JPH0754432B2 - 楽音信号発生装置 - Google Patents

楽音信号発生装置

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JPH0754432B2
JPH0754432B2 JP61311285A JP31128586A JPH0754432B2 JP H0754432 B2 JPH0754432 B2 JP H0754432B2 JP 61311285 A JP61311285 A JP 61311285A JP 31128586 A JP31128586 A JP 31128586A JP H0754432 B2 JPH0754432 B2 JP H0754432B2
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Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、ディジタルフィルタ演算を利用して折返し
ノイズ等の除去や音色制御等を行う楽音信号発生装置に
関し、特に、比較的簡単なハードウェア構成で精度の良
いディジタルフィルタ演算を行うことができるようにし
た楽音信号発生装置に関する。
〔従来の技術〕
電子楽器においては、ディジタル楽音信号の音色を制御
するあるいはノイズを除去する等の目的でディジタルフ
ィルタが使用されている。例えば、合成しようとする楽
音の周波数に無関係に常に一定のサンプリング周波数で
サンプリングすることにより楽音信号を合成する所謂ピ
ッチ非同期型の楽音合成方法においては、一般に楽音の
周波数とサンプリング周波数とは非整数比であり、サン
プリング定理から明らかなように楽音周波数に非調和な
折返しノイズが発生するおそれがあり、これを除去する
必要がある。このようなピッチ非同期型の楽音信号に含
まれる折返しノイズを除去するための方策として、折返
しノイズを除去する特性のディジタルフィルタに楽音信
号を通すようにすることが従来考えられている（特開昭
61-90514号公報）。
〔発明が解決しようとする問題点〕
ディジタルフィルタに楽音信号を通して折返しノイズを
除去するものにおいては、フィルタの次数を十分にとっ
て精度の良いフィルタ演算を行わねばならないため、フ
ィルタの構成が複雑になるという問題点がある。また、
折返しノイズ除去用のディジタルフィルタに限らず、音
色制御用その他の用途のディジタルフィルタにおいても
同様である。
この発明は上述の点に鑑みてなされたもので、ディジタ
ルフィルタを用いて音色制御や折返しノイズの除去を行
う場合において、簡単な構成でありながら、精度の良い
フィルタ演算を行うことができるようにした楽音信号発
生装置を提供しようとするものである。
〔問題点を解決するための手段〕
この出願の第１の発明に係る楽音信号発生装置は、発生
すべき楽音の音高に対応するレートで変化する整数部と
小数部とからなるアドレス信号を発生するアドレス信号
発生手段と、上記アドレス信号の整数部に応じて楽音波
形サンプルデータを発生する楽音波形データ発生手段
と、所定次数からなるフィルタ係数を発生可能なフィル
タ係数発生手段及びこのフィルタ係数発生手段から発生
されたフィルタ係数を補間することにより前記所定次数
よりも多いｍ次のフィルタ係数が発生可能なフィルタ係
数補間手段を有し、上記アドレス信号の小数部に応じて
前記フィルタ係数発生手段でのフィルタ係数の発生及び
フィルタ係数補間手段での補間を制御することにより、
ｍ次のフィルタ特性を実現するための連続する各次数に
対応するｍ個のフィルタ係数の中からｎ個（ただしｎ＜
ｍ）の係数データを選択して供給するフィルタ係数供給
手段と、このｎ個の係数データと上記楽音波形データ発
生手段で発生されたｎサンプル点分の楽音波形データと
を用いて、ｍ次のフィルタ演算をｎサンプル点分の楽音
波形データに関して行うディジタルフィルタ演算手段と
を具えたものである。
この出願の第２の発明に係る楽音信号発生装置は、発生
すべき楽音の音高に対応するレートで変化する整数部と
小数部とからなるアドレス信号を発生するアドレス信号
発生手段と、上記アドレス信号の整数部に応じて楽音波
形サンプルデータを発生する楽音波形データ発生手段
と、ｍ次のフィルタ特性を実現するための連続する各次
数に対応するｍ個のフィルタ係数の中から上記アドレス
信号の小数部に応じてｎ個（ただしｎ＜ｍ）の係数デー
タを選択して供給するフィルタ係数供給手段と、上記楽
音波形データ発生手段で発生された楽音波形データをｎ
サンプル点分順次記憶する記憶手段と、上記フィルタ係
数供給手段から供給される前記ｎ個の係数データと上記
記憶手段に記憶されたｎサンプル点分の楽音波形データ
とを用いて、ｍ次のフィルタ演算をｎサンプル点分の楽
音波形データに関して行うディジタルフィルタ演算手段
とを具えたものである。
この出願の第３の発明に係る楽音信号発生装置は、発生
すべき楽音の音高に対応するレートで変化する整数部と
小数部とからなるアドレス信号を発生するアドレス信号
発生手段と、上記アドレス信号の整数部に応じて楽音波
形サンプルデータを発生する楽音波形データ発生手段
と、ｍ次のフィルタ特性を実現するための連続する各次
数に対応するｍ個のフィルタ係数に基づき各次数毎にそ
れに連続する所定の複数次数のフィルタ係数の合計に対
応するフィルタ係数グループ値を夫々供給するためのも
のであって、上記アドレス信号の小数部に応じてｎ個
（ただしｎ＜ｍ）のグループの前記フィルタ係数グルー
プ値を選択して供給するフィルタ係数供給手段と、この
ｎ個のフィルタ係数グループ値と上記楽音波形データ発
生手段で発生されたｎサンプル点分の楽音波形データと
を用いて、ｍ次のフィルタ演算をｎサンプル点分の楽音
波形データに関して行うディジタルフィルタ演算手段と
を具えたものである。
この出願の第４の発明に係る楽音信号発生装置は、発生
すべき楽音の音高に対応するレートで変化する整数部と
小数部とからなるアドレス信号を発生するアドレス信号
発生手段と、上記アドレス信号の整数部に応じて楽音波
形サンプルデータを発生する楽音波形データ発生手段
と、異なる音色制御特性を示す複数のフィルタ特性の中
から前記楽音の音高に対応するフィルタ特性を選択し、
選択されたフィルタ特性に対応するｍ次のフィルタ特性
を実現するための連続する各次数に対応するｍ個のフィ
ルタ係数の中から上記アドレス信号の小数部に応じてｎ
個（ただしｎ＜ｍ）の係数データを選択して供給するフ
ィルタ係数供給手段と、このｎ個の係数データと上記楽
音波形データ発生手段で発生されたｎサンプル点分の楽
音波形データとを用いて、ｍ次のフィルタ演算をｎサン
プル点分の楽音波形データに関して行うディジタルフィ
ルタ演算手段とを具えたものである。
〔作用〕
アドレス信号発生手段は、発生すべき楽音の音高に対応
するレートで変化する整数部と小数部とからなるアドレ
ス信号を発生する。いうまでもなく、アドレス信号の整
数部は小数部よりも分解能が粗い。楽音波形データ発生
手段では、このアドレス信号の整数部に応じて楽音波形
サンプルデータを発生する。従って、楽音波形データ発
生手段で準備する楽音波形サンプルデータの分解能は比
較的粗いものであっても良い。例えば、従来のピッチ同
期型の楽音信号発生装置におけるもののように波形１周
期当り64分割程度の精度で楽音波形サンプルデータを準
備するだけであってもよい。なお、後述するように、こ
の場合、楽音波形データ発生手段で発生される楽音波形
サンプルデータのサンプリング周波数はピッチに同期し
ていると否とを問わない。仮に、ピッチ非同期型である
とすると、ピッチ同期型並みの粗い分解能で楽音波形サ
ンプルデータを準備するだけでよいのである。
フィルタ係数供給手段では、前記アドレス信号の小数部
に応じてｍ次のフィルタ係数に対応する係数データのう
ちｎ個（ただしｎ＜ｍ）を選択して供給する。ディジタ
ルフィルタ演算手段では、このｎ個の係数データと上記
楽音波形データ発生手段で発生されたｎサンプル点分の
楽音波形データとを用いて、ｍ次のフィルタ演算をｎサ
ンプル点分の楽音波形データに関して行う。これによ
り、アドレス信号の小数部の分解能を持つ精度の良い楽
音波形サンプルデータ（これは実際には楽音波形データ
発生手段では準備されていないが）に対してｍ次の精密
なフィルタ演算（実際にはｎ個分の次数に関する演算し
か行われないが）を行うのと等価のフィルタ演算を行う
ことができる。すなわち、アドレス信号の整数部に対応
して発生された楽音波形データを、ディジタルフィルタ
においてｍ次フィルタ演算処理することによって、該ア
ドレス信号の小数部の分解能で波形補間するのと同等の
処理を達成することができるものである。これにより、
折り返しノイズの除去に寄与することができる。
因みに、例えば、従来のピッチ非同期型の楽音信号発生
装置においては、折返しノイズの影響をできるだけ排除
するために、波形の分解能をできるだけ高め、サンプリ
ング周波数を高くすることが一般に行われる。例えば、
波形１周期当り1000〜16000分割の精度で波形データを
準備することが行われており、そのため、波形メモリに
はかなりの容量が要求される。このように波形メモリに
はかなりの容量が要求されるので、１周期波形等の比較
的短い区間からなる波形をメモリに記憶し、これを繰返
し読み出すような楽音信号発生方式の場合はまだしも、
連続的な複数周期波形等の比較的長い区間からなる波形
をメモリに記憶し、これを読み出すような楽音信号発生
方式の場合には不向きであった。これに対して、合成し
