JPH0750697A - ４相位相復調回路および４相位相復調回路の位相比較器 - Google Patents
４相位相復調回路および４相位相復調回路の位相比較器Info
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- JPH0750697A JPH0750697A JP9819294A JP9819294A JPH0750697A JP H0750697 A JPH0750697 A JP H0750697A JP 9819294 A JP9819294 A JP 9819294A JP 9819294 A JP9819294 A JP 9819294A JP H0750697 A JPH0750697 A JP H0750697A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】４相位相復調回路において、入力されるＱＰＳ
Ｋ信号の入力振幅が変化しても検出出力が変化せず、動
作が安定で位相量に誤差のないものを得ることである。 【構成】ＱＰＳＫ信号入力端子をＡ／Ｄ変換器に結合
し、このＡ／Ｄ変換器の出力を２つに分岐してそれぞれ
乗算器とＬＰＦを介して、クロックと復調データを生成
する位相差検出回路に結合し、再生搬送波を発振する発
振器をこの再生搬送波をｃｏｓ(ωｃｔ)に変換するＲＯ
Ｍテーブルを介して前記乗算器の一方に結合するととも
に、−ｓｉｎ(ωｃｔ)に変換するＲＯＭテーブルを介し
て前記乗算器の他方に結合する。乗算器に入力される再
生搬送波は、ＲＯＭテーブルにより正確に９０°の差と
なる。また、入力された位相差による余弦波および正弦
波を加減算した出力と、振幅逆数生成回路により生成し
た余弦波または正弦波の振幅の逆数とを、乗算回路によ
り乗算して入力信号の振幅による変化を消去する。
Ｋ信号の入力振幅が変化しても検出出力が変化せず、動
作が安定で位相量に誤差のないものを得ることである。 【構成】ＱＰＳＫ信号入力端子をＡ／Ｄ変換器に結合
し、このＡ／Ｄ変換器の出力を２つに分岐してそれぞれ
乗算器とＬＰＦを介して、クロックと復調データを生成
する位相差検出回路に結合し、再生搬送波を発振する発
振器をこの再生搬送波をｃｏｓ(ωｃｔ)に変換するＲＯ
Ｍテーブルを介して前記乗算器の一方に結合するととも
に、−ｓｉｎ(ωｃｔ)に変換するＲＯＭテーブルを介し
て前記乗算器の他方に結合する。乗算器に入力される再
生搬送波は、ＲＯＭテーブルにより正確に９０°の差と
なる。また、入力された位相差による余弦波および正弦
波を加減算した出力と、振幅逆数生成回路により生成し
た余弦波または正弦波の振幅の逆数とを、乗算回路によ
り乗算して入力信号の振幅による変化を消去する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、衛星放送受信機におい
て、音声信号を復調するための４相位相復調回路（以
下、ＱＰＳＫ回路という）および、このＱＰＳＫ回路に
用いられる位相比較器に関するものであり、入力された
ＱＰＳＫ信号と再生搬送波との位相差φが±(１／４)π
と±(３／４)πにおいて出力が０になる鋸波状の位相差
信号出力を得るものである。
て、音声信号を復調するための４相位相復調回路（以
下、ＱＰＳＫ回路という）および、このＱＰＳＫ回路に
用いられる位相比較器に関するものであり、入力された
ＱＰＳＫ信号と再生搬送波との位相差φが±(１／４)π
と±(３／４)πにおいて出力が０になる鋸波状の位相差
信号出力を得るものである。
【０００２】
【従来の技術】一般に、衛星放送受信機は、図５に示す
ように、放送衛星（５２）からの放送電波をアンテナ
（３５）で受信し、受信した放送電波をＢＳコンバータ
（３６）で１ＧＨｚ帯の中間周波数帯に変換してＢＳチ
ューナ（３７）に送られる。ＢＳチューナ（３７）では
選局回路（３８）により希望するチャンネルを選択し
て、ＦＭ復調回路（３９）でＦＭ復調をした後、映像−
音声分離回路（４０）で映像信号と音声信号に分離して
処理される。
ように、放送衛星（５２）からの放送電波をアンテナ
（３５）で受信し、受信した放送電波をＢＳコンバータ
（３６）で１ＧＨｚ帯の中間周波数帯に変換してＢＳチ
ューナ（３７）に送られる。ＢＳチューナ（３７）では
選局回路（３８）により希望するチャンネルを選択し
て、ＦＭ復調回路（３９）でＦＭ復調をした後、映像−
音声分離回路（４０）で映像信号と音声信号に分離して
処理される。
【０００３】これらの信号うち、映像信号は、デエンフ
ァシス回路（４１）、エネルギー拡散信号除去回路（４
２）によって元の映像信号を再生し、テレビ受像機（４
３）の映像信号入力端子（４４）に入力される。また、
音声信号は４相位相復調回路（４５）、ＰＣＭ復調回路
（４６）によって復調され、デエンファシス回路（４
７）によって元の音声信号に再生される。そして前記テ
レビ受像機（４３）の音声信号入力端子（４８）に入力
されて衛星放送の受信を可能とする。
ァシス回路（４１）、エネルギー拡散信号除去回路（４
２）によって元の映像信号を再生し、テレビ受像機（４
３）の映像信号入力端子（４４）に入力される。また、
音声信号は４相位相復調回路（４５）、ＰＣＭ復調回路
（４６）によって復調され、デエンファシス回路（４
７）によって元の音声信号に再生される。そして前記テ
レビ受像機（４３）の音声信号入力端子（４８）に入力
されて衛星放送の受信を可能とする。
【０００４】以上のような衛星放送受信機に利用される
ＱＰＳＫ回路（４５）として、図６に示すものがあっ
た。このＱＰＳＫ回路（４５）は、入力端子（１）から
入力されたＱＰＳＫ信号がＡ／Ｄ変換器（２４）により
量子化され、位相差検出回路（４９）によりＶＣＯ（３
０）からＡ／Ｄ変換器（５１）を介して入力されている
