JPH0754440B2 - 音声分析合成装置 - Google Patents
音声分析合成装置Info
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- JPH0754440B2 JPH0754440B2 JP61134571A JP13457186A JPH0754440B2 JP H0754440 B2 JPH0754440 B2 JP H0754440B2 JP 61134571 A JP61134571 A JP 61134571A JP 13457186 A JP13457186 A JP 13457186A JP H0754440 B2 JPH0754440 B2 JP H0754440B2
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Classifications
-
- G—PHYSICS
- G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
- G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
- G10L19/00—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis
- G10L19/04—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis using predictive techniques
- G10L19/08—Determination or coding of the excitation function; Determination or coding of the long-term prediction parameters
- G10L19/093—Determination or coding of the excitation function; Determination or coding of the long-term prediction parameters using sinusoidal excitation models
-
- G—PHYSICS
- G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
- G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
- G10L25/00—Speech or voice analysis techniques not restricted to a single one of groups G10L15/00 - G10L21/00
- G10L25/90—Pitch determination of speech signals
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は音声分析合成装置に関し、特に複数の線スペク
トルで表現したスペクトル包絡情報を含む音声パラメー
タをアナログ量の形式で伝送する音声分析合成装置の音
質改善に関する。
トルで表現したスペクトル包絡情報を含む音声パラメー
タをアナログ量の形式で伝送する音声分析合成装置の音
質改善に関する。
複数の線スペクトルで表現したスペクトル包絡情報、た
とえばLSP（Line Spectrum Pairs,線スペクトル対）
や、このLSPと密接な関連を有するものとして知られるC
SM（Composite Sinusoidalmodel,複合正弦波モデル）等
で表現したスペクトル包絡情報を含む音声パラメータを
アナログ量の形式で伝送する音声分析合成装置にあって
は、伝送帯域に特に余裕がある場合を除いてピッチ伝送
はピッチ周期，ピッチレベル等のパラメータデータを伝
送する形式で行なわれている。
とえばLSP（Line Spectrum Pairs,線スペクトル対）
や、このLSPと密接な関連を有するものとして知られるC
SM（Composite Sinusoidalmodel,複合正弦波モデル）等
で表現したスペクトル包絡情報を含む音声パラメータを
アナログ量の形式で伝送する音声分析合成装置にあって
は、伝送帯域に特に余裕がある場合を除いてピッチ伝送
はピッチ周期，ピッチレベル等のパラメータデータを伝
送する形式で行なわれている。
上述した、従来のこの種の音声分析合成装置には次のよ
うな問題点がある。
うな問題点がある。
すなわち、この種の音声分析合成装置は、ピッチ伝送に
関しては、伝送帯域に特に余裕がある場合以外はパラメ
ータ伝送形式がとられている。このパラメータ伝送によ
れば音源波形の伝送は行なわれないためピッチ励振時刻
の再生は得られず、従って合成音質にも限界があり、さ
らに元来この種の分析合成装置を利用する目的は帯域圧
縮もしくは帯域の有効利用にあり、広い伝送帯域を要求
する方法は合成音質の改善としても望ましくないという
問題がある。
関しては、伝送帯域に特に余裕がある場合以外はパラメ
ータ伝送形式がとられている。このパラメータ伝送によ
れば音源波形の伝送は行なわれないためピッチ励振時刻
の再生は得られず、従って合成音質にも限界があり、さ
らに元来この種の分析合成装置を利用する目的は帯域圧
縮もしくは帯域の有効利用にあり、広い伝送帯域を要求
する方法は合成音質の改善としても望ましくないという
問題がある。
本発明の目的は上述した欠点を除去し、線スペクトルの
位相をピッチ励振時刻に対応させて変化することによ
り、狭伝送帯域でもピッチ励振時刻を伝送し従って合成
音質を大幅に改善し得る音声分析合成装置を提供するこ
とにある。
位相をピッチ励振時刻に対応させて変化することによ
り、狭伝送帯域でもピッチ励振時刻を伝送し従って合成
音質を大幅に改善し得る音声分析合成装置を提供するこ
とにある。
本発明の装置は、音声のスペクトル包絡を複数の線スペ
クトルで表現しこれら線スペクトルからスペクトル包絡
を再生する形式の音声分析合成装置において、ピッチ励
振時刻を前記線スペクトルの位相変化の形式で伝送する
ピッチ励振時刻伝送手段を備えて合成される。
クトルで表現しこれら線スペクトルからスペクトル包絡
を再生する形式の音声分析合成装置において、ピッチ励
振時刻を前記線スペクトルの位相変化の形式で伝送する
ピッチ励振時刻伝送手段を備えて合成される。
以下に図面を参照して本発明を詳細に説明する。
第１図は本発明の音声分析合成装置の分析側の一実施例
のブロック図、第２図は本発明の音声分析合成装置の合
成側の一実施例のブロック図である。
のブロック図、第２図は本発明の音声分析合成装置の合
成側の一実施例のブロック図である。
第１図に示す分析側は、A/Dコンバータ1,自己相関分析
器2,LPC（Linear Prediction Coding,線形予測分析）逆
フィルタ,LPC分析器4,LSP分析器5,波形発生器6,ピッチ
励振時刻分析器7,ピッチ励振時刻間引器8,D/Aコンバー
タ9,LPF（Low Pass Filter）10等を備えて構成される。
器2,LPC（Linear Prediction Coding,線形予測分析）逆
フィルタ,LPC分析器4,LSP分析器5,波形発生器6,ピッチ
励振時刻分析器7,ピッチ励振時刻間引器8,D/Aコンバー
タ9,LPF（Low Pass Filter）10等を備えて構成される。
また、第２図に示す合成側は、LPF11,パラメータ・時刻
再生器12,LSPフィルタ13,音源発生器14,補間器15,乗算
器16,D/Aコンバータ17,LPF18等を備えて構成される。
再生器12,LSPフィルタ13,音源発生器14,補間器15,乗算
器16,D/Aコンバータ17,LPF18等を備えて構成される。
第１図において、音声入力はA/Dコンバータ１に供給さ
れ、内蔵する低域通過フィルタで3.4KHz以上の高域を遮
断したのち、8KHzのサンプリング周波数で標本化したあ
と12ビットの量子化ステップでディジタル化されLPC合
成フィルタ３に提供されるとともに、このディジタル化
音声信号の１ブロックぶん、たとえば30mSEC、240サン
プルぶんずつを一時的に内部メモリに格納しつつ、これ
にあらかじめ設定する窓関数、たとえばハミング関数を
乗算して切出す窓処理を10mSECごとに行なって自己相関
分析器２に供給する。従って基本分析フレームは10mSEC
となる。
れ、内蔵する低域通過フィルタで3.4KHz以上の高域を遮
断したのち、8KHzのサンプリング周波数で標本化したあ
と12ビットの量子化ステップでディジタル化されLPC合
成フィルタ３に提供されるとともに、このディジタル化
音声信号の１ブロックぶん、たとえば30mSEC、240サン
プルぶんずつを一時的に内部メモリに格納しつつ、これ
にあらかじめ設定する窓関数、たとえばハミング関数を
乗算して切出す窓処理を10mSECごとに行なって自己相関