ようとする楽音の周波数にサンプリング周波数を同期さ
せる所謂ピッチ同期型の楽音合成方法においては、楽音
周波数（ピッチ）とサンプリング周波数が調和するため
折り返しによって生じる成分は楽音周波数と調和し、ノ
イズとはならないので、波形１周期当り64分割程度の比
較的粗い精度で波形データを準備するだけでも問題な
い。従って、連続的な複数周期波形等の比較的長い区間
からなる波形をメモリに記憶し、これを読み出すような
楽音信号発生方式の場合にも適している。
これに対して、この発明では、サンプリング周波数がピ
ッチに同期していると否とを問わず、ピッチ同期型並み
の粗い分解能で楽音波形サンプルデータを準備するだけ
でよいのである。従って、１周期波形等の比較的短い区
間からなる波形をメモリに記憶し、これを繰返し読み出
すような楽音信号発生方式の場合にも、また、連続的な
複数周期波形等の比較的長い区間からなる波形をメモリ
に記憶し、これを読み出すような楽音信号発生方式の場
合にも、この発明は適している。
これにより、実際に楽音波形データ発生手段で準備す
る楽音波形サンプルデータの分解能はアドレス信号の整
数部に対応する比較的粗いものであっても良い、という
ことにより回路構成の簡単化を図ることができるという
利点、及び 実際にはｍよりも少ないｎサンプル点分の楽音波形デ
ータに対応する限られた次数に関してフィルタ演算を行
えばよい、ということによりディジタルフィルタ回路の
構成の簡単化をも図ることができるという利点、の両方
を享受しつつ、 実質的なフィルタ演算はアドレス信号の小数部の分解
能を持つ精度の良い楽音波形サンプルデータに対してｍ
次の精密なフィルタ演算を行ったのと等価となる、とい
うことにより、高分解能の楽音波形サンプルデータに対
する精密なフィルタ演算によってもたらされる種々の利
点、例えば、不要なノイズ成分を確実にカットし、良質
の楽音信号を得ることができるという利点、をも享受す
ることができる。
更に、この出願の第１の発明によれば、フィルタ係数供
給手段ではフィルタ係数補間手段を有しているので、フ
ィルタ係数発生手段で発生可能な所定次数よりも多いｍ
次のフィルタ係数を簡単に発生することができるという
効果を奏する。
また、この出願の第２の発明によれば、楽音波形データ
発生手段で発生された楽音波形データをｎサンプル点分
順次記憶する記憶手段と、フィルタ係数供給手段から供
給される前記ｎ個の係数データと上記記憶手段に記憶さ
れたｎサンプル点分の楽音波形データとを用いて、ｍ次
のフィルタ演算をｎサンプル点分の楽音波形データに関
して行うディジタルフィルタ演算手段とを具えているの
で、楽音波形データ発生手段における楽音波形データ発
生のためのサンプリング周波数をフィルタ演算の動作周
波数に合わせた高速周波数とする必要がなく、楽音波形
データ発生手段の動作時間に余裕を持たせることができ
るという優れた効果を奏する。従って、楽音波形データ
発生手段において複音時分割発生する場合や楽音発生用
演算回路を時分割利用するような場合にその時分割動作
周波数を相対的に低速にすることができるので、有利で
ある。
また、この出願の第３の発明によれば、フィルタ係数供
給手段では、ｍ次のフィルタ特性を実現するための連続
する各次数に対応するｍ個のフィルタ係数に基づき各次
数毎にそれに連続する所定の複数次数のフィルタ係数の
合計に対応するフィルタ係数グループ値を夫々供給する
ものとし、上記アドレス信号の小数部に応じてｎ個（た
だしｎ＜ｍ）のグループの前記フィルタ係数グループ値
を選択して供給するようにしたので、ハード回路構成を
それほど増すこと無く、フイルタ演算の精密さを更に増
すことができる。すなわち、複数のフィルタ係数の合計
に対応するフィルタ係数グループ値を１つのサンプル点
分の楽音波形データに関して演算することにより、演算
そのものは１回で済むが、実質的には、同じ値の複数の
連続するサンプルデータ（つまり０次ホールドされた複
数のサンプルデータ）に対してフィルタ係数グループ値
を構成している個別のフィルタ係数を別々に演算したの
と等価となり、その分折返し成分のレベルを減衰させる
ことができ、楽音信号の品質向上に寄与する。
更に、この出願の第４の発明によれば、フィルタ係数供
給手段では、異なる音色制御特性を示す複数のフィルタ
特性の中から前記楽音の音高に対応するフィルタ特性を
選択し、選択されたフィルタ特性に対応するｍ次のフィ
ルタ特性を実現するための連続する各次数に対応するｍ
個のフィルタ係数の中から上記アドレス信号の小数部に
応じてｎ個（ただしｎ＜ｍ）の係数データを選択して供
給するようにしたので、前述のように簡単な構成であり
ながらｍ次の精密なフィルタ演算にノイズ除去機能を得
ることができることに加えて、音高に応じた音色制御機
能（音色キースケーリング機能）をも実現することがで
きるという優れた効果を奏する。
〔実施例〕
以下、添付図面を参照してこの発明の実施例を詳細に説
明しよう。
第１図はこの発明の一実施例を示す基本的ブロック図で
あって、１はアドレス信号発生手段、２は楽音波形デー
タ発生手段、３はフィルタ係数供給手段、４はディジタ
ルフィルタ演算手段、である。前述の通り、アドレス信
号発生手段１は、整数部IADと小数部FADとからなるアド
レス信号を発生すべき楽音の音高に対応するレートで発
生するものであり、楽音波形データ発生手段２は、上記
アドレス信号の整数部IADに応じて楽音波形サンプルデ
ータを発生するものであり、フィルタ係数供給手段３
は、上記アドレス信号の小数部FADに応じてｍ次のフィ
ルタ係数のうちｎ個（ただしｎ＜ｍ）を選択して供給す
るものであり、ディジタルフィルタ演算手段４は、この
ｎ個のフィルタ係数と上記楽音波形データ発生手段で発
生されたｎサンプル点分の楽音波形データとを用いて、
ｍ次のフィルタ演算をｎサンプル点分の楽音波形データ
に関して行うものである。
なお、この例では、サンプリング周波数fsは発生すべき
楽音のピッチに無関係に一定であり（つまりピッチ非同
期型）、ディジタルフィルタ演算手段４では、折返しノ
イズを除去するためにfs/2をカットオフ周波数とするロ
ーパスフィルタ特性を実現するものとする。
この発明に従う楽音信号発生装置の原理的説明を行うた
めに、まず、前提となるディジタルフィルタ動作につい
て第２図及び第３図を参照して説明する。
第２図は一般的なサンプリング周波数変換理論に基づく
波形図の一例であり、第３図はそのスペクトルエンベロ
ープの一例を示すものである。
第２図（ａ）はサンプリング周波数fsでサンプングされ
た楽音波形サンプルデータの一例を幾つかのサンプル点
について示す図である。
この第２図（ａ）の楽音波形サンプルデータをそのサン
プリング周波数fsのＭ倍の周波数（Ｍ・fs）のサンプリ
ングタイミングで動作するディジタルフィルタに入力す
ることを考える。その場合、サンプリング周波数fsの１
周期ts＝1/fsの中に周波数Ｍ・fsの１周期ts/MがＭ個入
ることになるが、第２図（ａ）の楽音波形サンプルデー
タの１サンプル時間中のＭ個のフィルタ演算タイミング
全てにサンプルデータを発生させずに、fsの１周期ts中
のＭ個のフィルタ演算タイミングの内１個のタイミング
でのみサンプルデータを発生し、残りのＭ−１個のタイ
ミングではサンプル値を“0"とする。このように、周波
数Ｍ・fsのサンプリングタイミングのうちＭ個につき１
個のタイミングで第２図（ａ）の楽音波形サンプルデー
タのサンプル値を発生し、残りのＭ個につきＭ−１個の
タイミングではサンプル値を“0"としたものを第２図
（ｂ）に示す。
この第２図（ｂ）の楽音波形サンプルデータをディジタ
ルフィルタに入力し、周波数Ｍ・fsのサンプリングタイ
ミングに従ってフィルタ演算を行う。つまり、１サンプ
リング周期がts/Mである各サンプル点の楽音波形データ
（但し、Ｍ個につき１個のサンプリングタイミングで有
効なサンプル値を持ち、残りのＭ個につきＭ−１個のタ
イミングではサンプル値が“0"であるデータ）に対して
各次数のフィルタ係数を演算するのである。すると、フ
ィルタ演算出力として、第２図（ｃ）に示すように、Ｍ
・fsのサンプリングタイミングの各々に対応して密にサ
ンプル値が発生した楽音波形データを得ることができ
る。これは、周波数Ｍ・fsの各サンプリングタイミング
でフィルタ演算が行われ、各サンプリングタイミング毎
のフィルタ演算においては各フィルタ次数とそれに対応
するサンプル値とのたたみこみ和によって出力信号が得
られるからである。
第２図（ｃ）のように密にサンプル値が発生した楽音波
形データを所望のサンプリング周波数でサンプリングし
直すことにより、所望のサンプリング周波数に変換した
楽音波形サンプルデータを得ることができる。第２図
（ｄ）はそのように所望のサンプリング周波数でサンプ
リングし直すことにより得られた楽音波形サンプルデー
タの一例を示す。この場合、サンプリングし直すべき所
望のサンプリング周波数がＭ・fs/Nであるとすると、第
２図（ｃ）の波形データをＭ・fsのサンプリングタイミ
ングのＮ回につき１回の割合でサンプリングし直せばよ
い。
以上のような処理により、サンプリング周波数がfsの楽
音波形データを、Ｍ・fs/Nのサンプリング周波数にサン
プリングし直すことができる。尚、図ではＭ＝4,N＝３
として図示している。
第３図（ａ）は第２図（ａ）の波形のスペクトルエンベ
ロープの一例を示した図、第３図（ｂ）は第２図（ｂ）
の波形のスペクトルエンベロープの一例を示した図であ
り、第３図（ａ）と（ｂ）とではスペクトルエンベロー
プの形は同じだがレベルが第３図（ｂ）の方が（ａ）の