発振信号と位相比較されて信号処理回路（５０）へ送ら
れる。
ＱＰＳＫ回路（４５）として、図６に示すものがあっ
た。このＱＰＳＫ回路（４５）は、入力端子（１）から
入力されたＱＰＳＫ信号がＡ／Ｄ変換器（２４）により
量子化され、位相差検出回路（４９）によりＶＣＯ（３
０）からＡ／Ｄ変換器（５１）を介して入力されている
発振信号と位相比較されて信号処理回路（５０）へ送ら
れる。
【０００５】信号処理回路（５０）からは、一方でクロ
ックおよび復調されたデータがクロック出力端子（３
２）およびデータ出力端子（３３）から出力されるとと
もに、他方でＤ／Ａ変換器（２９）を介してＶＣＯ制御
信号が前記ＶＣＯ（３０）へ送られる。ＶＣＯ（３０）
は、信号処理回路（５０）からのＶＣＯ制御信号により
ＱＰＳＫ信号の送信側の搬送波と位相差が０となるよう
に発振する。入力端子（１）から入力されるＱＰＳＫ信
号は、ｃｏｓ（ωｃｔ＋ψ）で表わされ、ωｃは搬送波
の角周波数、ψはビットデータの情報を表わす情報成分
である。
ックおよび復調されたデータがクロック出力端子（３
２）およびデータ出力端子（３３）から出力されるとと
もに、他方でＤ／Ａ変換器（２９）を介してＶＣＯ制御
信号が前記ＶＣＯ（３０）へ送られる。ＶＣＯ（３０）
は、信号処理回路（５０）からのＶＣＯ制御信号により
ＱＰＳＫ信号の送信側の搬送波と位相差が０となるよう
に発振する。入力端子（１）から入力されるＱＰＳＫ信
号は、ｃｏｓ（ωｃｔ＋ψ）で表わされ、ωｃは搬送波
の角周波数、ψはビットデータの情報を表わす情報成分
である。
【０００６】また、ＱＰＳＫ回路（４５）として、図７
に示すものがあった。このＱＰＳＫ回路（４５）は、入
力端子（１）から入力されたＱＰＳＫ信号に、乗算器
（２)(３）によって９０度の位相差を持つ２つの再生搬
送波をかけあわせ、それぞれの信号をＬＰＦ（６)(７）
を介してＱＰＳＫ信号と再生搬送波の位相差φの余弦波
Ａｃｏｓφと正弦波Ａｓｉｎφとして出力し、これらＡ
ｃｏｓφとＡｓｉｎφを位相比較器（８）に入力してＱ
ＰＳＫ信号と再生搬送波の位相差信号を得る。Ａは余弦
波および正弦波の振幅である。
に示すものがあった。このＱＰＳＫ回路（４５）は、入
力端子（１）から入力されたＱＰＳＫ信号に、乗算器
（２)(３）によって９０度の位相差を持つ２つの再生搬
送波をかけあわせ、それぞれの信号をＬＰＦ（６)(７）
を介してＱＰＳＫ信号と再生搬送波の位相差φの余弦波
Ａｃｏｓφと正弦波Ａｓｉｎφとして出力し、これらＡ
ｃｏｓφとＡｓｉｎφを位相比較器（８）に入力してＱ
ＰＳＫ信号と再生搬送波の位相差信号を得る。Ａは余弦
波および正弦波の振幅である。
【０００７】このＱＰＳＫ回路（４５）の位相比較器
（８）は、ＱＰＳＫ信号と再生搬送波との位相差φが第
１、第２、第３、第４象限のいずれにあるかによって図
３に示すように切り換えられる２個の切換スイッチ（１
５)(１６）が設けられており、余弦波の入力端子（９）
は、非反転器（１３）を介して一方の切換スイッチ（１
５）の一方の切換端子（１５1）に接続されるととも
に、反転器（１１）を介して前記一方の切換スイッチ
（１５）の他方の切換端子（１５2）に接続されてい
る。
（８）は、ＱＰＳＫ信号と再生搬送波との位相差φが第
１、第２、第３、第４象限のいずれにあるかによって図
３に示すように切り換えられる２個の切換スイッチ（１
５)(１６）が設けられており、余弦波の入力端子（９）
は、非反転器（１３）を介して一方の切換スイッチ（１
５）の一方の切換端子（１５1）に接続されるととも
に、反転器（１１）を介して前記一方の切換スイッチ
（１５）の他方の切換端子（１５2）に接続されてい
る。
【０００８】また、正弦波の入力端子（１０）は、非反
転器（１４）を介して他方の切換スイッチ（１６）の一
方の切換端子（１６1）に接続されるとともに、反転器
（１２）を介して前記他方の切換スイッチ（１６）の他
方の切換端子（１６2）に接続されている。これら２個
の切換スイッチ（１５)(１６）の出力は加算器（１７）
に接続されている。
転器（１４）を介して他方の切換スイッチ（１６）の一
方の切換端子（１６1）に接続されるとともに、反転器
（１２）を介して前記他方の切換スイッチ（１６）の他
方の切換端子（１６2）に接続されている。これら２個
の切換スイッチ（１５)(１６）の出力は加算器（１７）
に接続されている。
【０００９】この位相比較器（８）は、位相差φが第
１、第２、第３または第４象限のいずれにあるかによっ
て、切換スイッチ（１５)(１６）がそれぞれ切り換えら
れる。具体的には、加算器（１７）の出力を、位相差φ
が第１象限のときはＡｓｉｎφ−Ａｃｏｓφ、第２象限
のときは−Ａｓｉｎφ−Ａｃｏｓφ、第３象限のときは
−Ａｓｉｎφ＋Ａｃｏｓφ、第４象限のときはＡｓｉｎ
φ＋Ａｃｏｓφとするように切換スイッチ（１５)(１
６）が切り換えられる。
１、第２、第３または第４象限のいずれにあるかによっ
て、切換スイッチ（１５)(１６）がそれぞれ切り換えら
れる。具体的には、加算器（１７）の出力を、位相差φ
が第１象限のときはＡｓｉｎφ−Ａｃｏｓφ、第２象限
のときは−Ａｓｉｎφ−Ａｃｏｓφ、第３象限のときは
−Ａｓｉｎφ＋Ａｃｏｓφ、第４象限のときはＡｓｉｎ
φ＋Ａｃｏｓφとするように切換スイッチ（１５)(１
６）が切り換えられる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】従来のＱＰＳＫ回路
（４５）のうち前者のものは、入力端子（１）に入力さ
れるＱＰＳＫ信号の入力振幅が一定でないと位相比較回
路（４９）からの検出出力が一定とならないという問題
点があった。また、ＱＰＳＫ信号の搬送波ωｃｔと情報
成分ψの変化の周波数が近いと位相の判定が困難になる
という問題点があった。