分析器２に供給する。従って基本分析フレームは10mSEC
となる。
自己相関分析器２は、A/Dコンバータ１から供給される
フレーム毎のディジタル化音声信号ｘi（ｉ＝0,1,…23
9）から下記（１）式に示す自己相関係数φj（ｊ＝0,1,
…10）を算出する。
フレーム毎のディジタル化音声信号ｘi（ｉ＝0,1,…23
9）から下記（１）式に示す自己相関係数φj（ｊ＝0,1,
…10）を算出する。
自己相関分析器２は算出したφ0を短時間音声電力を表
わす電力データとして波形発生器６へ出力する。自己相
関分析器２は更にφj（ｊ＝1,2,…10）を下記（２）式
によりφ0により正規化し、正規化後の自己相関係数ρj
（ｊ＝1,2,…10）をLPC分析器４へ出力する。
わす電力データとして波形発生器６へ出力する。自己相
関分析器２は更にφj（ｊ＝1,2,…10）を下記（２）式
によりφ0により正規化し、正規化後の自己相関係数ρj
（ｊ＝1,2,…10）をLPC分析器４へ出力する。
A/Dコンバータ１は前記フレーム毎に切出されるディジ
タル化音声信号の他に、窓処理されていない、即ちフレ
ーム化されていないディジタル化音声信号Ｓi（ｉ＝…
−2,−1,0,1,2,…）をLPC逆フィルタ３へ出力する。
タル化音声信号の他に、窓処理されていない、即ちフレ
ーム化されていないディジタル化音声信号Ｓi（ｉ＝…
−2,−1,0,1,2,…）をLPC逆フィルタ３へ出力する。
LPC逆フィルタ３は供給された音声信号Ｓiから、LPC逆
フィルタを利用して残差波形ｒi（…−2,−1,0,1,2,
…）を抽出し、これをピッチ励振時刻分析器７に出力す
る。この場合、LPC逆フィルタ３のフィルタ係数はLPC分
析器４から基本分析フレームごとに提供される10次のα
パラメータ、α1，α2…α10が利用される。
フィルタを利用して残差波形ｒi（…−2,−1,0,1,2,
…）を抽出し、これをピッチ励振時刻分析器７に出力す
る。この場合、LPC逆フィルタ３のフィルタ係数はLPC分
析器４から基本分析フレームごとに提供される10次のα
パラメータ、α1，α2…α10が利用される。
LPC分析器４は自己相関分析器２から受ける10次の自己
相関係数ρ1，ρ2，…ρ10を利用し、公知のLPC分析技
術によって10次のLPC係数としてのαパラメータ、α1，
α2……α10を抽出しLPC逆フィルタ３に基本分析フレー
ムごとに提供する。
相関係数ρ1，ρ2，…ρ10を利用し、公知のLPC分析技
術によって10次のLPC係数としてのαパラメータ、α1，
α2……α10を抽出しLPC逆フィルタ３に基本分析フレー
ムごとに提供する。
尚、本実施例ではLPC分析技術として、板倉文忠、「統
計的手法による音声の特徴抽出」、東北大学電気通信研
究所主催第８回シンポジウムII−5,1971年２月に於いて
図１として示されている分析技術と原理的に同一のもの
を利用している。
計的手法による音声の特徴抽出」、東北大学電気通信研
究所主催第８回シンポジウムII−5,1971年２月に於いて
図１として示されている分析技術と原理的に同一のもの
を利用している。
第３図はLPC逆フィルタ３を詳細に示すブロック図であ
る。このLPC逆フィルタは、単位遅延素子31−１〜31-1
0,乗算器32−１〜32-10,加算器33,34によって構成され
るディジタルフィルタであり、重み係数として基本分析
フレームごとのαパラメータ、α1，α2，……α10を第
３図に示すように利用することによってLPC分析器４に
よって分析されるLPC係数の示すスペクトル包絡特性と
は時間・レベル特性が逆特性のフィルタを基本分析フレ
ームごとに形成する。
る。このLPC逆フィルタは、単位遅延素子31−１〜31-1
0,乗算器32−１〜32-10,加算器33,34によって構成され
るディジタルフィルタであり、重み係数として基本分析
フレームごとのαパラメータ、α1，α2，……α10を第
３図に示すように利用することによってLPC分析器４に
よって分析されるLPC係数の示すスペクトル包絡特性と
は時間・レベル特性が逆特性のフィルタを基本分析フレ
ームごとに形成する。
さて、音声波形は発声者の声帯振動波形が声道形状に依
存する周波数特性を付加されてつくられる事が知られて
いる。又、LPC係数の示すスペクトル包絡特性は、前記
声道形状に依存する周波数特性を近似している事も知ら
れている。従ってA/Dコンバータ１より供給される音声
信号ｘは声道形状に依存する周波数特性がLPC逆フィル
タにより相殺される。即ちLPC逆フィルタ３は音声信号
ｘから声帯振動波形に類似の波形（以後「残差波形」と
云う）ｅiを求め、これをピッチ励振時刻分析器７へ出
力する。無論、残差波形ｅiは声帯振動周期、即ちピッ
チ周期と一致した周期性を有する。
存する周波数特性を付加されてつくられる事が知られて
いる。又、LPC係数の示すスペクトル包絡特性は、前記
声道形状に依存する周波数特性を近似している事も知ら
れている。従ってA/Dコンバータ１より供給される音声
信号ｘは声道形状に依存する周波数特性がLPC逆フィル
タにより相殺される。即ちLPC逆フィルタ３は音声信号
ｘから声帯振動波形に類似の波形（以後「残差波形」と
云う）ｅiを求め、これをピッチ励振時刻分析器７へ出
力する。無論、残差波形ｅiは声帯振動周期、即ちピッ
チ周期と一致した周期性を有する。
次に第３図に示すLPC逆フィルタ３の動作を具体的に説
明する。いまA/Dコンバータ１より供給される音声信号
ｘi-10が単位遅延素子31−１へ入力されたとする。単位
遅延素子31−１はｘi-10を記憶し、これを単位遅延素子
31−２へ出力する。次に音声信号ｘi-9が単位遅延素子3
1−１へ供給され入力される。同時に単位遅延素子31−
１に記憶されていたｘi-10は単位遅延素子31−２に記憶
される。以下、次々に音声信号ｘi-8,xi-7，…ｘi-1が
単位遅延素子31−１に記憶される。単位遅延素子31−１
がｘi-1を記憶した時、単位遅延素子31−２〜10は音声
信号ｘi-2,xi-3，…,xi-10を記憶しており、加算器34に
は音声信号ｘiが供給されている。単位遅延素子31−１
〜10の各出力ｘi-1,xi-2，…ｘi-10は各々乗算器32−１
〜10へ供給される。乗算器32−１〜10は供給されたｘ
i-1，…ｘi-10とαパラメータ、α1，α2，…α10とを
各々乗算し、結果を加算器33へ出力する。加算器33の出
力は下記（３）式で示されるiである。尚、iは音声
信号ｘiの予測値である。
明する。いまA/Dコンバータ１より供給される音声信号
ｘi-10が単位遅延素子31−１へ入力されたとする。単位
遅延素子31−１はｘi-10を記憶し、これを単位遅延素子
31−２へ出力する。次に音声信号ｘi-9が単位遅延素子3
1−１へ供給され入力される。同時に単位遅延素子31−
１に記憶されていたｘi-10は単位遅延素子31−２に記憶
される。以下、次々に音声信号ｘi-8,xi-7，…ｘi-1が
単位遅延素子31−１に記憶される。単位遅延素子31−１
がｘi-1を記憶した時、単位遅延素子31−２〜10は音声
信号ｘi-2,xi-3，…,xi-10を記憶しており、加算器34に
は音声信号ｘiが供給されている。単位遅延素子31−１
〜10の各出力ｘi-1,xi-2，…ｘi-10は各々乗算器32−１
〜10へ供給される。乗算器32−１〜10は供給されたｘ
i-1，…ｘi-10とαパラメータ、α1，α2，…α10とを
各々乗算し、結果を加算器33へ出力する。加算器33の出
力は下記（３）式で示されるiである。尚、iは音声
信号ｘiの予測値である。
このiは加算器34へ供給される。加算器34はiとｘi
との差ｅi（＝ｘi−i）を求め前述のように、ピッチ
励振時刻分析器７へ出力する。
との差ｅi（＝ｘi−i）を求め前述のように、ピッチ
励振時刻分析器７へ出力する。
再び第１図を参照して本発明を詳細に説明する。LPC分
析器４は分析した10次のαパラメータをLSP分析器５に
も供給し、LSP分析器５はこのLPC係数から公知の手段で
10次のLSP係数を誘導しこれを波形発生器６に供給す
る。LSP係数を誘導する公知の手段としては、LPC係数に
よる高次方程式をニュートン（Newton）のの反復法を利
用して解く手法や、零点探索法等があるが本実施例では
前者の解法を利用している。
析器４は分析した10次のαパラメータをLSP分析器５に
も供給し、LSP分析器５はこのLPC係数から公知の手段で
10次のLSP係数を誘導しこれを波形発生器６に供給す
る。LSP係数を誘導する公知の手段としては、LPC係数に
よる高次方程式をニュートン（Newton）のの反復法を利
用して解く手法や、零点探索法等があるが本実施例では
前者の解法を利用している。
尚、高次方程式を介してαパラメータからLSP係数を算
出する方法は斉藤収三，中田和男共著「音声情報処理の
基礎」オーム社、昭和56年11月30日記載の付録23「LSP
を求めるプログラムの一例」に詳細に述べられている。
