JPS62289900A - 音声分析合成装置 - Google Patents
音声分析合成装置Info
- Publication number
- JPS62289900A JPS62289900A JP61134571A JP13457186A JPS62289900A JP S62289900 A JPS62289900 A JP S62289900A JP 61134571 A JP61134571 A JP 61134571A JP 13457186 A JP13457186 A JP 13457186A JP S62289900 A JPS62289900 A JP S62289900A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- pitch
- output
- excitation time
- analyzer
- pitch excitation
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 230000005284 excitation Effects 0.000 claims description 134
- 238000004458 analytical method Methods 0.000 claims description 91
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 claims description 55
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 claims description 47
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 claims description 47
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 30
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 claims description 21
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 claims description 14
- 230000008859 change Effects 0.000 claims description 9
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 59
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 38
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 23
- 238000000034 method Methods 0.000 description 21
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 20
- 230000006870 function Effects 0.000 description 18
- 239000000203 mixture Substances 0.000 description 12
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 10
- 238000009826 distribution Methods 0.000 description 8
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 8
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 5
- 238000000605 extraction Methods 0.000 description 5
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 description 4
- 239000003795 chemical substances by application Substances 0.000 description 3
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 3
- 230000008569 process Effects 0.000 description 3
- 210000001260 vocal cord Anatomy 0.000 description 3
- 230000001755 vocal effect Effects 0.000 description 3
- 241000981595 Zoysia japonica Species 0.000 description 2
- 230000006835 compression Effects 0.000 description 2
- 238000007906 compression Methods 0.000 description 2
- 238000005520 cutting process Methods 0.000 description 2
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 2
- 239000006185 dispersion Substances 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 2
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 2
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 2
- 238000003892 spreading Methods 0.000 description 2
- 230000007480 spreading Effects 0.000 description 2
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 2
- 238000012549 training Methods 0.000 description 2
- 240000005528 Arctium lappa Species 0.000 description 1
- 235000006481 Colocasia esculenta Nutrition 0.000 description 1
- 240000004270 Colocasia esculenta var. antiquorum Species 0.000 description 1
- 241000772415 Neovison vison Species 0.000 description 1
- 238000011888 autopsy Methods 0.000 description 1
- 238000009412 basement excavation Methods 0.000 description 1
- 239000013590 bulk material Substances 0.000 description 1
- 239000003638 chemical reducing agent Substances 0.000 description 1
- 239000013256 coordination polymer Substances 0.000 description 1
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 1
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000011156 evaluation Methods 0.000 description 1