（４５）のうち前者のものは、入力端子（１）に入力さ
れるＱＰＳＫ信号の入力振幅が一定でないと位相比較回
路（４９）からの検出出力が一定とならないという問題
点があった。また、ＱＰＳＫ信号の搬送波ωｃｔと情報
成分ψの変化の周波数が近いと位相の判定が困難になる
という問題点があった。
【００１１】また、後者のＱＰＳＫ回路（４５）の位相
比較器（８）の出力の振幅は、入力した余弦波Ａｃｏｓ
φと正弦波Ａｓｉｎφの振幅Ａとなり、振幅Ａが小さく
なると位相差信号出力の振幅も小さくなる。このため、
この位相比較器（８）でＱＰＳＫの検波器のＰＬＬを構
成すると、入力振幅Ａにより引き込み特性が影響を受け
て不安定になるという問題点があった。
比較器（８）の出力の振幅は、入力した余弦波Ａｃｏｓ
φと正弦波Ａｓｉｎφの振幅Ａとなり、振幅Ａが小さく
なると位相差信号出力の振幅も小さくなる。このため、
この位相比較器（８）でＱＰＳＫの検波器のＰＬＬを構
成すると、入力振幅Ａにより引き込み特性が影響を受け
て不安定になるという問題点があった。
【００１２】本発明は、入力されるＱＰＳＫ信号の振幅
が一定でなても、安定した検出出力を得られるＱＰＳＫ
回路を提供するものである。
が一定でなても、安定した検出出力を得られるＱＰＳＫ
回路を提供するものである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明は上述のような課
題を解決するためになされたもので、第１の解決手段と
して、ＱＰＳＫ信号入力端子をＡ／Ｄ変換器に結合し、
このＡ／Ｄ変換器の出力を２つに分岐してそれぞれ乗算
器とＬＰＦを介して、クロックとデータを復調する位相
差検出回路に結合し、再生搬送波を発振する発振器をこ
の再生搬送波をｃｏｓ(ωｃｔ)に変換するＲＯＭテーブ
ルを介して前記乗算器の一方に結合するとともに、−ｓ
ｉｎ(ωｃｔ)に変換するＲＯＭテーブルを介して前記乗
算器の他方に結合してなるものである。
題を解決するためになされたもので、第１の解決手段と
して、ＱＰＳＫ信号入力端子をＡ／Ｄ変換器に結合し、
このＡ／Ｄ変換器の出力を２つに分岐してそれぞれ乗算
器とＬＰＦを介して、クロックとデータを復調する位相
差検出回路に結合し、再生搬送波を発振する発振器をこ
の再生搬送波をｃｏｓ(ωｃｔ)に変換するＲＯＭテーブ
ルを介して前記乗算器の一方に結合するとともに、−ｓ
ｉｎ(ωｃｔ)に変換するＲＯＭテーブルを介して前記乗
算器の他方に結合してなるものである。
【００１４】また、第２の解決手段として、入力された
ＱＰＳＫ信号と再生搬送波との位相差φによる余弦波Ａ
ｃｏｓφおよび正弦波Ａｓｉｎφを入力して、これら余
弦波と正弦波の加減算を行なう加算器と、前記余弦波ま
たは正弦波に基づいて、この余弦波または正弦波の振幅
Ａの逆数を生成する振幅逆数生成回路と、この振幅逆数
生成回路と前記位相差信号出力を乗算する乗算器を具備
してなるものである。
ＱＰＳＫ信号と再生搬送波との位相差φによる余弦波Ａ
ｃｏｓφおよび正弦波Ａｓｉｎφを入力して、これら余
弦波と正弦波の加減算を行なう加算器と、前記余弦波ま
たは正弦波に基づいて、この余弦波または正弦波の振幅
Ａの逆数を生成する振幅逆数生成回路と、この振幅逆数
生成回路と前記位相差信号出力を乗算する乗算器を具備
してなるものである。
【００１５】振幅逆数生成回路は、余弦波または正弦波
を自乗する自乗回路と、この自乗回路の出力の高域成分
を除去し、変数として前記余弦波または正弦波の振幅Ａ
だけを含む成分の信号を取り出す低域通過フィルタと等
価な平均化回路と、この変数として振幅Ａだけを含む信
号から１／Ａを生成する１／Ａ生成回路とからなる。
を自乗する自乗回路と、この自乗回路の出力の高域成分
を除去し、変数として前記余弦波または正弦波の振幅Ａ
だけを含む成分の信号を取り出す低域通過フィルタと等
価な平均化回路と、この変数として振幅Ａだけを含む信
号から１／Ａを生成する１／Ａ生成回路とからなる。
【００１６】
【作用】第１の解決手段は、ＱＰＳＫ信号入力端子に入
力したＱＰＳＫ信号をＡ／Ｄ変換器で量子化し、この量
子化されたＱＰＳＫ信号は乗算器によりの再生搬送波と
乗算されてＬＰＦに入力される。ＬＰＦは乗算された信
号から搬送波成分を除去して位相差検出回路に送られ
る。位相差検出回路では、次段に接続されるＰＣＭ復調
器へ出力するクロックとデータが復調される。発振器か
ら出力された再生搬送波はＲＯＭテーブルに送られ、一
方のＲＯＭテーブルからは再生搬送波ｃｏｓ(ωｃｔ)に
変換されて前記乗算器の一方に送られ、他方のＲＯＭテ
ーブルからは再生搬送波−ｓｉｎ(ωｃｔ)に変換されて
前記乗算器の他方に送られる。
力したＱＰＳＫ信号をＡ／Ｄ変換器で量子化し、この量
子化されたＱＰＳＫ信号は乗算器によりの再生搬送波と
乗算されてＬＰＦに入力される。ＬＰＦは乗算された信
号から搬送波成分を除去して位相差検出回路に送られ
る。位相差検出回路では、次段に接続されるＰＣＭ復調
器へ出力するクロックとデータが復調される。発振器か
ら出力された再生搬送波はＲＯＭテーブルに送られ、一
方のＲＯＭテーブルからは再生搬送波ｃｏｓ(ωｃｔ)に
変換されて前記乗算器の一方に送られ、他方のＲＯＭテ
ーブルからは再生搬送波−ｓｉｎ(ωｃｔ)に変換されて
前記乗算器の他方に送られる。
【００１７】第２の解決手段は、入力された余弦波Ａｃ
ｏｓφと正弦波ｓｉｎφは、一方で加算器によって加減
算され、Ａ（±ｃｏｓφ±ｓｉｎφ）となって出力され
る。他方で余弦波または正弦波のいずれかが自乗回路で
自乗され、例えば余弦波の場合、 Ａ2ｃｏｓ2φ＝Ａ2／２−Ａ2ｃｏｓφ／２ となり、右辺２項の高域成分Ａ2ｃｏｓφ／２が平均化
回路で除去され、変数として振幅Ａだけを含む右辺１項
の信号Ａ2／２だけが取り出される。さらに、この信号