出する方法は斉藤収三，中田和男共著「音声情報処理の
基礎」オーム社、昭和56年11月30日記載の付録23「LSP
を求めるプログラムの一例」に詳細に述べられている。
第４図はピッチ励振時刻分析器７を詳細に示すブロック
図である。このピッチ励振時刻分析器は、遅延回路71,
自己相関・ピッチ抽出器72,単位遅延素子73−1,73−2,
乗算器74−1,74−2,74−3,加算器75,乗算器76等を備え
て構成される。
図である。このピッチ励振時刻分析器は、遅延回路71,
自己相関・ピッチ抽出器72,単位遅延素子73−1,73−2,
乗算器74−1,74−2,74−3,加算器75,乗算器76等を備え
て構成される。
自己相関・ピッチ抽出器72は、LPC逆フィルタ３より供
給される残差波形ｅiにもとづき、前述の自己相関分析
器２と同様の方法で自己相関係数Ｒ（ｊ＝0,1,…,I）
（Ｉはピッチ周期の分布範囲の最大値に対応する整数）
求める。次に自己相関−ピッチ抽出器72は求めたＲjの
ピッチ周期の分布範囲（本実施例では2.5〜15mSEC）に
於けるＲjの最大値を検索する。この最大値に対応する
遅れ時間相等のタイムスロット数Ｔcは先験的にピッチ
周期に概ね一致する事が知られている。
給される残差波形ｅiにもとづき、前述の自己相関分析
器２と同様の方法で自己相関係数Ｒ（ｊ＝0,1,…,I）
（Ｉはピッチ周期の分布範囲の最大値に対応する整数）
求める。次に自己相関−ピッチ抽出器72は求めたＲjの
ピッチ周期の分布範囲（本実施例では2.5〜15mSEC）に
於けるＲjの最大値を検索する。この最大値に対応する
遅れ時間相等のタイムスロット数Ｔcは先験的にピッチ
周期に概ね一致する事が知られている。
さて、音声信号はピッチ周期性、即ち予測性を有してお
り、残差波形も同様に予測性を有する。
り、残差波形も同様に予測性を有する。
今、残差波形ｅi+Tcがピッチ周期だけ以前の波形ｅiを
中心とした前後１タップ合計３タップの残差波形ｅi-1,
ei,ei+1で線型予測可能とする。ｅi+Tcは下記（４）式
を用いて表現される。
中心とした前後１タップ合計３タップの残差波形ｅi-1,
ei,ei+1で線型予測可能とする。ｅi+Tcは下記（４）式
を用いて表現される。
ｅi+Tc−ｄi+Tc＝β1ｅi+1＋β2ｅi＋β3ｅi-1 ……
（４） （４）式において、ｄi+Tcはサンプル時間ｉ＋Tcの位置
におけるピッチ予測残差波形、β1〜β3はピッチ予測係
数である。（４）式より下記（５）〜（７）式が導出さ
れる。
（４） （４）式において、ｄi+Tcはサンプル時間ｉ＋Tcの位置
におけるピッチ予測残差波形、β1〜β3はピッチ予測係
数である。（４）式より下記（５）〜（７）式が導出さ
れる。
ｅi+Tc・ｅi+1−ｄi+Tc・ｅi+1 ＝β1ｅi+1・ｅi+1＋β2ｅi・ｅi+1＋β3ｅi-1・ｅ
i+1 …（５） ｅi+Tc・ｅi−ｄi+Tc・ｅi ＝β1ｅi+1・ｅi＋β2ｅi・ｅi＋β3ｅi-1・ｅi ……
（６） ｅi+Tc・ｅi-1−ｄi+Tc・ｅi-1 ＝β1ｅi+1・ｅi-1＋β2ｅi・ｅi-1＋β3ｅi-1・ｅ
i-1 …（７） 予測残差波形ｅiが定常性を有するものと仮定し、さら
にピッチ予測残差波形ｄi+Tcと予測残差波形とが無相関
であると仮定する。この仮定は音声処理上、実用的には
殆んど問題のない仮定である。
i+1 …（５） ｅi+Tc・ｅi−ｄi+Tc・ｅi ＝β1ｅi+1・ｅi＋β2ｅi・ｅi＋β3ｅi-1・ｅi ……
（６） ｅi+Tc・ｅi-1−ｄi+Tc・ｅi-1 ＝β1ｅi+1・ｅi-1＋β2ｅi・ｅi-1＋β3ｅi-1・ｅ
i-1 …（７） 予測残差波形ｅiが定常性を有するものと仮定し、さら
にピッチ予測残差波形ｄi+Tcと予測残差波形とが無相関
であると仮定する。この仮定は音声処理上、実用的には
殆んど問題のない仮定である。
ところで（５），（６）および（７）式は、原音声波形
と、３個のピッチ予測係数β1，β2およびβ3を介して
再生されるべき波形との間の関係式を示すもので、両波
形間で対応すべき時間における波形乗算値にもとづく等
式で両波形を関係づけている。求むべき未知数β1，
β2，β3は、これら３つの等式で表現される原予測残差
波形と再生予測残差波形間の電力誤差が最小となるもの
でなければならない。この解は（５），（６）および
（７）式の等式の右辺と左辺との差を零とするようなβ
1〜β3の組合せを見出すことが求まり、最小自乗法の適
用によって容易に見出しうる。ただし（５），（６），
（７）は波形乗算のベクトル積の形式で表現しているの
で一旦これらを音声電力で表現変換し最小自乗法の適用
を可能ならしめる。
と、３個のピッチ予測係数β1，β2およびβ3を介して
再生されるべき波形との間の関係式を示すもので、両波
形間で対応すべき時間における波形乗算値にもとづく等
式で両波形を関係づけている。求むべき未知数β1，
β2，β3は、これら３つの等式で表現される原予測残差
波形と再生予測残差波形間の電力誤差が最小となるもの
でなければならない。この解は（５），（６）および
（７）式の等式の右辺と左辺との差を零とするようなβ
1〜β3の組合せを見出すことが求まり、最小自乗法の適
用によって容易に見出しうる。ただし（５），（６），
（７）は波形乗算のベクトル積の形式で表現しているの
で一旦これらを音声電力で表現変換し最小自乗法の適用
を可能ならしめる。
波形乗算は、この場合自己相関をとることと同様であり
従って（５），（６），（７）式はｉについて積分し次
の（８），（９），（10）式に変換しうる。
従って（５），（６），（７）式はｉについて積分し次
の（８），（９），（10）式に変換しうる。
ＲTc-1＝β1Ｒ0＋β2Ｒ1＋β3Ｒ2 ……（８） ＲTc ＝β1Ｒ1＋β2Ｒ0＋β3Ｒ1 ……（９） ＲTc+1＝β1Ｒ2＋β2Ｒ1＋β3Ｒ0 ……（10） （８），（９）および（10）式においてＲ0,R1,R2,R
Tc-1,RTc，およびＲTc+1はそれぞれ予測残差波形ｅiの
遅れ0,1,2,Tc−1,Tc、およびＴc＋１における自己相関
係数である。（８），（９）および（10）式より下記
（11）式が導出される。
Tc-1,RTc，およびＲTc+1はそれぞれ予測残差波形ｅiの
遅れ0,1,2,Tc−1,Tc、およびＴc＋１における自己相関
係数である。（８），（９）および（10）式より下記
（11）式が導出される。
自己相関・ピッチ抽出器72は（11）式に基づきピッチ予
測係数β1，β2，β3を算出する。
測係数β1，β2，β3を算出する。
自己相関・ピッチ抽出器72は算出した係数β1，β2，β
3を各々乗算器74−1,74−2,74−３へ出力し、同時にピ
ッチ周期データＴc−１を遅延回路71へ出力する。
3を各々乗算器74−1,74−2,74−３へ出力し、同時にピ
ッチ周期データＴc−１を遅延回路71へ出力する。
自己相関・ピッチ抽出器72は更にピッチ予測係数β1〜
β3，遅れ０に於ける自己相関係数Ｒ0を利用して、Ｖ
（Voice,有声）/UV（Unvoice,無声）情報を抽出しセン
タクリップ回路77へ出力する。このピッチ抽出によって
得られる周期Ｔcのピッチ予測データはサンプリング周
波数8KHzによる３個のサンプルデータ、すなわちＴcお
よびＴc±１のタイミングにおけるサンプルデータとし
てそれぞれ乗算器74−2,74−３および74−１にピッチ予
測係数として提供される。
β3，遅れ０に於ける自己相関係数Ｒ0を利用して、Ｖ
（Voice,有声）/UV（Unvoice,無声）情報を抽出しセン
タクリップ回路77へ出力する。このピッチ抽出によって
得られる周期Ｔcのピッチ予測データはサンプリング周
波数8KHzによる３個のサンプルデータ、すなわちＴcお
よびＴc±１のタイミングにおけるサンプルデータとし
てそれぞれ乗算器74−2,74−３および74−１にピッチ予
測係数として提供される。
単位遅延素子73−1,73−２はそれぞれ１タップ分の遅延
量を付与され、また遅延回路71はピッチ周期データごと
にＴc−１の遅延量を入力に付与するように機能する。
従ってピッチパルスに対しては単位遅延素子73−１と73
−２の接合点はＴc，遅延回路71の出力側はＴc−1,また
単位遅延素子73−２の出力側はＴc＋１の時間位置に設
定される。
量を付与され、また遅延回路71はピッチ周期データごと
にＴc−１の遅延量を入力に付与するように機能する。
従ってピッチパルスに対しては単位遅延素子73−１と73
−２の接合点はＴc，遅延回路71の出力側はＴc−1,また
単位遅延素子73−２の出力側はＴc＋１の時間位置に設
定される。
第15図（Ａ），（Ｂ）はLPC逆フィルタ３より入力され
る残差波形ｅiとピッチ予測係数β1〜β3によりつくら
れる理想的なピッチ予測波形加算器75の出力とを模擬的
に示す図である。乗算器76の出力はこれら（Ａ），
（Ｂ）に示す波形の同時刻に於ける瞬時値の積となる。
第15図（Ｃ）は乗算器76の出力波形を示す。この出力波