1/Mとなっている。これは、たたみこみ和に含まれる実
質的なサンプル値（“0"でないサンプル値）の数が本来
の数の1/Mとなっているからである。
第３図（ｃ）はディジタルフィルタ特性の一例を示して
おり、この場合、fs/2をカットオフ周波数とするローパ
スフィルタである。第３図（ｄ）は、このローパスフィ
ルタ特性でフィルタリングすることにより得られた第２
図（ｃ）の波形のスペクトルエンベロープを示すもので
ある。この場合、サンプリング定理による折返しはＭ・
fs/2の周波数を境にして起こり、これはかなり高いの
で、再サンプリングの際にノイズとはならない。第３図
（ｅ）は第２図（ｄ）の波形のスペクトルエンベロープ
の一例を示した図である。なお、フィルタの出力を再サ
ンプリングしただけでは前述のように信号レベルは1/M
にレベルダウンしたままであるので、再サンプリングの
際に第２図（ｄ）の波形データのレベルをＭ倍すること
により、本来のレベルに戻してやるものとする。
以上では、ディジタルフィルタをサンプリング周波数交
換のために利用しており、楽音周波数を任意のピッチに
設定して楽音信号を発生することとは直接には関係して
いない。これに対して、この発明は、アドレス信号発生
手段１と楽音波形データ発生手段２との働きによって任
意のピッチの楽音信号を発生する楽音信号発生装置にお
いて、任意のピッチで発生された楽音信号に対して上述
の原理に基づくディジタルフィルタ演算を施すことによ
り、実質的な波形補間によって折り返しノイズの除去さ
れた滑らかな楽音波形の発生を可能にすると共にフィル
タ係数に応じた所望の楽音周波数成分制御（音色制御）
をも可能にしたものである。
すなわち、発生すべき楽音の音高に対応するレートで変
化するアドレス信号をアドレス信号発生手段１により発
生し、このアドレス信号に応じて楽音波形サンプルデー
タを発生する場合に上述の原理に基づくディジタルフィ
ルタ演算を利用するようにしている。アドレス信号は整
数部IADと小数部FADとからなり、楽音波形データ発生手
段２では、このアドレス信号の整数部IADに応じて楽音
波形サンプルデータを発生する。換言すれば、この楽音
波形データ発生手段２で発生し得る楽音波形サンプルデ
ータは、アドレス信号の整数部IADの分解能に対応する
ものでしかない。アドレス信号の整数部IADに対応して
楽音波形データ発生手段２から発生される楽音波形サン
プルデータの一例を第４図（ａ）に示す。
アドレス信号の小数部FADは、アドレス信号の整数部IAD
によって特定されるサンプル点における隣接サンプル点
間のより細かな位相を示している。例えば、アドレス信
号の整数部IADと小数部FADによって指示された現在のア
ドレス値が第４図（ａ）でCADで示した位相であるとす
ると、整数部IADの現在値は例えば「３」であり、小数
部FADはCADとIADの差である。つまり、CAD＝IAD＋FADで
ある。
高調波歪や低調波歪及びノイズのない良質な楽音波形信
号を得るために、アドレス信号の小数部FADの分解能
で、つまりCADの位相に対応して、楽音波形サンプルデ
ータを求めることが望まれる。この発明では、前述の原
理に基づくディジタルフィルタ演算を利用することによ
り、このことを簡単な構造で、かつサンプリングクロッ
ク周波数を格別に高速化することなく、実現するように
している。そのために、フィルタ係数供給手段３では、
アドレス信号の小数部FADに応じてｍ次のフィルタ係数
に対応する係数データのうちｎ個（ただしｎ＜ｍ）を選
択して供給するようにしている。
前述の第２図（ｂ），（ｃ）に関連する説明から明らか
なように、複数次のフィルタ係数の全てに対応して楽音
波形サンプルデータを供給するまでもなく、Ｍ個の次数
につき１回の割合で有効なサンプルデータを供給し、残
りの次数に関してはサンプルデータのサンプル値を“0"
にしてもよく、そうであっても多数次のフィルタ係数を
用いて精密なフィルタ演算を行っているので、良好な楽
音信号を得ることができる。このことに基づき、これと
同様の考え方に基づくディジタルフィルタ演算をこの発
明では行うようにしている。
すなわち、この発明では、サンプル値“0"のサンプルデ
ータとそれに対応するフィルタ係数の演算は実質的には
不要であることに着目して、そのための演算を省略し得
るようにしたことを特徴としている。これにより、高速
のフィルタ演算タイミングで演算を行うことを不要にし
つつ演算回路の簡単化をも図り、しかも十分に多数次の
フィルタ係数を用いて精密なフィルタ演算を行うことが
できるようにすることにより、回路構成の簡単化とフィ
ルタ演算の高精度化の両方を一挙に実現するようにして
いる。
まず、第２図（ａ），（ｂ）の関係と同様に、第４図
（ａ）の楽音波形サンプルデータをそのサンプリング周
波数fsのＭ倍の周波数（Ｍ・fs）のサンプリングタイミ
ングで動作するディジタルフィルタに入力すると仮定し
て、サンプリング周波数fsの１周期ts＝1/fsの中に周波
数Ｍ・fsの１周期ts/MがＭ個入ることを想定し、第４図
（ａ）の楽音波形サンプルデータの１サンプル時間中の
Ｍ個のフィルタ演算タイミング全てにサンプルデータを
発生させずに、fsの１周期ts中のＭ個のフィルタ演算タ
イミングの内１個のタイミングでのみサンプルデータを
発生し、残りのＭ−１個のタイミングではサンプル値を
“0"とすることを想定する。このように、周波数Ｍ・fs
のサンプリングタイミングのうちＭ個につき１個のタイ
ミングで第４図（ａ）の楽音波形サンプルデータのサン
プル値を発生し、残りのＭ個につきＭ−１個のタイミン
グではサンプル値を“0"としたものを第４図（ｂ）に示
す。ここで、アドレス信号の小数部FADの分割数（１を
小数部FADの最小単位で割った数のことを示す、例え
ば、小数部FADの最小単位が0.1ならば分割数は10）をｄ
とすると、Ｍ＝ｄとする。
第４図（ｂ）のような楽音波形サンプルデータに対して
ｍ次のフィルタ演算を行うことを考えると（ｍはフィル
タ特性を設定するときに定めた任意の数である）、第２
図を参照して説明したように、ｍ次のフィルタ係数全部
を使って周波数Ｍ・fsのサンプリングタイミングでフィ
ルタ演算を行えば第２図（ｃ）に示されたのと同様な精
密な分解能のフィルタ出力信号が第４図（ｂ）の楽音波
形サンプルデータに関しても得られる。しかし、それで
は、前述したように、ディジタルフィルタを高速のサン
プリング周波数Ｍ・fsで動作させねばならず、かつ、こ
のディジタルフィルタで設定されている全ての次数のフ
ィルタ係数に関して実際にフィルタ演算を行わねばなら
ないので、不利であり、この発明ではそれを採用しな
い。その代わりに、この発明では、サンプル値“0"のサ
ンプルデータとそれに対応するフィルタ係数の演算は実
質的には不要であることに着目して、そのための演算を
省略し、かつ、フィルタ演算におけるサンプリング周波
数も格別に高速化することなく演算を行うのである。
そのような不要な演算の省略は、この発明によれば、ア
ドレス信号を整数部IADと小数部FADに分割し、整数部IA
Dに応じて楽音波形サンプルデータを発生するが、ディ
ジタルフィルタ演算のためのフィルタ係数を小数部FAD
に応じて選択して供給するようにしたことにより、実現
される。つまり、楽音波形サンプルデータの発生は整数
部IADに応じた比較的粗い分解能で行うが、ディジタル
フイルタ演算は小数部FADに応じた精密な分解能で行う
ようにしたことが特徴である。詳しくは、アドレス信号
の小数部FADに応じてフィルタ係数を選択することによ
り、整数部IADと小数部FADによって特定されるアドレス
信号の現在の位相CADに関する細かなサンプリングタイ
ミングにおいてあたかもフイルタ演算が行われているか
のように、整数部IADに対応する粗いサンプリングタイ
ミングの各サンプル点の楽音波形サンプルデータに対応
するフィルタ係数の次数を決定することができるのであ
る。換言すれば、アドレス信号の小数部FADに応じて、
整数部IADに対応する各サンプル点のサンプルデータと
フィルタ係数の次数との対応関係が決定され、これによ
り、第４図（ｂ）のように仮定した場合におけるサンプ
ル値として“0"を挿入した密なサンプリングタイミング
に対応するフィルタ係数の次数を特定することができ、
その次数に関してはあえて演算を行うまでもなく積が
“0"として処理でき、実質的な値を持つサンプルデータ
に関してのみ飛び飛びの次数に対応するフィルタ係数を
演算すればよいことになる。こうして、この発明によれ
ば、ｍ次のフィルタ演算において、フィルタ係数供給手
段３が供給すべきフィルタ係数は、ｍ次のフィルタ係数
に対応する係数データ全部ではなく、そのうちｎ個（た
だしｎ＜ｍ）をアドレス信号の小数部FADに応じて選択
して供給するようにすればよいのである。
ここで、想定したディジタルフィルタの演算のサンプリ
ング周波数Ｍ・fsにおけるＭに関して、Ｍ＝ｄ（小数部
FADの分割数）であり、想定した第４図（ｂ）のサンプ
リングデータは、第４図（ａ）の楽音波形サンプルデー
タの１サンプル間隔をＭ＝ｄ分割した仮想フィルタ演算
タイミングのうち１個のタイミングでのみサンプルデー
タを発生し、残りのｄ−１個のタイミングではサンプル
値を“0"としているものなので、第４図（ａ）の楽音波
形サンプルデータの１サンプル間隔をｄ分割した仮想フ
ィルタ演算タイミングのうち１回のタイミングでのみ実
質的なサンプル値を持ち、その仮想フィルタ演算タイミ
ングに関してのみ実際の演算を行えばよいことになる。
従って、上記ｎは、ｎ＝m/dなる関係で決定することが