Ａ2／２を１／Ａ回路で処理して１／Ａを生成し、前記
加算器からの出力Ａ（±ｃｏｓφ±ｓｉｎφ）とこの１
／Ａとが乗算器で乗算され、振幅Ａが消去されて出力す
る。
ｏｓφと正弦波ｓｉｎφは、一方で加算器によって加減
算され、Ａ（±ｃｏｓφ±ｓｉｎφ）となって出力され
る。他方で余弦波または正弦波のいずれかが自乗回路で
自乗され、例えば余弦波の場合、 Ａ2ｃｏｓ2φ＝Ａ2／２−Ａ2ｃｏｓφ／２ となり、右辺２項の高域成分Ａ2ｃｏｓφ／２が平均化
回路で除去され、変数として振幅Ａだけを含む右辺１項
の信号Ａ2／２だけが取り出される。さらに、この信号
Ａ2／２を１／Ａ回路で処理して１／Ａを生成し、前記
加算器からの出力Ａ（±ｃｏｓφ±ｓｉｎφ）とこの１
／Ａとが乗算器で乗算され、振幅Ａが消去されて出力す
る。
【００１８】
【実施例】つぎに、本発明の第１実施例を図１に基いて
説明する。図１において（１）はＱＰＳＫ信号入力端子
であり、Ａ／Ｄ変換器（２４）を介して２つに分岐して
デジタル乗算器（２)(３）の入力に接続され、このデジ
タル乗算器（２)(３）の出力は、デジタルＬＰＦ（２
７)(２８）を介して位相差検出回路（３４）に接続され
ている。
説明する。図１において（１）はＱＰＳＫ信号入力端子
であり、Ａ／Ｄ変換器（２４）を介して２つに分岐して
デジタル乗算器（２)(３）の入力に接続され、このデジ
タル乗算器（２)(３）の出力は、デジタルＬＰＦ（２
７)(２８）を介して位相差検出回路（３４）に接続され
ている。
【００１９】この位相差検出回路（３４）は、一方で、
次段のＰＣＭ復調回路（４６）への出力としてクロック
出力端子（３２）とデータ出力端子（３３）に接続さ
れ、他方で、ＶＣＯ制御出力がＤ／Ａ変換器（２９）を
介して矩形波ＶＣＯ（３０）に接続されている。矩形波
ＶＣＯ（３０）の出力は、分周回路（３１）を介してｃ
ｏｓ(ωｃｔ)に変換するＲＯＭテーブル（２５）と−ｓ
ｉｎ(ωｃｔ)に変換するＲＯＭテーブル（２６）に接続
され、これらのＲＯＭテーブル（２５)(２６）はそれぞ
れ前記乗算器（２)(３）に接続されている。
次段のＰＣＭ復調回路（４６）への出力としてクロック
出力端子（３２）とデータ出力端子（３３）に接続さ
れ、他方で、ＶＣＯ制御出力がＤ／Ａ変換器（２９）を
介して矩形波ＶＣＯ（３０）に接続されている。矩形波
ＶＣＯ（３０）の出力は、分周回路（３１）を介してｃ
ｏｓ(ωｃｔ)に変換するＲＯＭテーブル（２５）と−ｓ
ｉｎ(ωｃｔ)に変換するＲＯＭテーブル（２６）に接続
され、これらのＲＯＭテーブル（２５)(２６）はそれぞ
れ前記乗算器（２)(３）に接続されている。
【００２０】以上の第１実施例の構成において、ＱＰＳ
Ｋ入力端子（１）から入力されるＱＰＳＫ信号は、ｃｏ
ｓ(ωｃｔ＋ψ)で表わさる。ωｃは搬送波の角周波数、
ψはビットデータの情報を表わす情報成分であり、(ｎ
／４)π、(ｎ＝１，３，５，７)のいずれかの値をと
る。
Ｋ入力端子（１）から入力されるＱＰＳＫ信号は、ｃｏ
ｓ(ωｃｔ＋ψ)で表わさる。ωｃは搬送波の角周波数、
ψはビットデータの情報を表わす情報成分であり、(ｎ
／４)π、(ｎ＝１，３，５，７)のいずれかの値をと
る。
【００２１】入力端子（１）に入力されたＱＰＳＫ信号
ｃｏｓ(ωｃｔ＋ψ)は、Ａ／Ｄ変換器（２４）によって
量子化され、量子化されたＱＰＳＫ信号はデジタル乗算
器（２)(３）によって、ＲＯＭテーブル（２５)(２６）
からの再生搬送波ｃｏｓ(ωｃｔ)、−ｓｉｎ(ωｃｔ)と
乗算されて、それぞれ ｃｏｓ(ωｃｔ＋ψ)×ｃｏｓ(ωｃｔ) ＝１／２{ｃｏｓ(２ωｃｔ＋ψ)＋ｃｏｓψ} …（１） ｃｏｓ(ωｃｔ＋ψ)×{−ｓｉｎ(ωｃｔ)} ＝１／２{ｓｉｎ(２ωｃｔ＋ψ)＋ｓｉｎψ} …（２） となる。
ｃｏｓ(ωｃｔ＋ψ)は、Ａ／Ｄ変換器（２４）によって
量子化され、量子化されたＱＰＳＫ信号はデジタル乗算
器（２)(３）によって、ＲＯＭテーブル（２５)(２６）
からの再生搬送波ｃｏｓ(ωｃｔ)、−ｓｉｎ(ωｃｔ)と
乗算されて、それぞれ ｃｏｓ(ωｃｔ＋ψ)×ｃｏｓ(ωｃｔ) ＝１／２{ｃｏｓ(２ωｃｔ＋ψ)＋ｃｏｓψ} …（１） ｃｏｓ(ωｃｔ＋ψ)×{−ｓｉｎ(ωｃｔ)} ＝１／２{ｓｉｎ(２ωｃｔ＋ψ)＋ｓｉｎψ} …（２） となる。
【００２２】これらの再生搬送波が乗算された信号は、
デジタルＬＰＦ（２７)(２８）によって、上式（１)
(２）の第１項の搬送波成分が除去されて、それぞれ １／２(ｃｏｓψ) …（３） １／２(ｓｉｎψ) …（４） となり、位相差検出回路（３４）に入力される。
デジタルＬＰＦ（２７)(２８）によって、上式（１)
(２）の第１項の搬送波成分が除去されて、それぞれ １／２(ｃｏｓψ) …（３） １／２(ｓｉｎψ) …（４） となり、位相差検出回路（３４）に入力される。
【００２３】位相差検出回路（３４）は、 ψ＝ａｒｃｔａｎ(ｓｉｎψ／ｃｏｓψ) …（５） により、振幅とは無関係に一定した情報成分ψをデータ
出力端子（３３）から次段のＰＣＭ復調回路（４６）に
出力する。また、ψは前述のとおり(ｎ／４)π、(ｎ＝
１，３，５，７)のいずれかの値をとるので、１／２(ｃ
ｏｓψ)および１／２(ｓｉｎψ)の符号（＋−）によっ
てψ判定できる。また、位相判定の速さは、デジタルＬ
ＰＦ（２７)(２８）の通過域の広さに対応して大きくで
きる。例えば、デジタルＬＰＦ（２７)(２８）の次数が
４ぐらいの広い通過域のものは４個のデータから位相判
定できる。
出力端子（３３）から次段のＰＣＭ復調回路（４６）に
出力する。また、ψは前述のとおり(ｎ／４)π、(ｎ＝
１，３，５，７)のいずれかの値をとるので、１／２(ｃ
ｏｓψ)および１／２(ｓｉｎψ)の符号（＋−）によっ
てψ判定できる。また、位相判定の速さは、デジタルＬ
ＰＦ（２７)(２８）の通過域の広さに対応して大きくで