形は残差波形に含まれるピッチ成分が強勢された状態と
なり、且つピッチ成分の極性が必ず正に変換されるた
め、極めてピッチ抽出が容易な形状になっている。この
出力波形はセンタクリップ回路77へ出力される。
る残差波形ｅiとピッチ予測係数β1〜β3によりつくら
れる理想的なピッチ予測波形加算器75の出力とを模擬的
に示す図である。乗算器76の出力はこれら（Ａ），
（Ｂ）に示す波形の同時刻に於ける瞬時値の積となる。
第15図（Ｃ）は乗算器76の出力波形を示す。この出力波
形は残差波形に含まれるピッチ成分が強勢された状態と
なり、且つピッチ成分の極性が必ず正に変換されるた
め、極めてピッチ抽出が容易な形状になっている。この
出力波形はセンタクリップ回路77へ出力される。
第16図はセンタクリップ回路77の構成を詳細に説明する
ためのブロック図である。第16図に示すセンタクリップ
回路77はマグニチュードコンパレータ771,スイッチ772,
単位遅延素子773,乗算器774,およびANDゲート775を有し
て構成される。
ためのブロック図である。第16図に示すセンタクリップ
回路77はマグニチュードコンパレータ771,スイッチ772,
単位遅延素子773,乗算器774,およびANDゲート775を有し
て構成される。
まずスイッチ772,単位遅延素子773および乗算器774で構
成されるループを説明する。スイッチ772がOFFの場合、
乗算器774の出力は単位遅延素子773の入力に接続され
る。時刻ｉに於いて単位遅延素子773がデータｖiを記憶
しているものとする。乗算器774にはこのｖiと定数0.99
7とが入力されている。乗算器776の出力0.997vi（＝0.9
97・ｖi）が単位遅延素子773に入力されているため、時
刻ｉ＋１に於ける単位遅延素子773の出力ｖi+1は0.997v
i、時刻ｉ＋２に於ける同出力は0.9972ｖi（＝0.997・
0.997vi）となる。同様に時刻ｉ＋ｎの同出力ｖi+nは次
式で与えられる。
成されるループを説明する。スイッチ772がOFFの場合、
乗算器774の出力は単位遅延素子773の入力に接続され
る。時刻ｉに於いて単位遅延素子773がデータｖiを記憶
しているものとする。乗算器774にはこのｖiと定数0.99
7とが入力されている。乗算器776の出力0.997vi（＝0.9
97・ｖi）が単位遅延素子773に入力されているため、時
刻ｉ＋１に於ける単位遅延素子773の出力ｖi+1は0.997v
i、時刻ｉ＋２に於ける同出力は0.9972ｖi（＝0.997・
0.997vi）となる。同様に時刻ｉ＋ｎの同出力ｖi+nは次
式で与えられる。
ｖi+n＝0.997nｖi ……（12） さて、単位遅延素子773の出力はマグニチュードコンパ
レータ771の入力端子771−２に供給されている。第15図
中でで示される点線は単位遅延素子773の出力であ
る。マグニチュードコンパレータ771の他の入力端子771
−１には乗算器76より第15図（Ｃ）で示される波形が供
給される。マグニチュードコンパレータ771は２つの入
力の大小を比較し、（771−１側の入力）＞（771−２側
の入力）の条件に於いて“1"レベルを、この条件が不成
立の場合に“0"レベルを出力する。マグニチュードコン
パレータ771の出力を第15図（Ｄ）に示す。この出力が
“1"レベルになるとスイッチ772はONになり単位遅延素
子773は第15図（Ｃ）に示す波形が入力される。その結
果、時刻が“1"だけ歩進した後、単位遅延素子773は第1
5図（Ｃ）ので示すピークを記憶する。この記憶と同
時にマグニチュードコンパレータ771の出力は“0"とな
る。記憶されたピークは前記（12）式に示す減衰を受け
るため第15図に示すマグニチュードコンパレータ771
−２の入力がつくられる。第15図（Ｃ）に示す他のピー
クでも同様の動作が行なわれがつくられる。一方マ
グニチュードコンパレータ771の出力第15図（Ｄ）はAND
ゲート775へ供給される。ANDゲート775は自己相関・ピ
ッチ抽出器72より供給されるV/VU情報を利用して、UV時
にセンタクリップ回路77より不要な出力が発生する事を
妨ぎ、Ｖ時のみ出力する。
レータ771の入力端子771−２に供給されている。第15図
中でで示される点線は単位遅延素子773の出力であ
る。マグニチュードコンパレータ771の他の入力端子771
−１には乗算器76より第15図（Ｃ）で示される波形が供
給される。マグニチュードコンパレータ771は２つの入
力の大小を比較し、（771−１側の入力）＞（771−２側
の入力）の条件に於いて“1"レベルを、この条件が不成
立の場合に“0"レベルを出力する。マグニチュードコン
パレータ771の出力を第15図（Ｄ）に示す。この出力が
“1"レベルになるとスイッチ772はONになり単位遅延素
子773は第15図（Ｃ）に示す波形が入力される。その結
果、時刻が“1"だけ歩進した後、単位遅延素子773は第1
5図（Ｃ）ので示すピークを記憶する。この記憶と同
時にマグニチュードコンパレータ771の出力は“0"とな
る。記憶されたピークは前記（12）式に示す減衰を受け
るため第15図に示すマグニチュードコンパレータ771
−２の入力がつくられる。第15図（Ｃ）に示す他のピー
クでも同様の動作が行なわれがつくられる。一方マ
グニチュードコンパレータ771の出力第15図（Ｄ）はAND
ゲート775へ供給される。ANDゲート775は自己相関・ピ
ッチ抽出器72より供給されるV/VU情報を利用して、UV時
にセンタクリップ回路77より不要な出力が発生する事を
妨ぎ、Ｖ時のみ出力する。
第５図はピッチ励振時刻分析の第２の実施例を示すブロ
ック図である。この第５図の内容は第１図に点線で示す
部分を実現する第２の実施例であり、A/Dコンバータ1,L
PF19,デシメータ20,LPC分析器21、LPC逆フィルタ22,ピ
ッチ励振時刻分析器23,補間器24等を備えて構成され
る。この場合のピッチ励振時刻分析は、ディジタル化音
声信号に対してデシメーション（decimation），すなわ
ち間引きサンプリングを施し、このデシメートされたサ
ンプル値を対象としてピッチ励振時刻を分析しようとす
るものであり、演算量の大幅な削減が可能となる。
ック図である。この第５図の内容は第１図に点線で示す
部分を実現する第２の実施例であり、A/Dコンバータ1,L
PF19,デシメータ20,LPC分析器21、LPC逆フィルタ22,ピ
ッチ励振時刻分析器23,補間器24等を備えて構成され
る。この場合のピッチ励振時刻分析は、ディジタル化音
声信号に対してデシメーション（decimation），すなわ
ち間引きサンプリングを施し、このデシメートされたサ
ンプル値を対象としてピッチ励振時刻を分析しようとす
るものであり、演算量の大幅な削減が可能となる。
A/Dコンバータ１の出力する8KHzサンプルはLPF19に出力
され、0.8KHzを高域遮断周波数とするフィルタリングを
受ける。
され、0.8KHzを高域遮断周波数とするフィルタリングを
受ける。
デシメータ20は、LPF18の出力を受けるとこれを2KHzの
サンプリング周波数で４個に１個ずつの8KHzサンプルを
ピックアップするデシメーションを行ない出力をLPC分
析器21に供給する。
サンプリング周波数で４個に１個ずつの8KHzサンプルを
ピックアップするデシメーションを行ない出力をLPC分
析器21に供給する。
LPC分析器21は入力に対して基本分析フレームの周期でL
PC分析を行ない４次のαパラメータを抽出、これをフィ
ルタ係数としてLPC逆フィルタ22に供給する。
PC分析を行ない４次のαパラメータを抽出、これをフィ
ルタ係数としてLPC逆フィルタ22に供給する。
LPC逆フィルタ22は残差波形を出力、これをピッチ励振
時刻分析器23に供給する。
時刻分析器23に供給する。
ピッチ励振時刻分析器23は第４図に示すピッチ励振時刻
分析器７と基本的には同じ内容であるがただ2KHzによっ
て駆動される点のみが異り、2KHzデシメーションサンプ
ルに対するピッチ励振時刻をパルス列の形式で出力し、
これを補間器24に供給する。
分析器７と基本的には同じ内容であるがただ2KHzによっ
て駆動される点のみが異り、2KHzデシメーションサンプ
ルに対するピッチ励振時刻をパルス列の形式で出力し、
これを補間器24に供給する。
補間器24は入力を8KHzでサンプリングし、2KHzサンプル
データのパルス列を補間しピッチ励振時刻間引器に出力
する。
データのパルス列を補間しピッチ励振時刻間引器に出力
する。
ふたたび第１図に戻って実施例の説明を続行する。
ピッチ励振時刻分析器７の出力はピッチ励振時刻間引器
８に供給される。このピッチ励振時刻間引器８は、分析
音質の劣化を招来しない範囲でピッチ励振時刻、すなわ
ちピッチ励振時刻分析器７から提供されるピッチパルス
列の間引きを所定の間引き率で行なう。即ち、合成側で
ピッチ励振時刻が再生できる範囲でピッチパルス列を間
引く。この間引きにより線スペクトルに対し位相変調を