でき、ｄの間隔で順次離隔したｎ個の次数をアドレス信
号の小数部FADに応じて選択すればよい。また、想定し
たディジタルフィルタ演算のサンプリング周波数Ｍ・fs
＝ｄ・fsのタイミングにおいて、ｄ回に１回だけ演算を
行えばよく、他のタイミングでは行う必要がない、つま
り、サンプルデータの単位遅延はサンプリング周波数Ｍ
・fs＝ｄ・fsで行う必要がなく、サンプリング周波数fs
で行えばよい、ということにより実質的にサンプリング
周波数Ｍ・fs＝ｄ・fsの精度で精密なフィルタ演算を行
うにもかかわらず、実際のフィルタ演算は低速のサンプ
リング周波数fsで行えばよいことになる。また、これに
関連して、第４図（ｂ）のようなサンプルデータを想定
するにはしても、実際にそのようなサンプリング周波数
Ｍ・fs＝ｄ・fsのｄクロックにつき１回のサンプリング
とｄ−１回のサンプル値“0"の挿入を行う処理を行う必
要は全くなく、サンプリング周波数fsに従ってアドレス
信号の整数部IADに応じて発生されたサンプルデータを
そのまま用いればよい。
これを更に図によって説明すると、この発明のフィルタ
演算は、第４図（ｂ）のようなサンプルデータに関し
て、アドレス信号の現在の位相CADに対応してフィルタ
演算を行うことと等価である。この場合、第４図（ｂ）
の各サンプルデータとｍ次のフィルタ係数の各次数（０
次〜ｍ−１次）との対応関係の一例と示すと、第４図
（ｃ）のようである。第４図（ｃ）はｍ次のFIR（有限
インパルス応答）のフィルタのローパスフィルタ特性の
インパルス応答の一例をエンベロープによって示すもの
である。このFIRフィルタの周波数ドメインはＭ・fs＝
ｄ・fsであり、ローパスフィルタ特性のカットオフ周波
数はサンプリング周波数fsに関する折返しノイズを除去
するためにfs/2以下に設定する。なお、フィルタ特性を
fs/2で急峻に零とすることは一般に難しく、どうしても
fs/2以上の信号成分が通過してしまい、それが折り返し
ノイズとなってしまうことがある。そこで、折り返しノ
イズが確実に生じないようにするためには、カットオフ
周波数をfs/2より更に低く設定するのがよい。第４図の
零では、ほぼfs/4としている。このインパルス応答にお
いて、所定の基準次数（例えば中央の次数）が現在のア
ドレス信号の位相CADに対応しているものとする。フィ
ルタ演算においては、第４図（ｂ）の各サンプルデータ
と第４図（ｃ）のフィルタ係数とのたたみこみが求めら
れる。その場合において、ｄ・fsの周波数ドメインにお
ける第４図（ｂ）のサンプルデータのうちサンプル値
“0"のものに関しては演算を行わない。すなわち、第４
図（ｂ）で有効なサンプル値を持っているサンプルデー
タとそれに対応する次数のフィルタ係数との演算だけを
行う。ｎ＝m/dの関係から、ｍ次のたたみこみにおいて
有効なサンプル値を持っているサンプルデータの数はｎ
である。図の例では、ｍ＝96,d＝16,n＝６であるものと
している。現在のアドレス信号の位相CADに対応して実
行したフィルタ演算によって得られるたたみこみ和は第
４図（ｄ）において実線で示されている。第４図（ｄ）
において破線で一部示したが、このようなたたみこみ和
つまりフィルタ出力信号がｄ・fsの周波数ドメインで、
第２図（ｃ）に示すのと同様に密に、発生される。な
お、前述と同様に、このたたみこみは実際はｎ＝６個の
サンプルデータに関してしか行われていないので、フィ
ルタ出力信号のレベルが本来の1/d＝1/16に低下する。
これに対処するには、フィルタ出力信号のレベルをｄ＝
16倍してやればよい。あるいは、フィルタ出力信号のレ
ベルをわざわざｄ＝16倍するまでもなく、本来の値のｄ
＝16倍のレベルを持つフィルタ係数を使用して演算を行
うようにしてもよい。
第４図（ｅ）は第４図（ｃ）のインパルス応答を持つFI
Rローパスフィルタの振幅−周波数特性を例示するもの
である。カットした周波数領域の成分が−80dB以下に減
衰されることが確かめられている。これはかなり高精度
なフィルタ特性である。第５図はそのようなFIRローパ
スフィルタの振幅−周波数特性の実測図である。第６図
は第５図の特性のFIRローパスフィルタを通した正弦波
信号のスペクトルの実測図である。ここから明らかなよ
うに、基本波以外のノイズ成分が確実に−80dB以下に減
衰されている。
第４図（ａ）〜（ｃ）の関係を整理すると、ｍ次のフィ
ルタ係数の各次数（０次〜ｍ−１次）が小数部FADの分
解能でアドレス信号の連続する値に対応しており、そこ
において所定の基準次数（例えば中央の次数ｋ）が現在
のアドレス信号の小数部FADの位置（つまり現在の位相C
ADの位置）に対応している。この現在のアドレス信号の
小数部FADに対するｎサンプル点分の各整数部IADの隔た
りに対応する量だけ前記基準次数から隔たっているｎ個
の次数を夫々飛び飛びに決定し、こうして現在のアドレ
ス信号の小数部に応じて決定されたｎ個の次数に対応す
るｎ個のフィルタ係数をフィルタ係数供給手段３により
供給するのである。
アドレス信号の現在の位相CADに対応する基準次数を中
央の次数ｋ（例えば、ｍ＝96のとき、つまり全次数が０
次〜ｍ−１＝95次のとき、中央の次数はｋ＝47次とす
る）とし、ｎ＝６とすると、「ｎサンプル点分のアドレ
ス信号の各整数部IAD」としては、現在のアドレス信号
の整数部IADの前後のｎ＝６個のサンプル点の整数部、
つまり第４図（ａ）に示すIAD−2,IAD−1,IAD,IAD＋1,I
AD＋2,IAD＋３がそれに該当する。このｎサンプル点分
の各整数部IAD−2,IAD−1,IAD,IAD＋1,IAD＋2,IAD＋３
の隔たりに対応する量だけ基準次数（ｋ＝47次）から隔
たっているｎ＝６個の次数は、一般的には次のように飛
び飛びに決定される。
IAD−２に対応する次数:k−FAD−2d IAD−１に対応する次数:k−FAD−ｄ IAD に対応する次数:k−FAD IAD＋１に対応する次数:k−FAD＋ｄ IAD＋２に対応する次数:k−FAD＋2d IAD＋３に対応する次数:k−FAD＋3d 勿論、上記は一例にすぎず、別の定義の仕方も可能であ
り、また、上記のように定義してもk,d,nの決め方によ
っては、上記とは別の種々の特異解が生じることがあ
る。例えば、同じ条件下でもｋ＝46とした場合は、現在
のアドレス信号の整数部IADの３サンプル点前のIAD−３
に対応する次数をｋ−FAD−3dなる定義のもとに決定し
なければならない場合もある。
フィルタ係数供給手段３では、上記のようなテーブルを
具える、あるいは上記のような式を実行する演算回路を
具えるなりして、現在のアドレス信号の小数部FADに応
じてｎ個の次数を決定し、決定したｎ個の次数に対応す
る係数データを夫々供給する。
このフィルタ係数供給手段３とディジタルフィルタ演算
手段４の内部構成の一例を幾分詳しく示すと、第７図の
ようである。フィルタ係数供給手段３は、ｍ次のフィル
タ係数の各次数（０次〜ｍ−１次）を発生するフィルタ
係数発生手段3aと、このｍ次のフィルタ係数のうちｎ個
を上記アドレス信号の小数部FADの値に応じて選択する
選択手段3bとを具えている。選択手段3bは、例えば、上
述のテーブルを具えており、アドレス信号の小数部FAD
の値に応じてｎサンプル点分の各整数部IAD−2,IAD−1,
IAD,IAD＋1,IAD＋2,IAD＋３に対応する次数ｋ−FAD−2
d,k−FAD−d,k−FAD,k−FAD＋d,k−FAD＋2d,k−FAD＋3d
をこのテーブルにより決定し、この飛び飛びの各次数に
対応するフィルタ係数ｈ（ｉ−2d）,h（ｉ−ｄ）,h
（ｉ）,h（ｉ＋ｄ）,h（ｉ＋2d）,h（ｉ＋3d）を選択し
出力する。
第７図では、ディジタルフィルタ演算手段４はFIRフィ
ルタ構成からなり、楽音波形データ発生手段２からアド
レス信号の整数部IADに応じて発生される楽音波形デー
タをサンプリング周波数fsのクロックパルスφ（fs）に
よって遅延する遅延手段4aを具えている。この遅延手段
4aは、ｎサンプル点分の各整数部IAD−2,IAD−1,IAD,IA
D＋1,IAD＋2,IAD＋３に対応するサンプルデータＸ（Ii
−２）,X（Ii−１）,X（Ii）,X（Ii＋１）,X（Ii＋
２）,X（Ii＋３）を供給する。これらのサンプルデータ
Ｘ（Ii−２）,X（Ii−１）,X（Ii）,X（Ii＋１）,X（Ii
＋２）,X（Ii＋３）が乗算器4b1〜4b6に入力され、選択
手段3bから与えられるフィルタ係数ｈ（ｉ−2d）,h（ｉ
−ｄ）,h（ｉ）,h（ｉ＋ｄ）,h（ｉ＋2d）,h（ｉ＋3d）
と乗算される。乗算器4b1〜4b6の出力は加算器4cで加算
され、この加算出力がFIRフィルタ出力として出力され
る。なお、現サンプル点として取扱うサンプルデータＸ
（Ii）が遅延手段4aで遅延されているため、選択手段3b
から与えるフィルタ係数ｈ（ｉ−2d）〜ｈ（ｉ＋3d）を
これに応じて適宜遅延して乗算器4b1〜4b6に与えるよう
にするとよい。
ここで、上述した第４図（ａ）〜（ｃ）の関係を別の表
現で整理すると、アドレス信号における小数部の分割数
ｄ（上記の設例ではｄ＝16）に応じてｎ＝m/dなる関係
でｎ（上記の設例ではｎ＝６）を決定し、決定すべきｎ
個のフィルタ係数はｄの間隔で順次離隔したｎ個の次数
に夫々対応するものからなり、現在のアドレス信号の小
数部FADの値に応じて前記ｎ個の次数を夫々決定し、こ
うして現在のアドレス信号の小数部FADに応じて決定さ
れたｎ個の次数に対応するｎ個のフィルタ係数をフィル
タ係数供給手段３により供給するのである。