きる。例えば、デジタルＬＰＦ（２７)(２８）の次数が
４ぐらいの広い通過域のものは４個のデータから位相判
定できる。
【００２４】さらに位相差検出回路（３４）は、ＱＰＳ
Ｋ信号の送信側の搬送波の位相と、矩形波ＶＣＯ（３
０）より発生する再生搬送波の位相差とを比較しその差
を０とするＶＣＯ制御信号を、Ｄ／Ａ変換器（２９）で
アナログに変換して矩形波ＶＣＯ（３０）に加える。矩
形波ＶＣＯ（３０）は、再生搬送波ωｃｔのＮ倍の周波
数で発振し、これが分周回路（３１）によって１／Ｎに
分周されてＲＯＭテーブル（２５)(２６）に入力され
る。矩形波ＶＣＯ（３０）の出力はアナログであるが、
矩形波であるので実質的なデジタル信号である。
Ｋ信号の送信側の搬送波の位相と、矩形波ＶＣＯ（３
０）より発生する再生搬送波の位相差とを比較しその差
を０とするＶＣＯ制御信号を、Ｄ／Ａ変換器（２９）で
アナログに変換して矩形波ＶＣＯ（３０）に加える。矩
形波ＶＣＯ（３０）は、再生搬送波ωｃｔのＮ倍の周波
数で発振し、これが分周回路（３１）によって１／Ｎに
分周されてＲＯＭテーブル（２５)(２６）に入力され
る。矩形波ＶＣＯ（３０）の出力はアナログであるが、
矩形波であるので実質的なデジタル信号である。
【００２５】ＲＯＭテーブル（２５）は、矩形波ＶＣＯ
（３０）からの信号に応じて選択されたｃｏｓ(ωｃｔ)
の再生搬送波が出力して乗算器（２）に入力される。ま
た、ＲＯＭテーブル（２６）は、前記ｃｏｓ(ωｃｔ)と
直交（−９０度）する−ｓｉｎ(ωｃｔ)の再生搬送波が
出力して乗算器（３）に入力される。このデジタル乗算
器（２)(３）のデータが再びデジタルＬＰＦ（２７)(２
８）を介して位相差検出回路（３４）で比較され、Ｄ／
Ａ変換されたＶＣＯ制御信号が矩形波ＶＣＯ（３０）に
加えられる。この動作を位相差が０になるまで繰返えし
てクロックと復調出力がそれぞれの出力端子（３２)(３
３）からＰＣＭ復調回路（４６）へ送られる。
（３０）からの信号に応じて選択されたｃｏｓ(ωｃｔ)
の再生搬送波が出力して乗算器（２）に入力される。ま
た、ＲＯＭテーブル（２６）は、前記ｃｏｓ(ωｃｔ)と
直交（−９０度）する−ｓｉｎ(ωｃｔ)の再生搬送波が
出力して乗算器（３）に入力される。このデジタル乗算
器（２)(３）のデータが再びデジタルＬＰＦ（２７)(２
８）を介して位相差検出回路（３４）で比較され、Ｄ／
Ａ変換されたＶＣＯ制御信号が矩形波ＶＣＯ（３０）に
加えられる。この動作を位相差が０になるまで繰返えし
てクロックと復調出力がそれぞれの出力端子（３２)(３
３）からＰＣＭ復調回路（４６）へ送られる。
【００２６】以上の実施例では、再生搬送波を生成する
矩形波ＶＣＯ（３０）をアナログ形としたため位相差検
出回路（３４）の出力をＤ／Ａ変換器（２９）でアナロ
グに変換して入力するようにしたが、矩形波ＶＣＯ（３
０）をデジタル形とした場合には、Ｄ／Ａ変換器（２
９）を省略することができる。
矩形波ＶＣＯ（３０）をアナログ形としたため位相差検
出回路（３４）の出力をＤ／Ａ変換器（２９）でアナロ
グに変換して入力するようにしたが、矩形波ＶＣＯ（３
０）をデジタル形とした場合には、Ｄ／Ａ変換器（２
９）を省略することができる。
【００２７】つぎに、本発明の第２実施例を図２ないし
図４に基づいて説明する。図２において、（１）はＱＰ
ＳＫ信号の入力端子であり、Ａ／Ｄ変換器（２４）を介
して乗算器（２）と乗算器（３）のそれぞれ一方の入力
端子に接続されている。一方の乗算器（２）の他方の入
力端子にはＶＣＯなどによる再生搬送波発生器（４）か
らの再生搬送波が入力されており、他方の乗算器（３）
の他方の入力端子には位相を９０度遅らせる遅延回路
（５）を介して前記再生搬送波発生器（４）から再生搬
送波が入力されている。前記乗算器（２)(３）の出力
は、それぞれローパスフィルタ（６)(７）を介して位相
比較器（８）の入力端子（９)(１０）に接続されてい
る。
図４に基づいて説明する。図２において、（１）はＱＰ
ＳＫ信号の入力端子であり、Ａ／Ｄ変換器（２４）を介
して乗算器（２）と乗算器（３）のそれぞれ一方の入力
端子に接続されている。一方の乗算器（２）の他方の入
力端子にはＶＣＯなどによる再生搬送波発生器（４）か
らの再生搬送波が入力されており、他方の乗算器（３）
の他方の入力端子には位相を９０度遅らせる遅延回路
（５）を介して前記再生搬送波発生器（４）から再生搬
送波が入力されている。前記乗算器（２)(３）の出力
は、それぞれローパスフィルタ（６)(７）を介して位相
比較器（８）の入力端子（９)(１０）に接続されてい
る。
【００２８】位相比較器（８）には、ＱＰＳＫ信号と再
生搬送波との位相差が第１、第２、第３、第４象限のい
ずれにあるかによって切り換えられる２個の切換スイッ
チ（１５)(１６）が設けられており、余弦波の入力端子
（９）は、非反転器（１３）を介して一方の切換スイッ
チ（１５）の一方の切換端子（１５1）に接続されると
ともに、反転器（１１）を介して前記一方の切換スイッ
チ（１５）の他方の切換端子（１５2）に接続されてい
る。
生搬送波との位相差が第１、第２、第３、第４象限のい
ずれにあるかによって切り換えられる２個の切換スイッ
チ（１５)(１６）が設けられており、余弦波の入力端子
（９）は、非反転器（１３）を介して一方の切換スイッ
チ（１５）の一方の切換端子（１５1）に接続されると
ともに、反転器（１１）を介して前記一方の切換スイッ
チ（１５）の他方の切換端子（１５2）に接続されてい
る。
【００２９】また、正弦波の入力端子（１０）は、非反
転器（１４）を介して他方の切換スイッチ（１６）の一
方の切換端子（１６1）に接続されるとともに、反転器
（１２）を介して前記他方の切換スイッチ（１６）の他
方の切換端子（１６2）に接続されている。これら２個