実施する周期が間引かれ、その結果線スペクトルの不要
なスペクトルの拡散を減少し、又合成側における線スペ
クトルの推定が容易となる。
８に供給される。このピッチ励振時刻間引器８は、分析
音質の劣化を招来しない範囲でピッチ励振時刻、すなわ
ちピッチ励振時刻分析器７から提供されるピッチパルス
列の間引きを所定の間引き率で行なう。即ち、合成側で
ピッチ励振時刻が再生できる範囲でピッチパルス列を間
引く。この間引きにより線スペクトルに対し位相変調を
実施する周期が間引かれ、その結果線スペクトルの不要
なスペクトルの拡散を減少し、又合成側における線スペ
クトルの推定が容易となる。
第６図はピッチ励振時刻間引器８を詳細に示すブロック
図である。このピッチ励振時刻間引器８は、Ｄ型フリッ
プフロップ回路81とAND回路82とを組合せ、AND回路82の
入力のAND条件が成立するごとにピッチ励振時刻として
のピッチパルスを所定の間引き率、本実施例では1/2に
間引き、この間引きピッチ励振時刻を波形発生器６に供
給する。
図である。このピッチ励振時刻間引器８は、Ｄ型フリッ
プフロップ回路81とAND回路82とを組合せ、AND回路82の
入力のAND条件が成立するごとにピッチ励振時刻として
のピッチパルスを所定の間引き率、本実施例では1/2に
間引き、この間引きピッチ励振時刻を波形発生器６に供
給する。
第７図は波形発生器６を詳細に示すブロック図であり、
補間器61,ディストリピュータ62,位相角発生器63,正弦
波発生器64,乗算器65,振幅演算器66,帯域コンプレッサ6
7等を備えて構成される。
補間器61,ディストリピュータ62,位相角発生器63,正弦
波発生器64,乗算器65,振幅演算器66,帯域コンプレッサ6
7等を備えて構成される。
この発形発生器６は、LSP係数をその次数に同じ数の正
弦波の線形加算の形式で表現し出力するものであり、異
なる任意の２波のLSP周波数がピッチ励振時刻に同期し
たピッチ同期形式で連続的に波形が接続される。つま
り、ピッチ励振時刻を境界点として、２つの正弦波が連
続的に結合され、この結合点が正弦波で表現した線スペ
クトルの位相変化点となるように配慮するものである。
LSP等が正弦波形でかつアナログデータで転送されてい
るのは、帯域を拡大せずに、即ちピッチ励振ボコーダ程
度の帯域でピッチ励振時刻を正確に伝送するためであ
る。
弦波の線形加算の形式で表現し出力するものであり、異
なる任意の２波のLSP周波数がピッチ励振時刻に同期し
たピッチ同期形式で連続的に波形が接続される。つま
り、ピッチ励振時刻を境界点として、２つの正弦波が連
続的に結合され、この結合点が正弦波で表現した線スペ
クトルの位相変化点となるように配慮するものである。
LSP等が正弦波形でかつアナログデータで転送されてい
るのは、帯域を拡大せずに、即ちピッチ励振ボコーダ程
度の帯域でピッチ励振時刻を正確に伝送するためであ
る。
LSP分析器５から入力するLSP係数ω1〜ω10は、間引き
ピッチ励振時刻でサンプリングされた状態としても原情
報を極力失なわないようにするためのデータ補間を施さ
れ、補間LSP係数ω1′〜ω10′としてディストリビュー
タ62に出力する。
ピッチ励振時刻でサンプリングされた状態としても原情
報を極力失なわないようにするためのデータ補間を施さ
れ、補間LSP係数ω1′〜ω10′としてディストリビュー
タ62に出力する。
一方、ピッチ励振時刻間引器８から供給された間引きピ
ッチ励振時刻は補間器61,ディストリビュータ62、帯域
コンプレッサ67に提供されタイミングクロックとしてピ
ッチ同期処理を行なわしめる。
ッチ励振時刻は補間器61,ディストリビュータ62、帯域
コンプレッサ67に提供されタイミングクロックとしてピ
ッチ同期処理を行なわしめる。
ディストリビュータ62は、補間されたLSP係数ω′1〜
ω′10の10個の周波数を、あらかじめ設定する切換分配
基準でｆ1,f2……ｆ10のいずれかとして振向けるように
間引きピッチ励振時刻の周期に同期して分配する。この
分配を初めとする間引きピッチ励振時刻に同期した処理
を実行する単位を便宜上「処理フレーム」という。ここ
でｆ1〜ｆ10はピッチ励振時刻を境界点として、２つの
正弦波が連続的に結合された波形を発生させるために利
用される10個の補間LSP係数である。この分配は、たと
えばｆ1としてω′1の周波数を対応させると、ｆ2には
ω′1以外のいずれかを分配するという形式でｆ3〜ｆ10
についても同様にして分配対象が事前に決定される。こ
の場合、ｆ1〜ｆ10は処理フレームごとに当然異る周波
数である。
ω′10の10個の周波数を、あらかじめ設定する切換分配
基準でｆ1,f2……ｆ10のいずれかとして振向けるように
間引きピッチ励振時刻の周期に同期して分配する。この
分配を初めとする間引きピッチ励振時刻に同期した処理
を実行する単位を便宜上「処理フレーム」という。ここ
でｆ1〜ｆ10はピッチ励振時刻を境界点として、２つの
正弦波が連続的に結合された波形を発生させるために利
用される10個の補間LSP係数である。この分配は、たと
えばｆ1としてω′1の周波数を対応させると、ｆ2には
ω′1以外のいずれかを分配するという形式でｆ3〜ｆ10
についても同様にして分配対象が事前に決定される。こ
の場合、ｆ1〜ｆ10は処理フレームごとに当然異る周波
数である。
さて、ｆ1〜ｆ10に分配されて出力する処理フレームご
との出力は次に位相角発生器63に入力される。第８図は
位相角発生器63を詳細に示すブロック図であり、Δθ1
算出器631−1,Δθ2算出器631−2,……Δθ10算出器631
−10およびアキュムレータ632−1,アキュムレータ632−
2,……アキュムレータ632-10を備えて構成される。
との出力は次に位相角発生器63に入力される。第８図は
位相角発生器63を詳細に示すブロック図であり、Δθ1
算出器631−1,Δθ2算出器631−2,……Δθ10算出器631
−10およびアキュムレータ632−1,アキュムレータ632−
2,……アキュムレータ632-10を備えて構成される。
Δθ1算出器631−１は周波数ｆ1として入力する信号の8
KHzサンプル間の位相量Δθ1を測しつつその結果をアキ
ュムレータ632−１に供給する。アキュムレータ632−１
は積分器として動作し、8KHzのサンプリング周期で入力
するΔθ1を積分最大レンジ360度として累積する。こう
して累積される量が360度に達すると零となり、この零
を超えて再び累積されるこれら位相角θ1〜θ10は次に
正弦波発生器64に供給される。
KHzサンプル間の位相量Δθ1を測しつつその結果をアキ
ュムレータ632−１に供給する。アキュムレータ632−１
は積分器として動作し、8KHzのサンプリング周期で入力
するΔθ1を積分最大レンジ360度として累積する。こう
して累積される量が360度に達すると零となり、この零
を超えて再び累積されるこれら位相角θ1〜θ10は次に
正弦波発生器64に供給される。
第９図は正弦波発生器64を詳細にブロック図であり、RO
M641−1,ROM641−2,……ROM641-10および加算器642を備
えて構成される。
M641−1,ROM641−2,……ROM641-10および加算器642を備
えて構成される。
入力する位相角θ1はROM641−１に供給されるとROM641
−１からは位相角θ1に対応する正弦波データが読出さ
れる。ROM641−１は、位相角θ1の各値に対応する周波
数の正弦波データがあらかじめ格納されている。ROM641
−２〜ROM641-10からも全く同様にして位相角θ2〜θ10
の値に対応する周波数の正弦波データが読出され、加算
器642で加算される。
−１からは位相角θ1に対応する正弦波データが読出さ
れる。ROM641−１は、位相角θ1の各値に対応する周波
数の正弦波データがあらかじめ格納されている。ROM641
−２〜ROM641-10からも全く同様にして位相角θ2〜θ10
の値に対応する周波数の正弦波データが読出され、加算
器642で加算される。
さて、自己相関分析器２から入力する電力データは振幅
演算器66に供給され、開平演算等を介して振幅データを
得る。この振幅データは次に帯域コンプレッサ67に供給
され、ダイナミックレンジ情報は保存したまま振幅情報
のみを所定の割合で圧縮し乗算器65に供給される。
演算器66に供給され、開平演算等を介して振幅データを
得る。この振幅データは次に帯域コンプレッサ67に供給
され、ダイナミックレンジ情報は保存したまま振幅情報
のみを所定の割合で圧縮し乗算器65に供給される。
乗算器65は、正弦波発生器64から供給される線形結合正
弦波データに対し、圧縮振幅を乗算して振幅情報を付与
しこれをD/Aコンバータ９に供給する。こうして波形発
生器６から出力される正弦波形データは、基本分析フレ
ームごとに分析され、更に間引きピッチ励振時刻に同期
して補間されたLSP係数の異なる任意の２波がこの時刻