こうして、この発明によれば、ｍ次フィルタのたたみこ
み演算において、本来なら全次数ｍの係数データにつき
演算を行わねばならないところを、ｎ＝m/d個の係数デ
ータに関してのみ演算を行えばよく、演算規模を1/dに
縮小することができる。しかも、実際の演算におけるサ
ンプリング周波数はfsでありながら、ｄ・fsの高分解能
でディジタルフィルタ演算を行ったのと等価の結果が得
られる。
次に、回路構成規模をあまり拡大すること無くフィルタ
演算の精度を向上することについて説明する。ｍ次分の
フィルタ係数を用いてそのｑ倍の次数つまりｑ・ｍ次の
フィルタ演算を行うには、ｍ次分のフィルタ係数の隣接
するものの間で夫々分解能ｑの補間を行い、これにより
ｑ・ｍ次分のフィルタ係数を密に発生させるようにすれ
ばよい。このようなｑ倍の補間により、ディジタルフィ
ルタ演算における等価的なサンプリング周波数はｑ・ｄ
・fsという高分解能となり、フィルタ次数はｑ・ｍ次と
なるので、フィルタ演算の精度をかなり向上させること
ができる。
次に、この発明のより具体的な実施例について第８図を
参照して説明する。
第８図の実施例では、アドレス信号の小数部FADの分割
数をｄ＝16とし、フィルタの次数をｍ＝96とし、ｎ＝６
となるようにしている。そして、更に、ｍ次のフィルタ
係数の隣接するものの間で夫々分解能ｑ＝４の補間を行
い、これによりｑ・ｍ次＝348次分のフィルタ係数を密
に発生させるようにしている。従って、アドレス信号の
小数部FADは、基本的には分割数ｄ＝16＝２4に対応する
４ビットのデータからなり、これに更に下位２ビットを
付加して分解能ｑ＝４の補間ステップを指示するように
している。従って、この実施例の場合、アドレス信号の
小数部FADは６ビットのデータからなる。また、サンプ
リング周波数はfs＝50kHzに固定されており、ピッチ非
同期で楽音信号を発生するようになっている。また、こ
の実施例ではディジタルフィルタは前述と同様に折返し
ノイズの除去するためのローパスフィルタ特性のFIRフ
ィルタとして構成されている。
鍵盤10は発生すべき楽音の音高を指定するための複数の
鍵を具えている。鍵盤10で押圧されて鍵はキーアサイナ
11において検出され、押圧鍵に対応する楽音を発生すべ
きことが複数の楽音発生チャンネルの何れかに割合てら
れる。楽音発生チャンネル数は一例として８であり、各
チャンネルは共通の楽音発生手段を時分割共用すること
により確立されるようになっている。キーアサイナ11
は、各チャンネルに割当てた鍵のキーコードKCとキーオ
ン信号KON及びキーオンパルスKONPをチャンネルタイミ
ングに対応して時分割的に出力する。
アドレス信号発生回路12はキーアサイナ11からのキーコ
ードKCとキーオンパルスKONPを受けて、各チャンネルに
割当てられた鍵の音高に対応するレートで変化するアド
レス信号を各チャンネルタイミングに対応して時分割的
に発生する。このアドレス信号は、前述の通り整数部IA
Dと小数部FADとからなっている。整数部IADは、例え
ば、18ビットのデータからなり、楽音波形メモリ13に準
備された複数周期から成る楽音波形の連続的なサンプル
点を指定するものであり、小数部FADは前述の通り６ビ
ットのデータである。一例として、楽音波形メモリ13
は、アタック部の複数周期波形のデータと持続部の複数
周期波形のデータとを記憶しているとすると、アドレス
信号発生回路12では、キーオンパルスKONPをトリガとし
てアタック部の複数周期波形データを１回読み出し、続
いて持続部の複数周期波形データを繰返し読み出すよう
に、アドレス信号を発生する。なお、アドレス信号発生
回路12におけるアドレス信号発生方式は、周波数ナンバ
を繰返し演算する方式や可変分周方式、あるいはノート
クロックをカウントする方式など、どのような方式を用
いてもよい。
鍵盤10に関連してタッチ検出装置14が設けられており、
押圧鍵のタッチを検出する。
楽音波形メモリ13は、一例として、前述のように複数周
期波形のサンプルデータを記憶しており、そのような波
形サンプルデータを音色選択回路15で選択可能な音色に
対応して複数組記憶している。また、音高に応じた音色
のキースケーリング制御あるいは鍵タッチに応じた音色
の制御のために、更に複数組の波形サンプルデータを記
憶していてもよい。そのために、音色選択コードTC,キ
ーコードKC,タッチデータTDが楽音波形メモリ13に入力
されており、これらに応じて読み出すべき波形が選択さ
れ、これがアドレス信号の整数部IADに応じて読み出さ
れる。
アドレス信号発生回路12から発生されたアドレス信号の
整数部IADのデータは楽音波形メモリ13の位相アドレス
入力に加わるが、これは直接加わるのではなく、演算器
（引算器16,加算器17）を経由して加わる。この演算器1
6,17は、ディジタルフィルタにおけるサンプルデータ遅
延手段（第７図の4aに該当するもの）と等価的な働きを
なすものである。すなわち、この実施例では、楽音波形
メモリ13から発生したサンプルデータを実際に遅延する
ことによりｎ（＝６）サンプル点分の各整数部IAD−2,I
AD−1,IAD,IAD＋1,IAD＋2,IAD＋３に対応するサンプル
データを得ているのではなく、アドレス信号の整数部IA
Dのデータに対して演算器16,17で時分割的に−2,−1,0,
＋1,＋2,＋３を加算することによりｎ（＝６）サンプル
点分の各整数部IAD−2,IAD−1,IAD,IAD＋1,IAD＋2,IAD
＋３のアドレスデータを時分割的に発生し、これに応じ
てメモリ13を読みだすことによりこれらｎ（＝６）サン
プル点分の各整数部IAD−2,IAD−1,IAD,IAD＋1,IAD＋2,
IAD＋３に対応するサンプルデータを得ているのであ
る。
そのための演算タイミングについて詳しく示すと、第９
図のようであり、CACはサンプリング周波数fs＝50kHzの
周期で発生する計算サイクルパルスを示し、この１周期
を８分割して８チャンネルの時分割タイミングCH1〜CH8
が形成され、各チャンネルの時分割タイムスロットを夫
々６分割して６次分のフィルタ演算タイムスロットが形
成される。フィルタ演算タイムスロットの１周期はマス
タクロックパルスMCの１周期であり、このマスタクロッ
クパルスMCをモジュロ６のカウンタでカウントすること
により１チャンネルタイムスロット内の６個のフィルタ
演算タイムスロット0,1,2,3,4,5を区分するスロットカ
ウントデータSLCTRが得られる。SMCはフィルタ演算サイ
クルパルスであり、１周期が１チャンネルタイムスロッ
トに同期している。計算サイクルパルスCACが50kHzであ
るとすると、フィルタ演算サイクルパルスSMC400kHz、
マスタクロックパルスMCは2.4MHzである。上述の各パル
ス及びカウントデータはマスタクロック発生器22及びタ
イミング信号発生回路23から発生される。
引算器16では、現在のアドレス信号の整数部IADの２サ
ンプル点前のサンプル点の整数部の値IAD−２を求める
ために、IADから２を引算するものである。こうして求
められたデータIAD−２は加算器17に入力され、スロッ
トカウントデータSLCTRが加算される。このスロットカ
ウントデータSLCTRは、第９図に示すように、１チャン
ネルタイムスロット内で0,1,2,3,4,5と変化するもので
あるから、１チャンネルタイムスロット内の６個のフィ
ルタ演算タイムスロット0,1,2,3,4,5に対応して、６サ
ンプル点分の各整数部IAD−2,IAD−1,IAD,IAD＋1,IAD＋
2,IAD＋３のアドレスデータが加算器17から時分割的に
発生される。これに応じて、メモリ13からこれら６サン
プル点分の各整数部IAD−2,IAD−1,IAD,IAD＋1,IAD＋2,
IAD＋３に対応するサンプルデータが時分割的に読み出
される。
メモリ13から読み出されたサンプルデータはフィルタ係
数乗算用の乗算器18に入力される。フィルタ係数はアド
レス信号の小数部FADに応じてフィルタ係数供給回路24
から後述するように供給される。乗算器18の出力はアキ
ュムレータ19に入力され、たたみこみ和が求められる。
このアキュムレータ19はマスタクロックパルスMCのタイ
ミングで（つまりスロットカウントデータSLCTRの各ス
テップ毎に）アキュムレータを行い、フィルタ演算サイ
クルパルスSMCのタイミングでクリアされる。アキュム
レータ値をクリアする直前に、今回の演算で求めたたた
みこみ和がラッチ回路20にラッチされる。これらの引算
器16,加算器17,乗算器18,アキュムレータ19,ラッチ回路
20の部分がFIR型のディジタルフィルタ演算回路21に相
当する。
フィルタ係数供給回路24は、ｍ＝96次のフィルタ係数
（０次〜95次）を夫々記憶したフィルタ係数メモリ25,2
6と、この96次のフィルタ係数のうちｎ＝６個をアドレ
ス信号の小数部FADの値に応じて選択するための選択手
段27と、補間回路28とを具えている。２系列のフィルタ
係数メモリ25,26は全く同じものであり、補間回路28に
おける補間のために隣接する２つのフィルタ係数を並列
的に読み出すために２系列のフィルタ係数メモリ25,26
が設けられている。このフィルタ係数メモリ25,26に記
憶するフィルタ係数のインパルス応答は例えば前出の第
４図（ｃ）に示すようなものであり、これによって実現
されるフィルタ特性は例えば前出の第４図（ｅ）または
第５図に示すようなローパスフィルタ特性であり、サン
プリング周波数fs＝50kHzの半分のfs/2＝25kHzをカット
オフ周波数としている。
