JPH0750848B2 - 電圧−電流変換回路 - Google Patents
電圧−電流変換回路Info
- Publication number
- JPH0750848B2 JPH0750848B2 JP63066169A JP6616988A JPH0750848B2 JP H0750848 B2 JPH0750848 B2 JP H0750848B2 JP 63066169 A JP63066169 A JP 63066169A JP 6616988 A JP6616988 A JP 6616988A JP H0750848 B2 JPH0750848 B2 JP H0750848B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- voltage
- emitter
- transistor
- npn transistor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Landscapes
- Amplifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、入力された電圧信号を電流信号に変換する電
圧−電流変換回路に関する。
圧−電流変換回路に関する。
従来の技術 入力された電圧信号を電流信号に変換するのに、特に高
速の応答が必要な場合は、従来、第２図に示す構成の電
圧−電流変換回路が用いられていた。第２図において、
１はエミッタホロワ回路を構成するNPNトランジスタで
あり、そのエミッタは同じくエミッタホロワ回路を構成
するPNPトランジスタのベースと定電流源３とに接続さ
れ、PNPトランジスタ２のエミッタは抵抗４を介して電
源５に接続されている。電源５の電圧をVcc、NPNトラン
ジスタ１のベースに入力される電圧をVB1とすると、 Vcc−VB1＝VIN ……（１） が、この電圧−電流変換回路の入力信号とされ、PNPト
ランジスタ２のコレクタ電流が出力信号IOUTとされる。
速の応答が必要な場合は、従来、第２図に示す構成の電
圧−電流変換回路が用いられていた。第２図において、
１はエミッタホロワ回路を構成するNPNトランジスタで
あり、そのエミッタは同じくエミッタホロワ回路を構成
するPNPトランジスタのベースと定電流源３とに接続さ
れ、PNPトランジスタ２のエミッタは抵抗４を介して電
源５に接続されている。電源５の電圧をVcc、NPNトラン
ジスタ１のベースに入力される電圧をVB1とすると、 Vcc−VB1＝VIN ……（１） が、この電圧−電流変換回路の入力信号とされ、PNPト
ランジスタ２のコレクタ電流が出力信号IOUTとされる。
上記電圧−電流変換回路において、定電流源３の電流I1
はNPNトランジスタ１のエミッタ電流とPNPトランジスタ
２から定電流源３に流れ込むベース電流との総和となる
ので、入力信号VINが大きい場合、つまりNPNトランジス
タ１のベース電圧VB1が低い場合には、そのエミッタ電
圧、したがってPNPトランジスタ２のエミッタ電圧が低
くなり、抵抗４に流れる電流が大きくなる。したがっ
て、出力信号IOUTつまりPNPトランジスタ２のコレクタ
電流がそれだけ増大する。
はNPNトランジスタ１のエミッタ電流とPNPトランジスタ
２から定電流源３に流れ込むベース電流との総和となる
ので、入力信号VINが大きい場合、つまりNPNトランジス
タ１のベース電圧VB1が低い場合には、そのエミッタ電
圧、したがってPNPトランジスタ２のエミッタ電圧が低
くなり、抵抗４に流れる電流が大きくなる。したがっ
て、出力信号IOUTつまりPNPトランジスタ２のコレクタ
電流がそれだけ増大する。
逆に、入力信号VINが小さい場合、PNPトランジスタ２の
エミッタ電圧が高くなって抵抗４を流れる電流は小さく
なり、PNPトランジスタ２のコレクタ電流はそれだけ減
少する。このようにして、電圧として入力された入力信
号VINは電流の出力信号IOUTに変換される。
エミッタ電圧が高くなって抵抗４を流れる電流は小さく
なり、PNPトランジスタ２のコレクタ電流はそれだけ減
少する。このようにして、電圧として入力された入力信
号VINは電流の出力信号IOUTに変換される。
上記動作において、定電流源３の電流I1とPNPトランジ
スタ２のコレクタ電流の差が小さい場合には、NPNトラ