に於いて連続的に波形接続されたものである。D/Aコン
バータ９では10個の正弦波周波数の連続的な線形結合に
よるアナログ出力が得られ、間引き励振時刻はその接合
点のタイミングとして出力される。このあとLPF10で不
要な高域成分を除去して基本分析フレーム単位で伝送路
101に送出される。
弦波データに対し、圧縮振幅を乗算して振幅情報を付与
しこれをD/Aコンバータ９に供給する。こうして波形発
生器６から出力される正弦波形データは、基本分析フレ
ームごとに分析され、更に間引きピッチ励振時刻に同期
して補間されたLSP係数の異なる任意の２波がこの時刻
に於いて連続的に波形接続されたものである。D/Aコン
バータ９では10個の正弦波周波数の連続的な線形結合に
よるアナログ出力が得られ、間引き励振時刻はその接合
点のタイミングとして出力される。このあとLPF10で不
要な高域成分を除去して基本分析フレーム単位で伝送路
101に送出される。
第10図は第１図の分析側の出力波形の特徴を説明するた
めの出力波形特性図である。
めの出力波形特性図である。
第10図はωi′とωj′との２周波の組合せを例としてい
るが、これは前述のごとく、どのような組合せも可能で
ある。
るが、これは前述のごとく、どのような組合せも可能で
ある。
第10図において、ωiからωjへ、またωjからωiにピッ
チ励振時刻で連続的に波形接続されている２つの正弦波
を示している。第１図の場合、ピッチ励振時刻は間引き
ピッチ励振時刻である。このωiが、たとえば前述した
ｆ1であり、ωjがｆ2である。
チ励振時刻で連続的に波形接続されている２つの正弦波
を示している。第１図の場合、ピッチ励振時刻は間引き
ピッチ励振時刻である。このωiが、たとえば前述した
ｆ1であり、ωjがｆ2である。
ところで、第10図では互いに極端に異る周波数ωiおよ
びωjを連続的に波形接続した例を提示しているが、実
際には連続的に波形接続されるべき隣接２周波数の差は
これほど大ではなく、その結合はもっと円滑に行なわ
れ、従ってスペクトル拡散による周波数分散もはるかに
小さいものとなる。こうして、ピッチ励振時刻における
LSP周波数の位相変調という形式でのピッチ情報の伝送
が可能となる。
びωjを連続的に波形接続した例を提示しているが、実
際には連続的に波形接続されるべき隣接２周波数の差は
これほど大ではなく、その結合はもっと円滑に行なわ
れ、従ってスペクトル拡散による周波数分散もはるかに
小さいものとなる。こうして、ピッチ励振時刻における
LSP周波数の位相変調という形式でのピッチ情報の伝送
が可能となる。
第11図はピッチ励振時刻における位相変調の基本的特調
を説明するためのピッチ励振時刻位相変調特性図であ
る。ピッチ励振時刻で位相変調を施すと、実線で示す如
く、程度の差こそあれ不連続状態をもたらし、このため
スペクトル拡散、周波数の拡散が避けられぬこととな
る。また、この問題を避けようとして点線で示される内
容の変調形式をとると合成側での周波数分解能の低下を
招くこととなる。本実施例では２周波の波形連続性を確
保した接続をピッチ励振時刻で実施して上記の問題を解
決しているが、第10図，第11図いずれかの位相変調形式
をとるかは、伝送容量，運用目的等を勘案し任意に選択
しうる。
を説明するためのピッチ励振時刻位相変調特性図であ
る。ピッチ励振時刻で位相変調を施すと、実線で示す如
く、程度の差こそあれ不連続状態をもたらし、このため
スペクトル拡散、周波数の拡散が避けられぬこととな
る。また、この問題を避けようとして点線で示される内
容の変調形式をとると合成側での周波数分解能の低下を
招くこととなる。本実施例では２周波の波形連続性を確
保した接続をピッチ励振時刻で実施して上記の問題を解
決しているが、第10図，第11図いずれかの位相変調形式
をとるかは、伝送容量，運用目的等を勘案し任意に選択
しうる。
次に、第２図にもとづいて合成側の処理を説明する。
伝送路101を介して入力した分析側の出力信号は、LPF11
で不要な高域成分を除去されパラメータ・時刻再生器12
に供給される。第12図はパラメータ・時刻再生器12を詳
細に示すブロック図である。
で不要な高域成分を除去されパラメータ・時刻再生器12
に供給される。第12図はパラメータ・時刻再生器12を詳
細に示すブロック図である。
パラメータ・時刻再生器12は、A/Dコンバータ1200,窓処
理器1201,フーリエ分析器1202,電力算出器1203,振幅演
算器1204,エクスパンダ1205,概算周波数推定器1206,可
変長矩形窓処理器1207−１〜1207-10,線スペクトル推定
器1208−１〜1208-10,移動窓処理器1209−１〜1209-10,
位置推定器1210−１〜1210-10,加算器1211,ピッチ整形
器1212等を備えて構成され、LSP係数、ピッチ時刻、V/U
V情報ならびに電力情報を再生出力する。
理器1201,フーリエ分析器1202,電力算出器1203,振幅演
算器1204,エクスパンダ1205,概算周波数推定器1206,可
変長矩形窓処理器1207−１〜1207-10,線スペクトル推定
器1208−１〜1208-10,移動窓処理器1209−１〜1209-10,
位置推定器1210−１〜1210-10,加算器1211,ピッチ整形
器1212等を備えて構成され、LSP係数、ピッチ時刻、V/U
V情報ならびに電力情報を再生出力する。
LPF11から受けた入力はA/Dコンバータ1200で32KHzのサ
ンプリング周波数によるディジタル値に所定のビット数
12ビットで変換される。このように、サンプリング周波
数を分析側の４倍とするのはパラメータ，時刻の再生処
理における精度向上を考慮してのことであり、一般的に
このサンプリング周波数は処理分解能の程度等を勘案し
任意に設定できる。
ンプリング周波数によるディジタル値に所定のビット数
12ビットで変換される。このように、サンプリング周波
数を分析側の４倍とするのはパラメータ，時刻の再生処
理における精度向上を考慮してのことであり、一般的に
このサンプリング周波数は処理分解能の程度等を勘案し
任意に設定できる。
A/Dコンバータ1200の出力は、窓処理器1201,可変長矩形
窓処理器1207−１〜1207-10,移動窓処理器1209−１〜12
09-10にそれぞれ供給される。
窓処理器1207−１〜1207-10,移動窓処理器1209−１〜12
09-10にそれぞれ供給される。
窓処理器1201は、入力に32mSECの窓長のハミング関数を
乗算しつつ切出す窓処理を10mSECの基本フレームごとに
行ない、これをフーリエ分析器1202に供給する。フーリ
エ分析器1202は、入力の離散的フーリエ変換を行なって
その結果を電力算出器1203と概算周波数推定器1206に供
給する。
乗算しつつ切出す窓処理を10mSECの基本フレームごとに
行ない、これをフーリエ分析器1202に供給する。フーリ
エ分析器1202は、入力の離散的フーリエ変換を行なって
その結果を電力算出器1203と概算周波数推定器1206に供
給する。
電力算出器1203は入力したフーリエ変換データを利用し
て電力を算出し振幅演算器1204に供給する。
て電力を算出し振幅演算器1204に供給する。
振幅演算器1204は開平演算等を介して振幅情報を抽出、
これをエクスパンダ1205に供給する。振動エクスパンダ
1205は分析側で圧縮された振幅データをもとの状態に復
元し、その後再び電力を算出する。
これをエクスパンダ1205に供給する。振動エクスパンダ
1205は分析側で圧縮された振幅データをもとの状態に復
元し、その後再び電力を算出する。
さて、概算周波数推定器1206はフーリエ分析器1202の出
力を受け、この周波数領域データを対象としてレベル検
索等を実施し概算的LSP周波数を推定する。この概算的L
SP周波数に関する情報は本実施例の場合LSP係数ω′1〜
ω′10のそれぞれに対応する10個が選択され、これらは
それぞれ可変長矩形窓処理器1207−１〜1207-10に提供
される。これら各可変長矩形窓処理器は基本分析フレー
ムごとに受けるLSP周波情報を利用し窓処理用矩形関数
の窓長を決定する。一般的に、被分析波形の一周期、又
は１周期の整数倍に一致する窓長で被分析波形を切出し
た場合、分析結果は切出しの影響を受けず、その波形の
周波数特性を歪なく表現する。今、10個のLSP周波数の
中から特定の一波を選び、この一波の周期に一致する窓
長でこれら10個のLSP周波数を全て含んで構成される波
形を切出し離散的フーリエ変換を実施する事を考える。
この場合、少なくとも選択された一波は切出しの影響を
受けず、完全な線スペクトルとして分析される。他の９
波は切出しの影響により線スペクトルが若干周波数拡散
された状態に分析される。可変長矩形窓処理器1207−１
〜10はそれぞれLSP周波数の特定の一波を正確に分析す
る目的で使用される。各可変長矩形窓処理器は概算LSP
周波数に関する情報を受けて窓長を決定し、矩形関数に
よる窓処理を行なう。
