルチバイブレータをトリガする手段を含んで
   いる特許請求の範囲第１り項記載の電源装置。 ／７　前記制御回路が、交流電源波形の／サイクルの開
   始時における最初の正極性のほぼピーク電圧で生じる第
   １の時間中、前記スイッチング・デバイスを導通させる
   第１手段を含み、そして、前記一方向性導通素子が、交
   流電源波形の同一のサイクルの終りに生じる次の正極性
   のピーク電圧よりも前で生じる第一の時間中に導通する
   特許請求の範囲第２項記載の電源装置。 ／ｆ　前記第１および第２の時間がほぼ等しい長さであ
   る特許請求の範囲第７７項記載の電源装置。 ／９．　　前記第１手段が、トリ力信号に応じて、前記
   スイッチング・デバイスを導通させる時間可変制御信号
   を与える出力を有した単安定マルチバイブレータを含ん
   でいる特許請求の範囲第１ｆ項記載の電源装置。 〃　前記単安定マルチバイブレータの出力の時間幅が、
   前記負荷を流れる電流に応じた信号によって変えられる
   特許請求の範囲第７９項記載の電源装置。 ２／　前記制御回路が、さらに、少くとも前記負荷と前
   記第１のりアクタンス素子の電圧の一方を監視して、前
   記単安定マルチバイブレークをトリ力する手段を含んで
   いる特許請求の範囲第７２項記載の電源装置。 シ、前記負荷が白熱電球である特許請求の範囲第７７項
   記載の電源装置。 刀　前記制御回路が前記制御信号を発生して、交流電源
   波形の各／サイクル毎に生じる制御された呼量の間前記
   スイッチング拳デバイスに電流を流させる特許請求の範
   囲第２項記載の電源装置。 。及　前記制御信号が、前記第１のりアクタンス素子の
   両端間の電圧の一極性のほぼピーク時に始まろことを特
   徴とする特許請求の範囲第、２３項記載の電源装置。 Ｊ　前記スイッチング・デバイスが金属酸化物半導体電
   界効果トランジスタ（ＭＯ８ｌｉ”ＥＴ）であって、ゲ
   ート電極に印加される前記制御信号によって制御される
   導電路を有し、そして、前記一方向性導通素子が前記Ｍ
   Ｏ８ＦＥＴの前記制御される導電路と並列に形成された
   寄生ダイオードである特許請求の範囲第、２３項記載の
   電源装置。 邸、　前記スイッチング・デバイスが交流電源波形の各
   ／サイクルの内の第１の時間の間導通し、そして、前記
   一方向性導通素子が交流電源波形の同一のサイクルの内
   の前記第１の時間とは異なった第一の時間の間導通する
   特許請求の範囲第２３項記載の電源装置。 ２７　　前記第１と第２の時間がほぼ等しい長さである
   特許請求の範囲第１項記載の電源装置。 。〆　前記制御回路が、トリ力信号に応じて、前記スイ
   ッチング・デバイスを導通させる時間可変制御信号を与
   える出力を有した単安定マルチバイブレータを含んでい
   る特許請求の範囲第、２７項記載の電源装置。 ２９　　前記単安定マルチバイブレータの出力の時間幅
   が、前記負荷を流れる電流に応じた信号によって変えら
   れる特許請求の範囲第、、２ト項記載の電源装置。 ３θ　前記制御回路が、さらに、少くとも前記負荷と前
   記第１のりアクタンス素子の電圧の一方を監視して、前
   記単安定マルチバイブレータをトリガする手段を含んで
   いる特許請求の範囲第２と項記載の電源装置。 ３Ｚ　　前記制御回路が、交流電源波形のサイクルの始
   捷りにおける最初の正極性のほぼピーク電圧で生じる第
   １の時間中に、前記スイッチング・デバイスを導通させ
   る第１手段な含み、そして、前記一方向性導通素子が、
   交流電源波形の同一のサイクルの終りに生じる次の正極
   性のピーク電圧よりも前で生じる第２の時間中に、導通
   する特許請求の範囲第、、２３項記載の電源装置。 ３２、前記第１および第一の時間がほぼ等しい長さであ
   る特許請求の範囲第３７項記載の電源装置。 ３３　　前記第１手段が、トリガ信号に応じて、前記ス
   イッチング・デバイスを導通させる時間可変制御信号を
   与える出力を有した単安定マルチバイブレータを含んで
   いる特許請求の範囲第３２項記載の電源装置。 ３グ　前記単安定マルチバイブレータの出力の時間幅が
   、前記負荷を流れる電流に応じた信号によって変えられ
   る特許請求の範囲第３３項記載の電源装置。 ３１　　前記制御回路が、さらに、少くとも前記負荷と
   前記第１のりアクタンス素子の電圧の一方を監視して、
   前記単安定マルチバイブレータをトリガする手段を含ん
   でいる特許請求の範囲第３３項記載の電源装置。 ３乙　前記負荷が白熱電球である特許請求の範囲第１項
   記載の電源装置。