選択手段27は、アドレス信号の小数部FADの値に応じ
て、ｎ＝６サンプル点分の各整数部IAD−2,IAD−1,IAD,
IAD＋1,IAD＋2,IAD＋３に対応する次数ｋ−FAD−2d,k−
FAD−d,k−FAD,k−FAD＋d,k−FAD＋2d,k−FAD＋3dを決
定し、決定した次数をアドレス信号としてフィルタ係数
メモリ25,26からフィルタ係数ｈ（ｉ−2d）,h（ｉ−
ｄ）,h（ｉ）,h（ｉ＋ｄ）,h（ｉ＋2d）,h（ｉ＋3d）を
選択的に読み出すものであり、この決定を演算によって
行うために引算器29,乗算器30,加算器31を具えている。
引算器29にアドレス信号の小数部FADの上位４ビットデ
ータを入力し、“15−FAD"の引算を行う。乗算器30には
スロットカウントデータSLCTRを入力し、“16×SLCTR"
の乗算を行う。引算器29と乗算器30の出力を加算器31で
加算し、上述の次数ｋ−FAD−2d,k−FAD−d,k−FAD,k−
FAD＋d,k−FAD＋2d,k−FAD＋3dを指示するデータを出力
する。スロットカウントデータSLCTRの各値０〜５に対
応する加算器31の出力つまり決定した次数は次の通りで
ある。下記表には夫々に対応する６サンプル点分の各整
数部の値IAD−2,IAD−1,IAD,IAD＋1,IAD＋2,IAD＋３も
示されている。
ｋ＝47,d＝16とすれば、上述のように定義した各次数ｋ
−FAD−2d,k−FAD−d,k−FAD,k−FAD＋d,k−FAD＋2d,k
−FAD＋3dが上記表のようになることが理解されよう。
従って、選択手段27における演算回路構成は、一般的に
は、“ｋ−FAD＋（SLCTR−２）×d"＝“47−FAD＋（SLC
TR−２）×16"なる演算式を実行するように構成すれば
よい。
加算器31の出力はそのままフィルタ係数メモリ25に入力
される一方で、加算器32で１加算されてフィルタ係数メ
モリ26に入力される。こうして、隣接する次数の２つの
フィルタ係数データがフィルタ係数メモリ25,26から読
み出される。この２つのフィルタ係数データは補間回路
28に入力され、アドレス信号の小数部FADの下位２ビッ
トデータに応じて４ステップの補間特性（例えば直線補
間特性）で補間される。こうしてメモリ25,26には実際
にはｍ＝96次分のフィルタ係数しか記憶されていない
が、補間により、ｑ・ｍ＝４×96＝384次分のフィルタ
係数を密に準備しているのと等価である。補間回路28の
出力は前記乗算器18に入力される。なお、４倍の補間に
より、補間回路28からスロットカウントデータSLCTRの
各タイミングに対応して出力されるフィルタ係数の次数
は実質的には下記表のように変更されている。
なお、第１表ではFADはモジュロ16（ｄ＝16）である
が、第２表ではFADはモジュロ64（ｄ＝64）である。
ラッチ回路20から出力されたフィルタ演算出力信号は乗
算器33に与えられ、エンベロープ発生器34から与えられ
る振幅エンベロープ信号が乗算される。エンベロープ発
生器34は、キーコードKC,音色選択コードTC,タッチデー
タTDに応じて制御されたエンベロープ波形信号をキーオ
ン信号KONに基づき発生する。乗算器33の出力はアキュ
ムレータ35に入力され、全チャンネルのサンプルデータ
の合計が求められる。このアキュムレータ35はフィルタ
演算サイクルパルスSMCのタイミングで（つまり各チャ
ンネルタイミング毎に）アキュムレートを行い、計算サ
イクルパルスCACのタイミングでクリアされる。アキュ
ムレート値をクリアする直前に、今回求めた全チャンネ
ルのサンプルデータの合計がラッチ回路36にラッチされ
る。
ラッチ回路36から出力される楽音信号のサンプリング周
波数はfs＝50kHzであり、ディジタルフィルタ演算回路2
1におけるfs/2＝25kHzをカットオフ周波数とするローパ
スフィルタ特性のフィルタリングによって折返しノイズ
が確実に除去されている。ラッチ回路36の出力信号はデ
ィジタル／アナログ変換器37でアナログ信号に変換さ
れ、サウンドシステム38に至る。また、ラッチ回路36の
出力信号は、例えばリバーブ，エコーその他の楽音効果
を付与するためのディジタル効果回路39に入力され、楽
音効果が付与された後、ディジタル／アナログ変換器37
でアナログ信号に変換され、サウンドシステム38に与え
られる。
なお、前述のようにフィルタ出力信号のレベルが本来の
1/d＝1/16に低下することへの対処は、フィルタ係数メ
モリ25,26に記憶するフィルタ係数のレベルを予め16倍
にしておくか、補間回路28から乗算器18に与えられる係
数データを４ビット上位にシフトしてやればよい。
次に、第８図の構成に比べて回路構成規模をそれほど拡
張することなく、フィルタ演算の精度を向上させる実施
例について説明する。
第８図の実施例においては、第４図（ａ）に示すような
サンプリング周波数fs＝50kHzの楽音波形サンプルデー
タを、見掛け上ｄ・fs＝16×50＝800kHzのドメインのサ
ンプリング周波数とするために、第４図（ｂ）に示すよ
うにｄ・fs＝800kHzのクロックのｄ回につきｄ−１回の
割合でサンプル値“0"を挿入したものとみなして処理
し、サンプル値“0"に対応する次数に関してはフィルタ
演算を省略している。これに対して、以下述べる第11図
の実施例では、第４図（ａ）に示すようなサンプリング
周波数fs＝50kHzの楽音波形サンプルデータを、第10図
（ａ）に示すようなｄ・fs＝800kHzのドメインで０次ホ
ールドした状態のデータであると解釈し、サンプリング
周波数ｄ・fs＝800kHzの全サンプル点で有効な値をもつ
サンプルデータに対して前記実施例と同様に簡略化され
たフィルタ演算を施すのである。
第10図（ｂ）は第４図（ｃ）と同様のｍ＝96次のローパ
スフィルタ特性のインパルス応答を例示するものであ
る。前述と同様に現在のアドレス信号の位相CADを所定
の基準次数ｋ（例えば中間の47次）に対応させて、第10
図（ａ）のサンプルデータと第10図（ｂ）のインパルス
応答のたたみこみ和を求める。このたたみこみ和は、一
般的には、 と表わされる。ここで、ｘ（ωｓ′）は現在のアドレス
信号の位相CADに対応するたたみこみ和、ｈ（95−ｉ）
はフィルタ係数、Ｗ（ｉ）はｄ・fs＝800kHzのドメイン
のサンプル値つまり第10図（ａ）の各サンプル点のサン
プルデータである。
第10図（ａ）に示す波形のスペクトルエンベロープは第
10図（ｃ）のようである。不要な高調波成分が減衰して
おり、都合が良い。従って、上記式に従って得られるフ
ィルタ出力信号においても不要な折返し成分が十分に減
衰したものとなる。
ところで、上記のような一般式では96回の積和が必要で
あるが、第10図（ａ）の波形サンプルデータにおいては
同じ振幅がｄ＝16回続いているので、これを一まとめに
して演算を行えば、積和の回数を７回に減らすことがで
き、第８図の実施例の６回とあまり変わらない演算規模
に縮小することができる。つまり、第10図（ａ）を参照
すると、アドレス信号の整数部IAD−２とIAD−１の間で
同じ波形サンプルデータがｄ＝16回続いており、これを
一まとめにして１回の係数乗算で済ますことができ、IA
D−１とIADの間も同様、IADとIAD＋１の間も同様、IAD
＋１とIAD＋２の間も同様、IAD＋２とIAD＋３の間も同
様、である。そして、IAD−３とIAD−２の間ではｄ＝16
よりも少ない回数だけ同じ波形サンプルデータが続いて
おり、これを一まとめにして１回の係数乗算で済ますこ
とができ、また、IAD＋３とIAD＋４の間も同様、であ
る。従って、合計７回の積和で上記式と等価のたたみこ
みを行うことができる。
そのために、第11図の実施例では、同じ波形サンプルデ
ータに対応する最大ｄ＝16個の次数のフィルタ係数を予
め合計しておき、これを１個のフィルタ係数データとし
て取扱って、１回の係数演算で積和を求めるようにして
いる。例えば、Ｗ・h0＋Ｗ・h1＋Ｗ・h2＋Ｗ・h3＋Ｗ・
h4＋Ｗ・h5＋Ｗ・h6の計算を７回の乗算で行う代わり
に、h0＋h1＋h2＋h3＋h4＋h5＋h6の合計値を予め準備し
ておき、Ｗ・（h0＋h1＋h2＋h3＋h4＋h5＋h6）という１
回の乗算で積和を求めるのである。
第11図において、第８図の実施例と同一の部分は同一符
号を付している。変更箇所は、第８図の引算器16,マス
タクロック発生器22,タイミング信号発生回路23,フィル
タ係数メモリ25,26に対応する引算器160,マスタクロッ
ク発生器220,タイミング信号発生回路230,フィルタ係数
メモリ250,260の部分である。前述のように、この実施
例では１サンプル点のフィルタ演算において７回の積和
演算を行うため、１チャンネルタイムスロット内のフィ
ルタ演算タイムスロットは７個必要であり、演算タイミ
ングは第12図のように変更される。
第12図において、計算サイクルパルスCACは前述と同様
にサンプリング周波数fs＝50kHzの周期で発生し、この
１周期を８分割して８チャンネルの時分割タイミングCH
1〜CH8が形成されることも前述と同様であるが、各チャ
ンネルの時分割タイムスロットは夫々７分割されて７個
のフィルタ演算タイムスロットが形成される。スロット
カウントデータSLCTRは、この実施例においては１チャ
ンネルタイムスロット内の７個のフィルタ演算タイムス
ロット0,1,2,3,4,5,6を区別するように変更される。マ
スタクロックパルスMCをモジュロ７のカウンタでカウン
トすることにより１チャンネルタイムスロット内の７個