ンジスタ１のベース・エミッタ間電圧VBE1とPNPトラン
ジスタ２のベース・エミッタ間電圧VBE2はほぼ等しくな
るので、入力信号VINは抵抗４の端子間電圧とほぼ等し
くなる。したがって、このとき出力信号IOUTと入力信号
VINとの間には、 の関係が成り立つ。ただし、Ｒは抵抗４の抵抗値、ΔI1
は出力信号IOUTと電流I1との差異に由来するIOUTの誤差
を示す。この誤差ΔI1は、NPNトランジスタ１のベース
・エミッタ間電圧VBE1とPNPトランジスタ２のベース・
エミッタ間電圧VBE2の差に基づくものであるから、 と表すことができる。ただし、ｋはボルツマン定数、Ｔ
は絶対温度、ｑは電荷である。したがって、第２式およ
び第３式から、 の関係が成り立つ。
スタ２のコレクタ電流の差が小さい場合には、NPNトラ
ンジスタ１のベース・エミッタ間電圧VBE1とPNPトラン
ジスタ２のベース・エミッタ間電圧VBE2はほぼ等しくな
るので、入力信号VINは抵抗４の端子間電圧とほぼ等し
くなる。したがって、このとき出力信号IOUTと入力信号
VINとの間には、 の関係が成り立つ。ただし、Ｒは抵抗４の抵抗値、ΔI1
は出力信号IOUTと電流I1との差異に由来するIOUTの誤差
を示す。この誤差ΔI1は、NPNトランジスタ１のベース
・エミッタ間電圧VBE1とPNPトランジスタ２のベース・
エミッタ間電圧VBE2の差に基づくものであるから、 と表すことができる。ただし、ｋはボルツマン定数、Ｔ
は絶対温度、ｑは電荷である。したがって、第２式およ
び第３式から、 の関係が成り立つ。
発明が解決しようとする課題 ところが、上記した従来の電圧−電流変換回路では、入
力信号VINが変化すると、それに伴ってPNPトランジスタ
２のベース・エミッタ間電圧VBE2も変化するので、入力
信号VINと出力信号IOUTとの間に線形性が成り立たなく
なるという問題点があった。
力信号VINが変化すると、それに伴ってPNPトランジスタ
２のベース・エミッタ間電圧VBE2も変化するので、入力
信号VINと出力信号IOUTとの間に線形性が成り立たなく
なるという問題点があった。
したがって、本発明の目的は、簡単な回路構成によっ
て、入力信号の広いレベル範囲にわたって、その入力信
号と出力信号との間に線形性を成り立たせることのでき
る電圧−電流変換回路を提供することである。
て、入力信号の広いレベル範囲にわたって、その入力信
号と出力信号との間に線形性を成り立たせることのでき
る電圧−電流変換回路を提供することである。
課題を解決するための手段 本発明は、エミッタホロワ回路を構成するNPNトランジ
スタと、このNPNトランジスタのエミッタにベースが接
続されるとともに電源側にエミッタが接続されて同じく
エミッタホロワ回路を構成するNPNトランジスタと、前
記NPNトランジスタのエミッタとPNPトランジスタのベー
スとの接続点に接続された電流源とを含み、前記NPNト
ランジスタのベースと電源との間の電圧を入力信号と
し、前記PNPトランジスタのコレクタ電流を出力信号と
する電圧−電流変換回路であって、 前記電流源として、前記入力信号の変化に追従する電流
を発生して、この発生する電流と前記PNPトランジスタ
のコレクタ電流との差を小さくする電流源を用いたこと
を特徴とする電圧−電流変換回路である。
スタと、このNPNトランジスタのエミッタにベースが接
続されるとともに電源側にエミッタが接続されて同じく
エミッタホロワ回路を構成するNPNトランジスタと、前
記NPNトランジスタのエミッタとPNPトランジスタのベー
スとの接続点に接続された電流源とを含み、前記NPNト
ランジスタのベースと電源との間の電圧を入力信号と
し、前記PNPトランジスタのコレクタ電流を出力信号と
する電圧−電流変換回路であって、 前記電流源として、前記入力信号の変化に追従する電流
を発生して、この発生する電流と前記PNPトランジスタ
のコレクタ電流との差を小さくする電流源を用いたこと
を特徴とする電圧−電流変換回路である。
作 用 本発明に従えば、電流源によって、NPNトランジスタの
エミッタとPNPトランジスタのベースとの接続点から、
入力信号の変化に追従した電流が引き出されるので、こ
の引き出される電流と出力信号であるPNPトランジスタ
のコレクタ電流との差が小さくなり、入力信号のレベル