力を受け、この周波数領域データを対象としてレベル検
索等を実施し概算的LSP周波数を推定する。この概算的L
SP周波数に関する情報は本実施例の場合LSP係数ω′1〜
ω′10のそれぞれに対応する10個が選択され、これらは
それぞれ可変長矩形窓処理器1207−１〜1207-10に提供
される。これら各可変長矩形窓処理器は基本分析フレー
ムごとに受けるLSP周波情報を利用し窓処理用矩形関数
の窓長を決定する。一般的に、被分析波形の一周期、又
は１周期の整数倍に一致する窓長で被分析波形を切出し
た場合、分析結果は切出しの影響を受けず、その波形の
周波数特性を歪なく表現する。今、10個のLSP周波数の
中から特定の一波を選び、この一波の周期に一致する窓
長でこれら10個のLSP周波数を全て含んで構成される波
形を切出し離散的フーリエ変換を実施する事を考える。
この場合、少なくとも選択された一波は切出しの影響を
受けず、完全な線スペクトルとして分析される。他の９
波は切出しの影響により線スペクトルが若干周波数拡散
された状態に分析される。可変長矩形窓処理器1207−１
〜10はそれぞれLSP周波数の特定の一波を正確に分析す
る目的で使用される。各可変長矩形窓処理器は概算LSP
周波数に関する情報を受けて窓長を決定し、矩形関数に
よる窓処理を行なう。
こうして決定された可変長矩形窓関数は、各チャンネル
ごとにそれぞれ所定の周波数領域にわたって互いに重畳
し合う形式でA/Dコンバータ1200から受けた32KHzサンプ
リングデータを切出し線スペクトル推定器1208−１〜12
08-10に供給する。
ごとにそれぞれ所定の周波数領域にわたって互いに重畳
し合う形式でA/Dコンバータ1200から受けた32KHzサンプ
リングデータを切出し線スペクトル推定器1208−１〜12
08-10に供給する。
線スペクトル推定器1208−１〜1208-10は、窓処理され
た32kHzサンプリングデータをフーリエ変換し、LSP周波
数ω′1〜ω′10を高精度に推定し出力する。なおこの
線スペクトル推定に際しては１つの推定を行なうごとに
修正された窓長データを各可変長矩形窓処理器に提供す
ることを所定の回数繰返して線スペクトル推定内容の角
度を向上せしめるとともに、最終窓長データは移動窓処
理器1209−１〜1209-10にも提供され後述するピッチ励
振時刻の抽出処理を容易なものとしている。
た32kHzサンプリングデータをフーリエ変換し、LSP周波
数ω′1〜ω′10を高精度に推定し出力する。なおこの
線スペクトル推定に際しては１つの推定を行なうごとに
修正された窓長データを各可変長矩形窓処理器に提供す
ることを所定の回数繰返して線スペクトル推定内容の角
度を向上せしめるとともに、最終窓長データは移動窓処
理器1209−１〜1209-10にも提供され後述するピッチ励
振時刻の抽出処理を容易なものとしている。
さて、移動窓処理器1209−１〜1209-10は、A/Dコンバー
タ1200の32KHzサンプリングデータを入力し、また線ス
ペクトル推定器1208−１〜1208-10からは矩形窓に関す
る窓長データを得て、入力する32KHzサンプリングデー
タを位相変調点を含む掃引範囲にわたって前記窓長の矩
形関数で所定のタイミングで移動しつつ切出す移動窓処
理を行なう。この移動窓処理における位相変調近傍の探
索は、ラインスペクトルのエネルギー集中度の著しい鈍
化が発生する状態を確認する形式で容易に行なうことが
できる。
タ1200の32KHzサンプリングデータを入力し、また線ス
ペクトル推定器1208−１〜1208-10からは矩形窓に関す
る窓長データを得て、入力する32KHzサンプリングデー
タを位相変調点を含む掃引範囲にわたって前記窓長の矩
形関数で所定のタイミングで移動しつつ切出す移動窓処
理を行なう。この移動窓処理における位相変調近傍の探
索は、ラインスペクトルのエネルギー集中度の著しい鈍
化が発生する状態を確認する形式で容易に行なうことが
できる。
位置推定器1210−１〜1210-10は、各移動窓処理器から
提供される位相変調点を含む移動窓処理データにもとづ
き位相変調点の時間位置の正確な推定演算を行ない、こ
れをピッチ励振時刻に対応する位置パルス候補として加
算器1211供給する。
提供される位相変調点を含む移動窓処理データにもとづ
き位相変調点の時間位置の正確な推定演算を行ない、こ
れをピッチ励振時刻に対応する位置パルス候補として加
算器1211供給する。
10チャンネルの移動窓処理器1209−１〜1209-10、およ
び位相推定器1210−１〜1210-10は同一のピッチパルス
列に対する移動窓処理と位置推定を行なうことによって
ピッチパルス列の検索精度を著しく向上せしめることを
目的として配置せしめられている。すなわち、これら10
個の出力は加算器1211で加算されピッチパルスの検索に
於けるS/N（信号対雑音比）を著しく向上させるように
してあるのである。
び位相推定器1210−１〜1210-10は同一のピッチパルス
列に対する移動窓処理と位置推定を行なうことによって
ピッチパルス列の検索精度を著しく向上せしめることを
目的として配置せしめられている。すなわち、これら10
個の出力は加算器1211で加算されピッチパルスの検索に
於けるS/N（信号対雑音比）を著しく向上させるように
してあるのである。
ピッチ整形器1212は加算器1211の出力を受けて所定のク
リッピング，整形を施しピッチ励振時刻を表現するパル
ス列として出力し、またこのパルス列の有無に対応して
V/UV情報を出力する。
リッピング，整形を施しピッチ励振時刻を表現するパル
ス列として出力し、またこのパルス列の有無に対応して
V/UV情報を出力する。
パラメータ・時刻再生器12は、こうして再生したLSP係
数はLSPフィルタ13に、またピッチ励振時刻に関するデ
ータとV/UV情報は音源発生器14に、さらに電力データは
乗算器16にそれぞれ供給する。
数はLSPフィルタ13に、またピッチ励振時刻に関するデ
ータとV/UV情報は音源発生器14に、さらに電力データは
乗算器16にそれぞれ供給する。
音源発生器14はピッチ励振時刻とV/UV情報に関するデー
タにもとづいて音源パルスを正規化レベルで発生しこれ
を補間器15に供給する。
タにもとづいて音源パルスを正規化レベルで発生しこれ
を補間器15に供給する。
第13図は補間器15を詳細に示すブロック図である。
補間器15は、音源発生器14から出力される音源パルス
が、分析側で元来のピッチ励振時刻パルスを1/2に間引
きしたものであるのでこれを復元するための補間を行な
うものである。この補間は、間引きパルス列の中間の零
クロス位置を推定し、その位置にパルスを次次に立てて
いく形式で行なわれる。
が、分析側で元来のピッチ励振時刻パルスを1/2に間引
きしたものであるのでこれを復元するための補間を行な
うものである。この補間は、間引きパルス列の中間の零
クロス位置を推定し、その位置にパルスを次次に立てて
いく形式で行なわれる。
第14図は第13図の補間器の主要動作波形図である。以下
第14図を参照しながら第13図について説明する。
第14図を参照しながら第13図について説明する。
第13図の補間器15は、インバータ1501,乗算器1502,D型
フリップフロップ回路1503,積分器1504,乗算器1505,積
分器1506,加算器1507,積分器1508、ゼロクロス設定器15
09およびOR回路1510等を備えて構成される。
フリップフロップ回路1503,積分器1504,乗算器1505,積
分器1506,加算器1507,積分器1508、ゼロクロス設定器15
09およびOR回路1510等を備えて構成される。
インバータ1501,D型フリップフロップ回路1503のCP（ク
ロック）端子、乗算器1505,およびOR回路1501にはそれ
ぞれ間引き入力パルスが供給される。インバータ1501は
入力の極性を逆転し乗算器1502に供給する。第14図にイ
ンバータ1501出力として示す。
ロック）端子、乗算器1505,およびOR回路1501にはそれ
ぞれ間引き入力パルスが供給される。インバータ1501は
入力の極性を逆転し乗算器1502に供給する。第14図にイ
ンバータ1501出力として示す。
乗算器1502にはＤ型フリップフロップ回路1503のＱ端子
出力も供給される。このＱ端子出力は２値の論理値
“1",“0"が交互に出力し従って“0"のときは乗算器150
2の出力は出ないこととなる。この出力は積分器1504に
供給される。第14図に乗算器1502出力として示す。
出力も供給される。このＱ端子出力は２値の論理値
“1",“0"が交互に出力し従って“0"のときは乗算器150
2の出力は出ないこととなる。この出力は積分器1504に
供給される。第14図に乗算器1502出力として示す。
Ｄ型フリップフロップ回路1503の端子出力はＱ端子と
は交互の極性反転しつつ“1",“0"を出力し、従って乗
算器1505の出力を乗算器1502の出力と対比して示すと第