の切換スイッチ（１５)(１６）の出力は加算器（１７）
に接続され、この加算器（１７）の出力は乗算機（１
８）の一方の入力端子に接続されている。前記切り換え
スイッチ（１５)(１６）はデジタル回路のゲート回路で
構成される。
転器（１４）を介して他方の切換スイッチ（１６）の一
方の切換端子（１６1）に接続されるとともに、反転器
（１２）を介して前記他方の切換スイッチ（１６）の他
方の切換端子（１６2）に接続されている。これら２個
の切換スイッチ（１５)(１６）の出力は加算器（１７）
に接続され、この加算器（１７）の出力は乗算機（１
８）の一方の入力端子に接続されている。前記切り換え
スイッチ（１５)(１６）はデジタル回路のゲート回路で
構成される。
【００３０】正弦波の入力端子（１０）は、さらに、自
乗回路（２０）、低域通過フィルタと等価な平均化回路
（２１）、ＲＯＭテーブルからなる１／Ａ生成回路（２
２）からなる、振幅逆数生成回路（２３）を介して、前
記乗算器（１８）の他方の入力に接続され、この乗算器
（１８）は出力端子（１９）に接続されている。
乗回路（２０）、低域通過フィルタと等価な平均化回路
（２１）、ＲＯＭテーブルからなる１／Ａ生成回路（２
２）からなる、振幅逆数生成回路（２３）を介して、前
記乗算器（１８）の他方の入力に接続され、この乗算器
（１８）は出力端子（１９）に接続されている。
【００３１】以上の第２実施例の構成において、入力端
子（１）から入力されたＱＰＳＫ信号は、Ａ／Ｄ変換器
（２４）により量子化されてデジタルのデータ信号に変
換され、乗算器（２)(３）によって再生搬送波発生器
（４）からの９０度の位相差を持つ２つの再生搬送波が
かけあわせられる。それぞれのデータ信号はＬＰＦ
（６)(７）を介してＱＰＳＫ信号と再生搬送波の位相差
φの余弦波Ａｃｏｓφと正弦波Ａｓｉｎφのデータ信号
として位相比較器（８）の入力端子（９)(１０）にそれ
ぞれ入力する。
子（１）から入力されたＱＰＳＫ信号は、Ａ／Ｄ変換器
（２４）により量子化されてデジタルのデータ信号に変
換され、乗算器（２)(３）によって再生搬送波発生器
（４）からの９０度の位相差を持つ２つの再生搬送波が
かけあわせられる。それぞれのデータ信号はＬＰＦ
（６)(７）を介してＱＰＳＫ信号と再生搬送波の位相差
φの余弦波Ａｃｏｓφと正弦波Ａｓｉｎφのデータ信号
として位相比較器（８）の入力端子（９)(１０）にそれ
ぞれ入力する。
【００３２】入力端子（９）から入力した余弦波Ａｃｏ
ｓφは、切換スイッチ（１５）により非反転器（１３）
または反転器（１１）のいずれか一方を介して加算器
（１７）の一方の入力端子に入力され、入力端子（１
０）から入力した正弦波Ａｓｉｎφは、切換スイッチ
（１６）により非反転器（１４）または反転器（１２）
のいずれか一方を介して加算器（１７）の他方の入力端
子に入力される。
ｓφは、切換スイッチ（１５）により非反転器（１３）
または反転器（１１）のいずれか一方を介して加算器
（１７）の一方の入力端子に入力され、入力端子（１
０）から入力した正弦波Ａｓｉｎφは、切換スイッチ
（１６）により非反転器（１４）または反転器（１２）
のいずれか一方を介して加算器（１７）の他方の入力端
子に入力される。
【００３３】切換スイッチ（１５）は、ＱＰＳＫ信号と
再生搬送波の位相差φが図４に示すように第１象限およ
び第２象限にあるとき、すなわちＡｓｉｎφが正のとき
に反転器（１１）側に切り換えられ、第３象限および第
４象限にあるとき、すなわちＡｓｉｎφが負のときに非
反転器（１３）側に切り換えられる。切換スイッチ（１
６）は、前記位相差φが第２象限および第３象限にある
とき、すなわちＡｃｏｓφが負のときに反転器（１２）
側に切り換えられ、第１象限および第４象限にあると
き、すなわちＡｃｏｓφが正のときに非反転器（１４）
側に切り換えられる。
再生搬送波の位相差φが図４に示すように第１象限およ
び第２象限にあるとき、すなわちＡｓｉｎφが正のとき
に反転器（１１）側に切り換えられ、第３象限および第
４象限にあるとき、すなわちＡｓｉｎφが負のときに非
反転器（１３）側に切り換えられる。切換スイッチ（１
６）は、前記位相差φが第２象限および第３象限にある
とき、すなわちＡｃｏｓφが負のときに反転器（１２）
側に切り換えられ、第１象限および第４象限にあると
き、すなわちＡｃｏｓφが正のときに非反転器（１４）
側に切り換えられる。
【００３４】入力端子（１０）から入力された正弦波Ａ
ｃｏｓφは、さらに、自乗回路（２０）に入力される。
この自乗回路（２０）の出力は、 Ａ2sin2φ＝Ａ2((１−cos２φ)／２)＝Ａ2／２−Ａ2cosφ／２ …（１） となり、このデータ信号が平均化回路（２１）に入力さ
れる。ここで、φの変化はＱＰＳＫのビット伝送速度で
あるから、低域通過フィルタと等価な平均化回路（２
１）により右辺第２項のＡ2ｃｏｓφ／２がカットさ
れ、変数は振幅Ａだけを含む右辺第１項のＡ2／２だけ
がデータ信号としてＲＯＭテーブルからなる１／Ａ生成
回路（２２）に入力される。
ｃｏｓφは、さらに、自乗回路（２０）に入力される。
この自乗回路（２０）の出力は、 Ａ2sin2φ＝Ａ2((１−cos２φ)／２)＝Ａ2／２−Ａ2cosφ／２ …（１） となり、このデータ信号が平均化回路（２１）に入力さ
れる。ここで、φの変化はＱＰＳＫのビット伝送速度で
あるから、低域通過フィルタと等価な平均化回路（２
１）により右辺第２項のＡ2ｃｏｓφ／２がカットさ
れ、変数は振幅Ａだけを含む右辺第１項のＡ2／２だけ
がデータ信号としてＲＯＭテーブルからなる１／Ａ生成
回路（２２）に入力される。
【００３５】１／Ａ生成回路（２２）は、入力されたデ
ータ信号に対応する１／ＡのデータをＲＯＭテーブルか
ら選択してデータ信号として出力し、乗算器（１８）に