の広い範囲にわたって、その入力信号と出力信号との線
形性が保たれる。
エミッタとPNPトランジスタのベースとの接続点から、
入力信号の変化に追従した電流が引き出されるので、こ
の引き出される電流と出力信号であるPNPトランジスタ
のコレクタ電流との差が小さくなり、入力信号のレベル
の広い範囲にわたって、その入力信号と出力信号との線
形性が保たれる。
実施例 第１図は、本発明の一実施例である電圧−電流変換回路
の構成を示す回路図である。図において、11は回路全体
の主要部をなす主回路であり、エミッタホロワ回路を構
成する第１のNPNトランジスタ12と、そのNPNトランジス
タ12のエミッタにベースを接続した同じくエミッタホロ
ワ回路を構成する第１のPNPトランジスタ13と、そのPNP
トランジスタ13のエミッタと電源14との間に接続した第
１の抵抗15とからなっている。電源14の電圧をVcc、NPN
トランジスタ12のベース電圧をVB12とすると、 Vcc−VB12＝VIN ……（５） が、この電圧−電流変換回路の入力信号とされ、PNPト
ランジスタ13のコレクタ電流が出力信号IOUTとされる。
16は上記主回路11からの出力信号IOUTを補正するための
補正電流I2を発生せる補正電流発生回路であって、ベー
スを前記第１のNPNトランジスタ12のベースに接続した
第２のNPNトランジスタ17と、このNPNトランジスタ17の
エミッタにベースを接続した第２のNPNトランジスタ18
と、このPNPトランジスタ18のエミッタと電源14との間
に接続した第２の抵抗19と、第２のNPNトランジスタ17
のエミッタに接続した定電流源20とで構成されている。
21は第３のNPNトランジスタ22と第４のNPNトランジスタ
23とで構成されたカレントミラー回路で、第３のNPNト
ランジスタ22のベースと第４のNPNトランジスタ23のベ
ースとが互いに接続され、第３のNPNトランジスタ22
は、そのベース・コレクタ間を短絡したダイオード接続
とされており、第３のNPNトランジスタ22のコレクタは
第２のPNPトランジスタ18のコレクタに、また第４のNPN
トランジスタ23のコレクタは第１のNPNトランジスタ12
のエミッタと第１のPNPトランジスタ13のベースとの接
続点に接続され、第３、第４のNPNトランジスタ22,23の
エミッタはともにアースライン24に接続されている。す
なわち、この電圧−電流変換回路では、第２図に示した
従来の電圧−電流変換回路における定電流源３に代え
て、補正電流発生回路16とカレントミラー回路21とから
なる電流源が用いられている。
の構成を示す回路図である。図において、11は回路全体
の主要部をなす主回路であり、エミッタホロワ回路を構
成する第１のNPNトランジスタ12と、そのNPNトランジス
タ12のエミッタにベースを接続した同じくエミッタホロ
ワ回路を構成する第１のPNPトランジスタ13と、そのPNP
トランジスタ13のエミッタと電源14との間に接続した第
１の抵抗15とからなっている。電源14の電圧をVcc、NPN
トランジスタ12のベース電圧をVB12とすると、 Vcc−VB12＝VIN ……（５） が、この電圧−電流変換回路の入力信号とされ、PNPト
ランジスタ13のコレクタ電流が出力信号IOUTとされる。
16は上記主回路11からの出力信号IOUTを補正するための
補正電流I2を発生せる補正電流発生回路であって、ベー
スを前記第１のNPNトランジスタ12のベースに接続した
第２のNPNトランジスタ17と、このNPNトランジスタ17の
エミッタにベースを接続した第２のNPNトランジスタ18
と、このPNPトランジスタ18のエミッタと電源14との間
に接続した第２の抵抗19と、第２のNPNトランジスタ17
のエミッタに接続した定電流源20とで構成されている。
21は第３のNPNトランジスタ22と第４のNPNトランジスタ
23とで構成されたカレントミラー回路で、第３のNPNト
ランジスタ22のベースと第４のNPNトランジスタ23のベ
ースとが互いに接続され、第３のNPNトランジスタ22
は、そのベース・コレクタ間を短絡したダイオード接続
とされており、第３のNPNトランジスタ22のコレクタは
第２のPNPトランジスタ18のコレクタに、また第４のNPN
トランジスタ23のコレクタは第１のNPNトランジスタ12