14図の乗算器1505出力となる。
は交互の極性反転しつつ“1",“0"を出力し、従って乗
算器1505の出力を乗算器1502の出力と対比して示すと第
14図の乗算器1505出力となる。
乗算器1505の出力は積分器1506に供給されるとともにま
たリセット信号として積分器1504に提供される。さら
に、積分器1506にはリセット信号として乗算器1502の出
力が提供される。
たリセット信号として積分器1504に提供される。さら
に、積分器1506にはリセット信号として乗算器1502の出
力が提供される。
こうして、積分器1506と1504にはそれぞれ第14図に示す
矩形波が出力する。
矩形波が出力する。
加算器1507はこれら２つの矩形波をアナログ加算器1507
出力を得て、さらにこれを積分器1508に通すことによっ
て点線の三角波で示す積分器1508出力を得る。合わせて
第14図に示す。
出力を得て、さらにこれを積分器1508に通すことによっ
て点線の三角波で示す積分器1508出力を得る。合わせて
第14図に示す。
ゼロクロス設定器1509は、コンパレータ等を利用して積
分器1508出力の零クロス点Ｐ0を決定し、この零クロス
点Ｐに対応するタイミングでパルスを発生、これをOR回
路1510に供給する。
分器1508出力の零クロス点Ｐ0を決定し、この零クロス
点Ｐに対応するタイミングでパルスを発生、これをOR回
路1510に供給する。
OR回路1510には間引き入力パルスも入力され、従ってそ
の出力は第14図に示す補間パルス出力として間引き入力
パルスの倍数のものが得られ間引き前に復元される。
の出力は第14図に示す補間パルス出力として間引き入力
パルスの倍数のものが得られ間引き前に復元される。
補間器15の出力は乗算器16に供給され、パラメータ・時
刻再生器12から提供される電力との乗算を行ない音声入
力の音源を基本分析フレームごとに再生しこれをLSPフ
ィルタ13の入力として供給する。この入力はピッチ励振
時刻を確保した再生音源であり、この入力によって駆動
されるLSPフィルタ13の出力は非常に忠実度の高いディ
ジタル合成音となる。
刻再生器12から提供される電力との乗算を行ない音声入
力の音源を基本分析フレームごとに再生しこれをLSPフ
ィルタ13の入力として供給する。この入力はピッチ励振
時刻を確保した再生音源であり、この入力によって駆動
されるLSPフィルタ13の出力は非常に忠実度の高いディ
ジタル合成音となる。
LSPフィルタ13の出力はD/Aコンバータ17でアナログ変換
され、そのあとLPF18で不要な高域成分を遮断し音声出
力として送出する。
され、そのあとLPF18で不要な高域成分を遮断し音声出
力として送出する。
以上は複数の線スペクトルとしてLSPを利用した実施例
について説明したが、このLSPの代りにCSMの如き他の線
スペクトルを利用する場合についてもほぼ同様な手法で
実施しうる。
について説明したが、このLSPの代りにCSMの如き他の線
スペクトルを利用する場合についてもほぼ同様な手法で
実施しうる。
また、本実施例では線スペクトルの位相変化時刻での連
続性を保持する形式、かつピッチ励振時刻を間引いて伝
送する形式の実施例について説明したが、これらの実施
は通信回線の伝送容量、装置の運用目的等を勘案し任意
に実施できるものである。
続性を保持する形式、かつピッチ励振時刻を間引いて伝
送する形式の実施例について説明したが、これらの実施
は通信回線の伝送容量、装置の運用目的等を勘案し任意
に実施できるものである。
以上説明した如く本発明によれば、音声のスペクトル包
絡を複数の線スペクトルで表現し、これら線スペクトル
からスペクトル包絡を再生する形式の音声分析合成装置
において、ピッチ励振時刻を位相変調する形式で伝送す
る手段を備えることによって、狭伝送帯域でもピッチ励
振時刻の伝送を可能ならしめ高品質の再生音が得られる
音声分析合成装置が実現できるという効果がある。
絡を複数の線スペクトルで表現し、これら線スペクトル
からスペクトル包絡を再生する形式の音声分析合成装置
において、ピッチ励振時刻を位相変調する形式で伝送す
る手段を備えることによって、狭伝送帯域でもピッチ励
振時刻の伝送を可能ならしめ高品質の再生音が得られる
音声分析合成装置が実現できるという効果がある。
第１図は本発明の音声分析合成装置の分析側の一実施例
のブロック図、第２図は本発明の音声分析合成装置の合
成側の一実施例のブロック図、第３図は第１図のLPC逆
フィルタ３を詳細に示すブロック図、第４図は第１図の
ピッチ励振時刻分析器７を詳細に示すブロック図、第５
図はピッチ励振時刻分析の第２の実施例を示すブロック
図、第６図は第１図のピッチ励振時刻間引器８を詳細に
示すブロック図、第７図は第１図の波形発生器６を詳細
に示すブロック図、第８図は第７図の位相角発生器63を
詳細に示すブロック図、第９図は第７図の正弦波発生器
64を詳細に示すブロック図、第10図は第１図の分析側の
出力波形の特徴を説明するための出力波形特性図、第11
図はピッチ励振時刻における位相変調の基本的特徴を説
明するためのピッチ励振時刻位相変調特性図、第12図は
第２図のパラメータ・時刻再生器12を詳細に示すブロッ
ク図、第13図は第２図の補間器15を詳細に示すブロック
図、第14図は第13図の補間器の主要動作波形、第15図は
ピッチ励振時刻分析器７の動作を説明するための波形
図、第16図はセンタクリップ回路77を詳細に示すブロッ
ク図である。 １……A/Dコンバータ、２……自己相関分析器、３……L
PC逆フィルタ、４……LPC分析器、５……LSP分析器、６
……波形発生器、７……ピッチ励振時刻分析器、８……
ピッチ励振時刻間引器、９……D/Aコンバータ、10……L
PF、11……LPF、12……パラメータ・時刻再生器、13…
…LSPフィルタ、14……音源発生器、15……補間器、16
……乗算器、17……D/Aコンバータ、18……LPF、19……
LPF、20……デシメータ、21……LPC分析器、22……LPC
逆フィルタ、23……ピッチ励振時刻分析器、24……補間
器。
のブロック図、第２図は本発明の音声分析合成装置の合
成側の一実施例のブロック図、第３図は第１図のLPC逆
フィルタ３を詳細に示すブロック図、第４図は第１図の
ピッチ励振時刻分析器７を詳細に示すブロック図、第５
図はピッチ励振時刻分析の第２の実施例を示すブロック
図、第６図は第１図のピッチ励振時刻間引器８を詳細に
示すブロック図、第７図は第１図の波形発生器６を詳細
に示すブロック図、第８図は第７図の位相角発生器63を
詳細に示すブロック図、第９図は第７図の正弦波発生器
64を詳細に示すブロック図、第10図は第１図の分析側の
出力波形の特徴を説明するための出力波形特性図、第11
図はピッチ励振時刻における位相変調の基本的特徴を説
明するためのピッチ励振時刻位相変調特性図、第12図は
第２図のパラメータ・時刻再生器12を詳細に示すブロッ
ク図、第13図は第２図の補間器15を詳細に示すブロック
図、第14図は第13図の補間器の主要動作波形、第15図は
ピッチ励振時刻分析器７の動作を説明するための波形
図、第16図はセンタクリップ回路77を詳細に示すブロッ
ク図である。 １……A/Dコンバータ、２……自己相関分析器、３……L
PC逆フィルタ、４……LPC分析器、５……LSP分析器、６
……波形発生器、７……ピッチ励振時刻分析器、８……
ピッチ励振時刻間引器、９……D/Aコンバータ、10……L
PF、11……LPF、12……パラメータ・時刻再生器、13…
…LSPフィルタ、14……音源発生器、15……補間器、16
……乗算器、17……D/Aコンバータ、18……LPF、19……
LPF、20……デシメータ、21……LPC分析器、22……LPC
逆フィルタ、23……ピッチ励振時刻分析器、24……補間
器。
Claims (3)
- 【請求項１】音声のスペクトル包絡を複数の線スペクト
ルで表現し、これら線スペクトルからスペクトル包絡を
再生する形式の音声符号化装置において、 ピッチ励振時刻を、前記線スペクトルを正弦波形に変換
し、この正弦波形の位相変化時刻をピッチ励振時刻と一
致させる形式で伝送するピッチ励振時刻伝送手段を備え
て成ることを特徴とする音声分析合成装置。 - 【請求項２】前記線スペクトルの位相変化時刻での波形
連続性を保持する手段を備えたものであることを特徴と
する特許請求の範囲第（１）項記載の音声分析合成装
置。 - 【請求項３】前記ピッチ励振時刻を間引いて伝送する手
段を備えたものであることを特徴とする特許請求の範囲
第（１）項記載の音声分析合成装置。
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| JP61134571A JPH0754440B2 (ja) | 1986-06-09 | 1986-06-09 | 音声分析合成装置 |
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