のフィルタ演算タイムスロット０〜６を区別するスロッ
トカウントデータSLCTRが得られる。従って、マスタク
ロックパルスMCの周波数は2.8MHzに変更される。これに
従ってマスタクロック発生器220及びタイミング信号発
生回路230の構成が変更されている。
また、１回のフィルタ演算で７サンプル点分のアドレス
信号の整数部に対応するサンプルデータに関して演算を
行うので、現アドレス信号の整数部IADの３サンプル点
前の整数部IAD−３に対応するサンプルデータが余分に
必要となってくる。そこで、第８図の引算器16に対応す
る第11図の引算器160では、現アドレス信号の整数部IAD
から３を引算して“IAD−3"を求めるように変更されて
いる。
フィルタ係数メモリ250,260は、ｍ＝96次のフィルタ係
数のうち１又は複数のフィルタ係数の合計に対するフィ
ルタ係数グループ値を予め記憶しており、前述と同様に
両メモリ250,260は同じ記憶内容である。メモリ250,260
に予め記憶しておくフィルタ係数グループ値は、第３表
に示すように、全次数に関数ｄ＝16個毎の次数のフィル
タ係数を合計したもの（これは81組あり、一例としてア
ドレス16〜96に記憶されている）と、第10図（ｂ）のイ
ンパルス応答の左端のためのｄ＝16個未満のフィルタ係
数を合計したもの（これは15組あり、一例としてアドレ
ス１〜15に記憶されている）と、同インパルス応答の右
端のためのｄ＝16個未満のフィルタ係数を合計したもの
（これは15組あり、一例としてアドレス97〜111に記憶
されている）、の111組からなる。なお、アドレス０に
は“0"を記憶しておくが、これはアドレスデータを発生
する選択手段27を第８図と同一構成にしたために生じた
設計上の事項であるにすぎない。なお、基準とする中間
次数（47次）のデータは47〜62次のフィルタ係数の合計
値であり、これはアドレス63に記憶されているものとす
る。
この構成において、スロットカウントデータSLCTRの各
値０〜６に対応して選択手段27の加算器31から出力され
るデータは、次数そのものを表わしているのではなく、
前記第３表に示すようなフィルタ係数メモリ250,260の
アドレスを表わしている。アドレス信号の小数部FADに
応じてスロットカウントデータSLCTRの各値０〜６に対
応して選択手段27の加算器31から出力される係数アドレ
スデータの値は下記第４表の通りである。下記表には夫
々に対応する７サンプル点分の各整数部IAD−3,IAD−2,
IAD−1,IAD,IAD＋1,IAD＋2,IAD＋３も示されている。
この場合のメモリ読み出しの考え方は、前述の実施例と
同様に、基準とする中間次数（47次）に対応するアドレ
ス63に記憶した係数データ（47〜62次のフィルタ係数の
合計値）を現在のアドレス信号の小数部FADに対応さ
せ、この現在のアドレス信号の小数部FADに対する７サ
ンプル点分の各整数部IAD−3,IAD−2,IAD−1,IAD,IAD＋
1,IAD＋2,IAD＋３の隔たりに対応する量だけ前記基準の
アドレス63から隔たっている７個の係数メモリアドレス
を夫々飛び飛びに決定し、こうして決定した７個の係数
メモリアドレスから７組のフィルタ係数グループ値デー
タを夫々読み出すようにするのである。また、前述と同
様に、隣接するアドレスのフィルタ係数グループ値デー
タが両メモリ250,260から並列に読み出され、補間が行
われるようにもなっている。
第３表と第４表を参照すると、例えば、アドレス信号の
小数部FADが「６」ならば、SLCTRが０のとき係数メモリ
アドレスが９であり、０〜８次のフィルタ係数の合計デ
ータがフィルタ係数メモリ250から読み出され、SLCTRが
１のときはアドレスが25で９〜24次のフィルタ係数の合
計データが、SLCTRが２のときはアドレスが41で25〜40
次のフィルタ係数の合計データが、SLCTRが３のときは
アドレスが57で41〜56次のフィルタ係数の合計データ
が、SLCTRが４のときはアドレスが73で57〜72次のフィ
ルタ係数の合計データが、SLCTRが５のときはアドレス
が89で73〜88次のフィルタ係数の合計データが、SLCTR
が６のときはアドレスが105で89〜95次のフィルタ係数
の合計データが、夫々読み出される。このように７組の
フィルタ係数グループ値によって０〜95次の全フィルタ
係数がカバーされている。
以上の通り、第11図の実施例によれば、第10図（ａ）に
示すようなｄ・fs＝800kHzのドメインで０次ホールドし
た状態のサンプルデータに対するｍ＝96次の全てのフィ
ルタ係数の積和を求める演算を、実際にはたった７回だ
けの演算で遂行することができる。従って、簡単な構成
でありながら、折返し成分を十分に減衰させたスペクト
ル構成の波形データを用いて、精度の良いフィルタ演算
を行うことができる。
なお、第８図，第11図の実施例では、ディジタルフイル
タ演算回路21において、サンプルデータを遅延する手段
として遅延回路を実際に設けるかわりに楽音波形メモリ
13のアドレスを制御する演算器を設けているが、これは
第７図のように遅延回路を実際に設けるようにしてもよ
い。
また、楽音波形サンプルデータ発生手段として、複数周
期波形を記憶した楽音波形メモリ13を用いているが、こ
れに限らず、単に１周期波形を記憶した楽音波形メモ
リ、あるいは周波数変調演算によって楽音波形サンプル
データを発生する方式、あるいは振幅変調演算によって
楽音波形サンプルデータを発生する方式、あるいはアド
レスデータをデータ変換して楽音波形サンプルデータを
発生する方式など、どのような方式のものを用いても良
い。
また、上記実施例では、各チャンネルの楽音発生及びフ
ィルタ演算を時分割処理方式によって行っているが、こ
れは並列処理であってもよい。また、複音発生方式に限
らず、単音発生方式であってもよい。
また、第８図，第11図の実施例において、音色選択コー
ドTC,キーコードKC,タッチデータTDに応じた波形を楽音
波形メモリ13で選択するには、これらのデータTC,KC,TD
を楽音波形メモリ13に入力せずに、アドレス信号発生回
路12に入力し、アドレス信号の上位ビットによって選択
できるように該アドレス信号発生回路12を構成してもよ
い。
なお、第４図（ｃ）あるいは第10図（ｂ）のように中間
の次数を中心にして対称形をなしたインパルス応答の場
合、フィルタ係数を全次数分メモリに記憶しておく必要
はなく、半分だけ記憶しておき、対称位置にある同じ値
のフィルタ係数を異なる次数間で共用するようにしても
よい。
また、フィルタ係数メモリ25,26または250,260を１個に
し、補間用の２つの隣接する係数データを時分割で読み
出すようにしてもよい。その場合、マスタクロックパル
スMCの周波数を２倍にして、１つのフィルタ演算タイム
スロット内に補間用の２つの時分割タイムスロットを形
成する。
第８図，第11図の実施例では、フィルタ係数メモリから
読み出したフィルタ係数を４ステップで補間している
が、補間ステップ数はこれに限らない。また、補間を行
わなくてもよい。
また、フィルタ演算形式は、上述のFIR型に限らず、IIR
（無限インパルス応答）型やその他の形式であってもよ
い。
また、この発明で使用するディジタルフィルタの用途
は、上記実施例のような折返しノイズ除去の用途に限ら
ず、音色制御等その他の用途であってもよい。その場
合、音色選択コードTC、キーコードKC、タッチデータTD
等に応じてフィルタ特性を選択するようにする。つま
り、フィルタ係数メモリに複数のフィルタ特性に対応す
るフィルタ係数データを夫々記憶しておき、音色選択コ
ードTC、キーコードKC、タッチデータTD等に応じて所望
の音色を実現するフィルタ係数データの組を選択し、こ
れをアドレス信号の小数部に応じて読み出すようにする
のである。
また、キーコードKCに応じた音色キースケーリング制御
やタッチデータTDに応じた音色制御の際に、メモリに予
め記憶しておくフィルタ係数データの数を少なくしてお
き、このフィルタ係数データをキーコードKCやタッチデ
ータTDに応じて補間することによりフィルタ係数を密に
発生するようにしてもよい。
また、この発明に係る楽音信号発生装置を複数系列設
け、各系列で発生する楽音信号をキーコードKCやタッチ
データTDに応じて補間合成するようにしてもよい。
上記実施例では、サンプリング周波数が楽音信号のピッ
チに無関係に常に一定であるピッチ非同期方式によって
楽音波形サンプルデータを発生しているが、サンプリン
グ周波数が楽音信号のピッチに同期するピッチ同期方式
によって楽音波形サンプルデータを発生する場合におい
てもこの発明を適用することができる。
また、楽音波形メモリに記憶した波形サンプルデータを
全て読み出さずに、高音域では例えば２回に１回あるい
は４回に１回というように間引いて読み出すようにアド
レス信号を制御するようにしてもよい。
〔発明の効果〕
以上の通り、この発明によれば、発生すべき楽音の音高
に対応して変化するアドレス信号の整数部に応じて楽音
波形サンプルデータを発生し、このアドレス信号の小数
部に応じてｍ次のフィルタ係数に対応する係数データの
うちｎ個（ただしｎ＜ｍ）を選択し、このｎ個の係数デ
ータとアドレス信号の整数部に対応して発生されたｎサ
ンプル点分の楽音波形データとを用いて、ｍ次のフィル
タ演算をｎサンプル点分の楽音波形データに関して行う
ようにしたので、実際に楽音波形データ発生手段で準
備する楽音波形サンプルデータの分解能はアドレス信号
の整数部に対応する比較的粗いものであっても良い、と