よってこの１／Ａのデータ信号と前記加算器（１７）か
らの出力（±Ａｃｏｓφ±Ａｓｉｎφ）がかけあわせら
れて位相差信号として出力される。すなわち、出力端子
（１９）から出力される位相差信号の振幅は、加算器
（１７）の出力信号の係数Ａ(振幅)が消去されて、入力
端子（９)(１０）から入力される余弦波Ａｃｏｓφと正
弦波Ａｓｉｎφの振幅Ａに左右されず、常に一定の振幅
となって出力される。
ータ信号に対応する１／ＡのデータをＲＯＭテーブルか
ら選択してデータ信号として出力し、乗算器（１８）に
よってこの１／Ａのデータ信号と前記加算器（１７）か
らの出力（±Ａｃｏｓφ±Ａｓｉｎφ）がかけあわせら
れて位相差信号として出力される。すなわち、出力端子
（１９）から出力される位相差信号の振幅は、加算器
（１７）の出力信号の係数Ａ(振幅)が消去されて、入力
端子（９)(１０）から入力される余弦波Ａｃｏｓφと正
弦波Ａｓｉｎφの振幅Ａに左右されず、常に一定の振幅
となって出力される。
【００３６】以上の第２実施例では、１／Ａ回路（２
２）にＲＯＭテーブルを用いた例を説明したが、本発明
はこれに限られるものではなく、汎用の除算器や専用の
論理回路を用いても良い。以上の第２実施例では、Ａｓ
ｉｎφやＡｃｏｓφの符号の反転および非反転のため
に、反転器（１１）および（１２）に対応して非反転器
（１３）および（１４）を設けたが、反転器（１１）お
よび（１２）の利得を１にすれば、非反転器（１３）お
よび（１４）を設ける必要はない。
２）にＲＯＭテーブルを用いた例を説明したが、本発明
はこれに限られるものではなく、汎用の除算器や専用の
論理回路を用いても良い。以上の第２実施例では、Ａｓ
ｉｎφやＡｃｏｓφの符号の反転および非反転のため
に、反転器（１１）および（１２）に対応して非反転器
（１３）および（１４）を設けたが、反転器（１１）お
よび（１２）の利得を１にすれば、非反転器（１３）お
よび（１４）を設ける必要はない。
【００３７】以上の第２実施例では、Ａｓｉｎφの入力
端子（１０）側からデータ信号を自乗回路（２０）に入
力するようにしたが、Ａｃｏｓφの入力端子（９）側か
ら入力するようにしても良い。この場合、式（１）は Ａ2cos2φ＝Ａ2((１−sin２φ)／２)＝Ａ2／２＋Ａ2sin
φ／２ となるが、平均化回路（２１）の出力で右辺第２項のＡ
2ｓｉｎφ／２がカットされて右辺第１項のＡ2／２だけ
が残るので結果は同一である。
端子（１０）側からデータ信号を自乗回路（２０）に入
力するようにしたが、Ａｃｏｓφの入力端子（９）側か
ら入力するようにしても良い。この場合、式（１）は Ａ2cos2φ＝Ａ2((１−sin２φ)／２)＝Ａ2／２＋Ａ2sin
φ／２ となるが、平均化回路（２１）の出力で右辺第２項のＡ
2ｓｉｎφ／２がカットされて右辺第１項のＡ2／２だけ
が残るので結果は同一である。
【００３８】
【発明の効果】本発明は以上のように、ＱＰＳＫ回路の
１部を除いてまたはすべてをデジタル回路化したので、
回路パラメータにばらつきがなく動作が安定し、入力さ
れるＱＰＳＫ信号の振幅と無関係に安定した位相差検出
出力が得られ、また、ＱＰＳＫ信号の搬送波ωｃｔと情
報成分ψの変化の周波数が近くても位相の判定が容易に
できる。さらに、矩形波ＶＣＯで生成した再生搬送波を
ＲＯＭテーブルによってｃｏｓ(ωｃｔ)と−ｓｉｎ(ω
ｃｔ)に変換してデジタル乗算器に入力するようにした
ので、直交する再生搬送波をデジタル的に正確に生成せ
しめることができ位相量の誤差がない。
１部を除いてまたはすべてをデジタル回路化したので、
回路パラメータにばらつきがなく動作が安定し、入力さ
れるＱＰＳＫ信号の振幅と無関係に安定した位相差検出
出力が得られ、また、ＱＰＳＫ信号の搬送波ωｃｔと情
報成分ψの変化の周波数が近くても位相の判定が容易に
できる。さらに、矩形波ＶＣＯで生成した再生搬送波を
ＲＯＭテーブルによってｃｏｓ(ωｃｔ)と−ｓｉｎ(ω
ｃｔ)に変換してデジタル乗算器に入力するようにした
ので、直交する再生搬送波をデジタル的に正確に生成せ
しめることができ位相量の誤差がない。
【００３９】さらに、振幅逆数生成回路を位相比較器に
利用すれば、入力した余弦波および正弦波の振幅Ａに左
右されない常に一定な振幅の安定した位相差信号出力が
得られるという効果を有する。
利用すれば、入力した余弦波および正弦波の振幅Ａに左
右されない常に一定な振幅の安定した位相差信号出力が
得られるという効果を有する。
【図１】本発明の第１実施例の４相位相復調回路のブロ
ック図である。
ック図である。
【図２】本発明の第２実施例の４相位相復調回路のブロ
ック図である。
ック図である。
【図３】位相比較器の出力を示す特性図である。
【図４】第２図のスイッチの切り換え状態を示す説明図
である。
である。
【図５】一般的な衛星放送受信機のブロック図である。
【図６】従来例を示すブロック図である。
【図７】従来例を示すブロック図である。
（１）…ＱＰＳＫ信号入力端子、（２）（３）…乗算
器、（４）…再生搬送波発生器、（５）…遅延回路、
（６）（７）…ＬＰＦ、（８）…位相比較器、（９）…
余弦波の入力端子、（１０）…正弦波の入力端子、（１
１）（１２）…反転器、（１３）（１４）…非反転器、
（１５）（１６）…切換スイッチ、（１７）…加算器、
（１８）…乗算機、（１９）…出力端子、（２０）…自
乗回路、（２１）…平均化回路、（２２）…１／Ａ生成
回路、（２３）…振幅逆数生成回路、（２４）…Ａ／Ｄ
変換器、（２５）（２６）…ＲＯＭテーブル、（２７）
（２８）…デジタルＬＰＦ、（２９）…Ｄ／Ａ変換器、
（３０）…ＶＣＯ、（３１）…分周回路、（３２）…ク
ロック出力端子、（３３）…データ出力端子、（３４）
…位相差検出回路、（３５）…アンテナ、（３６）…Ｂ
Ｓコンバータ、（３７）…ＢＳチューナ、（３８）…選