のエミッタと第１のPNPトランジスタ13のベースとの接
続点に接続され、第３、第４のNPNトランジスタ22,23の
エミッタはともにアースライン24に接続されている。す
なわち、この電圧−電流変換回路では、第２図に示した
従来の電圧−電流変換回路における定電流源３に代え
て、補正電流発生回路16とカレントミラー回路21とから
なる電流源が用いられている。
次に、この電圧−電流変換回路の動作を説明する。補正
電流発生回路16において、定電流源20の電流I1は第２の
NPNトランジスタ17のエミッタ電流と第２のPNPトランジ
スタ18から定電流源20に流れ込むベース電流の総和とな
るので、入力信号VINが大きい場合、つまり第２のNPNト
ランジスタ17のベース電圧が低い場合にはそのエミッタ
電圧、したがって第２のPNPトランジスタ18のエミッタ
電圧は低くなり、第２の抵抗19を流れる電流は大きくな
る。したがって、補正電流I2つまり第２のPNPトランジ
スタ18のコレクタ電流がそれだけ増大する。逆に、入力
電圧信号VINが小さい場合、第２のPNPトランジスタ18の
エミッタ電圧は高くなって、第２の抵抗19を流れる電流
は小さくなり、補正電流I2はそれだけ減少する。このよ
うにして、入力信号VINは補正電流I2に変換される。す
なわち、補正電流I2は入力電圧信号VINに追従して変化
する。この入力電圧信号VINと補正電流I2との関係は、
第２図に示した従来例の場合の入力信号VINと出力信号I
OUTの関係と同であるから、第２の抵抗19の抵抗値をR1
とすると、先述した第４式とほぼ同様に、 の関係が成り立つ。カレントミラー回路21では、この補
正電流I2を第３のNPNトランジスタ22のコレクタ側に受
けることによって、これと同量の電流I2が第４のNPNト
ランジスタ23のコレクタ電流として流される。すなわ
ち、主回路11の第１のNPNトランジスタ12のエミッタと
第２のNPNトランジスタ13のベースとの接続点からは補
正電流I2と同量の電流I2が引き出される。
電流発生回路16において、定電流源20の電流I1は第２の
NPNトランジスタ17のエミッタ電流と第２のPNPトランジ
スタ18から定電流源20に流れ込むベース電流の総和とな
るので、入力信号VINが大きい場合、つまり第２のNPNト
ランジスタ17のベース電圧が低い場合にはそのエミッタ
電圧、したがって第２のPNPトランジスタ18のエミッタ
電圧は低くなり、第２の抵抗19を流れる電流は大きくな
る。したがって、補正電流I2つまり第２のPNPトランジ
スタ18のコレクタ電流がそれだけ増大する。逆に、入力
電圧信号VINが小さい場合、第２のPNPトランジスタ18の
エミッタ電圧は高くなって、第２の抵抗19を流れる電流
は小さくなり、補正電流I2はそれだけ減少する。このよ
うにして、入力信号VINは補正電流I2に変換される。す
なわち、補正電流I2は入力電圧信号VINに追従して変化
する。この入力電圧信号VINと補正電流I2との関係は、
第２図に示した従来例の場合の入力信号VINと出力信号I
OUTの関係と同であるから、第２の抵抗19の抵抗値をR1
とすると、先述した第４式とほぼ同様に、 の関係が成り立つ。カレントミラー回路21では、この補
正電流I2を第３のNPNトランジスタ22のコレクタ側に受
けることによって、これと同量の電流I2が第４のNPNト
ランジスタ23のコレクタ電流として流される。すなわ
ち、主回路11の第１のNPNトランジスタ12のエミッタと
第２のNPNトランジスタ13のベースとの接続点からは補
正電流I2と同量の電流I2が引き出される。
一方、主回路11の構成は、補正電流発生回路16とほぼ同
じで、補正電流発生回路16の定電流源20に代わって、主
回路11ではカレントミラー回路21が接続されている点が
異なるのみであるから、補正電流発生回路16の場合とほ
ぼ同様にして、入力信号VINに応じたコレクタ電流が第
２のNPNトランジスタ13から出力信号IOUTとして取り出
される。この入力信号VINと出力信号IOUTとの関係は、
第２図に示した従来例の場合の入力信号VINと出力信号I
OUTの関係に相当するから、第１の抵抗15の抵抗値をＲ
とすると、先述した第２式とほぼ同様に、 の関係が成り立つ。ただし、ΔI2は補正電流I2と出力信
号IOUTとの差異に由来するIOUTの誤差を示す。この誤差