いうことにより回路構成の簡単化を図ることができると
いう利点、及び実際にはｍよりも少ないｎサンプル点
分の楽音波形データに対応する限られた次数に関してフ
ィルタ演算を行えばよい、ということによりディジタル
フィルタ回路の構成の簡単化をも図ることができるとい
う利点、の両方を享受できると共に、実質的なフィル
タ演算はアドレス信号の小数部の分解能を持つ精度の良
い楽音波形サンプルデータに対してｍ次の精密なフィル
タ演算を行ったのと等価となる、ということにより、高
分解能の楽音波形サンプルデータに対する精密なフィル
タ演算によってもたらされる種々の利点、例えば、不要
なノイズ成分を確実にカットし、良質の楽音信号を得る
ことができるという利点、をも享受することができる、
という優れた効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
第１図はこの発明に係る楽音信号発生装置の一実施例の
基本的な構成を示すブロック図、 第２図は一般的なサンプリング周波数変換理論に基づく
各段階の波形サンプルデータの一例を示す波形図、 第３図は第２図の各波形サンプルデータのスペクトルエ
ンベロープの一例を示す図、 第４図はこの発明におけるディジタルフィルタ演算動作
を原理的に説明するための図、 第５図はこの発明に従って実現したFIRローパスフィル
タの振幅−周波数特性の一例を実測して示す図、 第６図は第５図の特性のローパスフィルタを通した正弦
波信号のスペクトルを示す実測図、 第７図は第１図におけるフィルタ係数供給手段及びディ
ジタルフィルタ演算手段の一例を示すブロック図、 第８図はこの発明に係る楽音信号発生装置のより具体的
な実施例を示すブロック図、 第９図は第８図の実施例における演算その他動作のタイ
ミング関係を示すタイミングチャート、 第10図はこの発明の別の実施例におけるディジタルフィ
ルタ演算動作を説明するための図、 第11図は第10図に関連するこの発明の別の実施例を示す
ブロック図、 第12図は第11図の実施例における演算その他動作のタイ
ミング関係を示すタイミングチャート、である。 １……アドレス信号発生手段、２……楽音波形サンプル
データ発生手段、３……フィルタ係数供給手段、４……
ディジタルフィルタ演算手段、3a……フィルタ係数発生
手段、3b,27……選択手段、4a……遅延手段、4b1〜4b6
……乗算器、4c……加算器、12……アドレス信号発生回
路、13……楽音波形メモリ、21……ディジタルフィルタ
演算回路、24……フィルタ係数供給回路、25,26,250,26
0……フィルタ係数メモリ。

Claims (9)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】発生すべき楽音の音高に対応するレートで
    変化する整数部と小数部とからなるアドレス信号を発生
    するアドレス信号発生手段と、 上記アドレス信号の整数部に応じて楽音波形サンプルデ
    ータを発生する楽音波形データ発生手段と、 所定次数からなるフィルタ係数を発生可能なフィルタ係
    数発生手段及びこのフィルタ係数発生手段から発生され
    たフィルタ係数を補間することにより前記所定次数より
    も多いｍ次のフィルタ係数が発生可能なフィルタ係数補
    間手段を有し、上記アドレス信号の小数部に応じて前記
    フィルタ係数発生手段でのフィルタ係数の発生及びフィ
    ルタ係数補間手段での補間を制御することにより、ｍ次
    のフィルタ特性を実現するための連続する各次数に対応
    するｍ個のフィルタ係数の中からｎ個（ただしｎ＜ｍ）
    の係数データを選択して供給するフィルタ係数供給手段
    と、 このｎ個の係数データと上記楽音波形データ発生手段で
    発生されたｎサンプル点分の楽音波形データとを用い
    て、ｍ次のフィルタ演算をｎサンプル点分の楽音波形デ
    ータに関して行うディジタルフィルタ演算手段と を具えた楽音信号発生装置。
  2. 【請求項２】発生すべき楽音の音高に対応するレートで
    変化する整数部と小数部とからなるアドレス信号を発生
    するアドレス信号発生手段と、 上記アドレス信号の整数部に応じて楽音波形サンプルデ
    ータを発生する楽音波形データ発生手段と、 ｍ次のフィルタ特性を実現するための連続する各次数に
    対応するｍ個のフィルタ係数の中から上記アドレス信号
    の小数部に応じてｎ個（ただしｎ＜ｍ）の係数データを
    選択して供給するフィルタ係数供給手段と、 上記楽音波形データ発生手段で発生された楽音波形デー
    タをｎサンプル点分順次記憶する記憶手段と、 上記フィルタ係数供給手段から供給される前記ｎ個の係
    数データと上記記憶手段に記憶されたｎサンプル点分の
    楽音波形データとを用いて、ｍ次のフィルタ演算をｎサ
    ンプル点分の楽音波形データに関して行うディジタルフ
    ィルタ演算手段と を具えた楽音信号発生装置。
  3. 【請求項３】前記フィルタ係数供給手段は、ｍ次のフィ
    ルタ係数を発生するフィルタ係数発生手段と、このｍ次
    のフィルタ係数のうちｎ個を上記アドレス信号の小数部
    の値に応じて選択する選択手段とを具えるものである特
    許請求の範囲第２項記載の楽音信号発生装置。
  4. 【請求項４】ｍ次のフィルタ係数の各次数が前記アドレ
    ス信号の小数部の分解能に対応しており、現在のアドレ
    ス信号の小数部の値に応じて、該小数部の値を基準にし
    て前記ｍ次のフィルタ係数の中からｎ個の次数を夫々飛
    び飛びに決定し、このｎ個の次数に夫々対応するｎ個の
    フィルタ係数を前記フィルタ係数供給手段が供給する特
    許請求の範囲第２項又は第３項記載の楽音信号発生装
    置。
  5. 【請求項５】前記アドレス信号における小数部の分割数
    ｄに応じてｎ＝m/dなる関係でｎを決定し、前記ｎ個の
    フィルタ係数はｄの間隔で順次離隔したｎ個の次数に夫
    々対応するものからなり、現在のアドレス信号の小数部
    の値に応じて前記ｎ個の次数を夫々決定し、こうして現
    在のアドレス信号の小数部に応じて決定されたｎ個の次
    数に対応するｎ個のフィルタ係数を前記フィルタ係数供
    給手段が供給する特許請求の範囲第２項又は第３項記載
    の楽音信号発生装置。
  6. 【請求項６】発生すべき楽音の音高に対応するレートで
    変化する整数部と小数部とからなるアドレス信号を発生
    するアドレス信号発生手段と、 上記アドレス信号の整数部に応じて楽音波形サンプルデ
    ータを発生する楽音波形データ発生手段と、 ｍ次のフィルタ特性を実現するための連続する各次数に
    対応するｍ個のフィルタ係数に基づき各次数毎にそれに
    連続する所定の複数次数のフィルタ係数の合計に対応す
    るフィルタ係数グループ値を夫々供給するためのもので
    あって、上記アドレス信号の小数部に応じてｎ個（ただ
    しｎ＜ｍ）のグループの前記フィルタ係数グループ値を
    選択して供給するフィルタ係数供給手段と、 このｎ個のフィルタ係数グループ値と上記楽音波形デー
    タ発生手段で発生されたｎサンプル点分の楽音波形デー
    タとを用いて、ｍ次のフィルタ演算をｎサンプル点分の
    楽音波形データに関して行うディジタルフィルタ演算手
    段と を具えた楽音信号発生装置。
  7. 【請求項７】前記フィルタ係数供給手段は、複数のグル
    ープに対応する前記フィルタ係数グループ値を発生する
    フィルタ係数発生手段と、この複数のグループに対応す
    る前記フィルタ係数グループ値のうちｎグループのフィ
    ルタ係数グループ値を上記アドレス信号の小数部の値に
    応じて選択する選択手段とを具えるものである特許請求
    の範囲第６項記載の楽音信号発生装置。
  8. 【請求項８】ｍ次のフィルタ係数の各次数が前記アドレ
    ス信号の小数部の分解能に対応しており、現在のアドレ
    ス信号の小数部の値に応じて、該小数部の値を基準にし
    て前記ｍ次のフィルタ係数の中からｎ個の次数を夫々飛
    び飛びに決定し、このｎ個の各次数に夫々対応するｎグ
    ループの前記フィルタ係数グループ値を前記フィルタ係
    数供給手段が供給する特許請求の範囲第６項記載の楽音
    信号発生装置。
  9. 【請求項９】発生すべき楽音の音高に対応するレートで
    変化する整数部と小数部とからなるアドレス信号を発生
    するアドレス信号発生手段と、 上記アドレス信号の整数部に応じて楽音波形サンプルデ
    ータを発生する楽音波形データ発生手段と、 異なる音色制御特性を示す複数のフィルタ特性の中から
    前記楽音の音高に対応するフィルタ特性を選択し、選択
    されたフィルタ特性に対応するｍ次のフィルタ特性を実
    現するための連続する各次数に対応するｍ個のフィルタ
    係数の中から上記アドレス信号の小数部に応じてｎ個
    （ただしｎ＜ｍ）の係数データを選択して供給するフィ
    ルタ係数供給手段と、 このｎ個の係数データと上記楽音波形データ発生手段で
    発生されたｎサンプル点分の楽音波形データとを用い
    て、ｍ次のフィルタ演算をｎサンプル点分の楽音波形デ
    ータに関して行うディジタルフィルタ演算手段と を具えた楽音信号発生装置。
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