局回路、（３９）…ＦＭ復調回路、（４０）…映像−音
声分離回路、（４１）…デエンファシス回路、（４２）
…エネルギー拡散信号除去回路、（４３）…テレビ受像
機、（４４）…映像信号入力端子、（４５）…４相位相
復調回路、（４６）…ＰＣＭ復調回路、（４７）…デエ
ンファシス回路、（４８）…音声信号入力端子、（５
２）…放送衛星。
器、（４）…再生搬送波発生器、（５）…遅延回路、
（６）（７）…ＬＰＦ、（８）…位相比較器、（９）…
余弦波の入力端子、（１０）…正弦波の入力端子、（１
１）（１２）…反転器、（１３）（１４）…非反転器、
（１５）（１６）…切換スイッチ、（１７）…加算器、
（１８）…乗算機、（１９）…出力端子、（２０）…自
乗回路、（２１）…平均化回路、（２２）…１／Ａ生成
回路、（２３）…振幅逆数生成回路、（２４）…Ａ／Ｄ
変換器、（２５）（２６）…ＲＯＭテーブル、（２７）
（２８）…デジタルＬＰＦ、（２９）…Ｄ／Ａ変換器、
（３０）…ＶＣＯ、（３１）…分周回路、（３２）…ク
ロック出力端子、（３３）…データ出力端子、（３４）
…位相差検出回路、（３５）…アンテナ、（３６）…Ｂ
Ｓコンバータ、（３７）…ＢＳチューナ、（３８）…選
局回路、（３９）…ＦＭ復調回路、（４０）…映像−音
声分離回路、（４１）…デエンファシス回路、（４２）
…エネルギー拡散信号除去回路、（４３）…テレビ受像
機、（４４）…映像信号入力端子、（４５）…４相位相
復調回路、（４６）…ＰＣＭ復調回路、（４７）…デエ
ンファシス回路、（４８）…音声信号入力端子、（５
２）…放送衛星。
Claims (3)
- 【請求項１】ＱＰＳＫ信号入力端子をＡ／Ｄ変換器に結
合し、このＡ／Ｄ変換器の出力を２つに分岐してそれぞ
れ乗算器とＬＰＦを介して、クロックとデータを復調す
る位相差検出回路に結合し、 再生搬送波を発振する発振器をこの再生搬送波をｃｏｓ
(ωｃｔ)に変換するＲＯＭテーブルを介して前記乗算器
の一方に結合するとともに、−ｓｉｎ(ωｃｔ)に変換す
るＲＯＭテーブルを介して前記乗算器の他方に結合して
なることを特徴とする４相位相復調回路。 - 【請求項２】入力されたＱＰＳＫ信号と再生搬送波との
位相差φによる余弦波Ａｃｏｓφおよび正弦波Ａｓｉｎ
φを入力して、これら余弦波と正弦波の加減算を行な
い、前記位相差φが±(１／４)πと±(３／４)πにおい
て出力が０になる鋸波状の位相差信号出力を得るものに
おいて、 前記余弦波または正弦波に基づいて、この余弦波または
正弦波の振幅Ａの逆数を生成する振幅逆数生成回路と、
この振幅逆数生成回路と前記位相差信号出力を乗算する
乗算器を具備してなることを特徴とする４相位相復調回
路の位相比較器。 - 【請求項３】振幅逆数生成回路は、余弦波または正弦波
を自乗する自乗回路と、この自乗回路の出力の高域成分
を除去し、変数として前記余弦波または正弦波の振幅Ａ
だけを含む成分の信号を取り出す低域通過フィルタと等
価な平均化回路と、この変数として振幅Ａだけを含む信
号から１／Ａを生成する１／Ａ生成回路とからなること
を特徴とする請求項２記載の４相位相復調回路の位相比
較器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9819294A JPH0750697A (ja) | 1993-04-12 | 1994-04-12 | ４相位相復調回路および４相位相復調回路の位相比較器 |
Applications Claiming Priority (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11009693 | 1993-04-12 | ||
| JP5-110090 | 1993-04-12 | ||
| JP5-110096 | 1993-04-12 | ||
| JP11009093 | 1993-04-12 | ||
| JP9819294A JPH0750697A (ja) | 1993-04-12 | 1994-04-12 | ４相位相復調回路および４相位相復調回路の位相比較器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0750697A true JPH0750697A (ja) | 1995-02-21 |
Family
ID=27308603
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9819294A Withdrawn JPH0750697A (ja) | 1993-04-12 | 1994-04-12 | ４相位相復調回路および４相位相復調回路の位相比較器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0750697A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN1071964C (zh) * | 1995-08-16 | 2001-09-26 | 三菱电机株式会社 | 依据运算求相位的qpsk解调装置 |
| US6977879B1 (en) | 1999-12-20 | 2005-12-20 | Fujitsu Limited | Apparatus for adjusting phase of clock signal based on phase error calculated from sampled values of readout signal |
-
1994
- 1994-04-12 JP JP9819294A patent/JPH0750697A/ja not_active Withdrawn
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