ΔI2は、第１のNPNトランジスタ12のベース・エミッタ
間電圧VBE12と第１のPNPトランジスタ13のベース・エミ
ッタ間電圧VBE13の差に基づくものであるから、先述し
た第３式とほぼ同様に、 と表すことができる。
じで、補正電流発生回路16の定電流源20に代わって、主
回路11ではカレントミラー回路21が接続されている点が
異なるのみであるから、補正電流発生回路16の場合とほ
ぼ同様にして、入力信号VINに応じたコレクタ電流が第
２のNPNトランジスタ13から出力信号IOUTとして取り出
される。この入力信号VINと出力信号IOUTとの関係は、
第２図に示した従来例の場合の入力信号VINと出力信号I
OUTの関係に相当するから、第１の抵抗15の抵抗値をＲ
とすると、先述した第２式とほぼ同様に、 の関係が成り立つ。ただし、ΔI2は補正電流I2と出力信
号IOUTとの差異に由来するIOUTの誤差を示す。この誤差
ΔI2は、第１のNPNトランジスタ12のベース・エミッタ
間電圧VBE12と第１のPNPトランジスタ13のベース・エミ
ッタ間電圧VBE13の差に基づくものであるから、先述し
た第３式とほぼ同様に、 と表すことができる。
ところで、補正電流I2は入力信号VINの変化に追従する
ので、出力信号IOUTと補正電流I2との誤差ΔI2は、先述
した従来例における出力信号IOUTと定電流I1との誤差Δ
I1（第３式）に比べて、入力信号VINのレベルの広い範
囲にわたって小さい値となる。
ので、出力信号IOUTと補正電流I2との誤差ΔI2は、先述
した従来例における出力信号IOUTと定電流I1との誤差Δ
I1（第３式）に比べて、入力信号VINのレベルの広い範
囲にわたって小さい値となる。
なお、第４′式においてR1＝Ｒとすると、すなわち第1,
第２の抵抗15,19の抵抗値を等しくすると、 となり、第４″式に第２′式を代入すると、 となる。ただし とする。この第６式を第３′式に代入すると、 となる。第８式から明らかなように ΔI2−ΔＩ≪IOUT ……（９） が成立する範囲でΔI2はほぼ零となる。
第２の抵抗15,19の抵抗値を等しくすると、 となり、第４″式に第２′式を代入すると、 となる。ただし とする。この第６式を第３′式に代入すると、 となる。第８式から明らかなように ΔI2−ΔＩ≪IOUT ……（９） が成立する範囲でΔI2はほぼ零となる。
発明の効果 以上のように、本発明の電圧−電流変換回路によれば、
電流源によって、NPNトランジスタのエミッタとPNPトラ
ンジスタのベースとの接続点から、入力信号の変化に追
従した電流を引き出すように構成しているので、この引
き出される電流と出力信号であるNPNトランジスタのコ
レクタ電流との差が小さくなり、簡単な回路構成で、入
力信号のレベルの広い範囲にわたって、その入力信号と
出力信号との線形性を保つことができる。
電流源によって、NPNトランジスタのエミッタとPNPトラ
ンジスタのベースとの接続点から、入力信号の変化に追
従した電流を引き出すように構成しているので、この引
き出される電流と出力信号であるNPNトランジスタのコ
レクタ電流との差が小さくなり、簡単な回路構成で、入
力信号のレベルの広い範囲にわたって、その入力信号と
出力信号との線形性を保つことができる。
第１図は本発明の一実施例である電圧−電流変換回路の
構成を示す回路図、第２図は従来の電圧−電流変換回路
の構成を示す回路図である。 11……主回路、12……第１のNPNトランジスタ、13……
第１のPNPトランジスタ、14……電源、15……第１の抵
抗、16……補正電流発生回路、21……カレントミラー回
路
構成を示す回路図、第２図は従来の電圧−電流変換回路
の構成を示す回路図である。 11……主回路、12……第１のNPNトランジスタ、13……
第１のPNPトランジスタ、14……電源、15……第１の抵
抗、16……補正電流発生回路、21……カレントミラー回
路
Claims (1)
- 【請求項１】エミッタホロワ回路を構成するNPNトラン
ジスタと、このNPNトランジスタのエミッタにベースが
接続されるとともに電源側にエミッタが接続されて同じ
くエミッタホロワ回路を構成するPNPトランジスタと、
前記NPNトランジスタのエミッタとPNPトランジスタのベ
ースとの接続点に接続された電流源とを含み、前記NPN
トランジスタのベースと電源との間の電圧を入力信号と
し、前記PNPトランジスタのコレクタ電流を出力信号と
する電圧−電流変換回路において、 前記電流源として、前記入力信号の変化に追従する電流
を発生して、この発生する電流と前記PNPトランジスタ
のコレクタ電流との差を小さくする電流源を用いたこと
を特徴とする電圧−電流変換回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63066169A JPH0750848B2 (ja) | 1988-03-19 | 1988-03-19 | 電圧−電流変換回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63066169A JPH0750848B2 (ja) | 1988-03-19 | 1988-03-19 | 電圧−電流変換回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01240001A JPH01240001A (ja) | 1989-09-25 |
| JPH0750848B2 true JPH0750848B2 (ja) | 1995-05-31 |
Family
ID=13308080
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63066169A Expired - Lifetime JPH0750848B2 (ja) | 1988-03-19 | 1988-03-19 | 電圧−電流変換回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0750848B2 (ja) |
-
1988
- 1988-03-19 JP JP63066169A patent/JPH0750848B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01240001A (ja) | 1989-09-25 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR100233761B1 (ko) | 밴드 갭 기준 회로 | |
| JPH0561558A (ja) | 基準電圧発生回路 | |
| JP2749925B2 (ja) | Ｉｃ温度センサ | |
| JPH0681013U (ja) | 電流源回路 | |
| JPH05206755A (ja) | 基準電圧発生回路 | |
| JPH0544845B2 (ja) | ||
| JPH0123802B2 (ja) | ||
| JP3110502B2 (ja) | カレント・ミラー回路 | |
| JPH07104372B2 (ja) | 電圧比較回路 | |
| JP2778781B2 (ja) | 閾値電圧生成回路 | |
| JPH0750848B2 (ja) | 電圧−電流変換回路 | |
| JPH08123567A (ja) | 定電圧源回路 | |
| JP2680688B2 (ja) | 温度補償回路及びそれを備えた印字装置 | |
| JP2729071B2 (ja) | 定電流回路 | |
| US4509020A (en) | Push-pull amplifier | |
| JPH0425724B2 (ja) | ||
| JPS5931081B2 (ja) | 基準電圧源回路 | |
| JP2793194B2 (ja) | 定電流回路 | |
| JP2665833B2 (ja) | リミッタ回路 | |
| JP2888612B2 (ja) | 電流源回路 | |
| JPH0546096Y2 (ja) | ||
| JP2629234B2 (ja) | 低電圧基準電源回路 | |
| JP3036084B2 (ja) | 定電圧回路 | |
| JP2776019B2 (ja) | 定電圧回路 | |
| JP3406468B2 (ja) | 定電圧発生回路 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term | ||
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080531 Year of fee payment: 13 |