- 238000001125 extrusion Methods 0.000 description 1
- 230000014509 gene expression Effects 0.000 description 1
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 description 1
- 238000013139 quantization Methods 0.000 description 1
- 238000007619 statistical method Methods 0.000 description 1
- 239000004575 stone Substances 0.000 description 1
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
- G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
- G10L19/00—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis
- G10L19/04—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis using predictive techniques
- G10L19/08—Determination or coding of the excitation function; Determination or coding of the long-term prediction parameters
- G10L19/093—Determination or coding of the excitation function; Determination or coding of the long-term prediction parameters using sinusoidal excitation models
-
- G—PHYSICS
- G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
- G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
- G10L25/00—Speech or voice analysis techniques not restricted to a single one of groups G10L15/00 - G10L21/00
- G10L25/90—Pitch determination of speech signals
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computational Linguistics (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Health & Medical Sciences (AREA)
- Audiology, Speech & Language Pathology (AREA)
- Human Computer Interaction (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Acoustics & Sound (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Electrophonic Musical Instruments (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
３、発明の詳細な説明
〔産業上の利用分野〕
本発明は音成分析合成装置に関し、特に複数の線スペク
トルで表現したスペクトル包絡情報を含む音声パラメー
タをアナログ量の形式で伝送する音成分析合成装置の音
質改善に関する。
トルで表現したスペクトル包絡情報を含む音声パラメー
タをアナログ量の形式で伝送する音成分析合成装置の音
質改善に関する。
複数の線スペクトルで表現したスペクトル包絡情報、た
とえばＬＳＰ（Ｌｉｎｅ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ ｐａｉｒ
ｓ、線スペクトル対）や、このＬＡＰと密接な関連を有
するものとして知られるＣＡＭ（Ｃｏｍｐｏｓｉｔｅ
Ｓｉｎｕｓｏｉｄａｌｍｏｄｅｌ 、 複合正弦波モ
デル）等で表現したスペクトル包絡情報を含む音声パラ
メータをアナログ量の形式で伝送する音成分析合成装置
にあっては、伝送帯域に特に余裕がある場合を除いてピ
ッチ伝送はピッチ周期、ピッチレベル等のパラメータデ
ータを伝送する形式で行なわれている。
とえばＬＳＰ（Ｌｉｎｅ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ ｐａｉｒ
ｓ、線スペクトル対）や、このＬＡＰと密接な関連を有
するものとして知られるＣＡＭ（Ｃｏｍｐｏｓｉｔｅ
Ｓｉｎｕｓｏｉｄａｌｍｏｄｅｌ 、 複合正弦波モ
デル）等で表現したスペクトル包絡情報を含む音声パラ
メータをアナログ量の形式で伝送する音成分析合成装置
にあっては、伝送帯域に特に余裕がある場合を除いてピ
ッチ伝送はピッチ周期、ピッチレベル等のパラメータデ
ータを伝送する形式で行なわれている。
上述した、従来のこの種の音成分析合成装置には次のよ
うな問題点がある。
うな問題点がある。
すなわち、この種の音成分析合成装置は、ピッチ伝送に
関しては、伝送帯域Ｋ特に余裕がある場合以外はパラメ
ータ伝送形式がとられている。このパラメータ伝送によ
れば音源波形の伝送は行なわれないためピッチ励振時刻
の再生は得られず、従って合成音質にも限界があり、さ
らに元来この種の分析合成装置を利用する目的は帯域圧
縮もしくは帯域の有効利用にあυ、広い伝送帯域を要求
す６方法は合成音質の改善としても望ましくないという
問題がある。
関しては、伝送帯域Ｋ特に余裕がある場合以外はパラメ
ータ伝送形式がとられている。このパラメータ伝送によ
れば音源波形の伝送は行なわれないためピッチ励振時刻
の再生は得られず、従って合成音質にも限界があり、さ
らに元来この種の分析合成装置を利用する目的は帯域圧
縮もしくは帯域の有効利用にあυ、広い伝送帯域を要求
す６方法は合成音質の改善としても望ましくないという
問題がある。
本発明の目的は上述した欠点を除去し、線スペクトルの
位相をピッチ励振時刻に対応させて変化することにより
、狭伝送帯域でもピッチ励振時刻を伝送し従って合成音
質を大幅に改善し得る音成分析合成装置を提供すること
にある。
位相をピッチ励振時刻に対応させて変化することにより
、狭伝送帯域でもピッチ励振時刻を伝送し従って合成音
質を大幅に改善し得る音成分析合成装置を提供すること
にある。
本発明の装置は、音声のスペクトル包絡を複数の線スペ
クトルで表現しこれら線スペクトルからスペクトル包絡
を再生する形式の音成分析合成装置において、ピッチ励
振時刻を前記線スペクトルの位相変化の形式で伝送する
ピンチ励蚤時刻伝送手段を備えて合成される。
クトルで表現しこれら線スペクトルからスペクトル包絡
を再生する形式の音成分析合成装置において、ピッチ励
振時刻を前記線スペクトルの位相変化の形式で伝送する
ピンチ励蚤時刻伝送手段を備えて合成される。
次に図面を参照して本発明の詳細な説明する。
第１図は本発明の音成分析合成装置の分析側の一実施例
のブロック図、第２図は本発明の音成分析合成装置の合
成側の一実施例のブロック図である。
のブロック図、第２図は本発明の音成分析合成装置の合
成側の一実施例のブロック図である。
第１図に示す分析側は、Ａ／Ｄコンバータ１゜自己相関
分析器２． ＬＰＣ（Ｌｉｎｅａｒ Ｐｒｅｄｉｃｔ
ｉｏｎ（’ｏｄｉｎｇ、線形予測分析）逆フィルタ３．
ＬＰＣ分析器４．ＬＳＦ分析器５．波形発生器６．ピッ
チ励振時刻分析器７．ピッチ励振時刻間引器３． Ｄ
／Ａコンバータ９． ＬＰＦ（Ｌｏｗ Ｐａ５ｓ Ｆｉ
ｌｔｅｒ ） １０等を備えて構成される。
分析器２． ＬＰＣ（Ｌｉｎｅａｒ Ｐｒｅｄｉｃｔ
ｉｏｎ（’ｏｄｉｎｇ、線形予測分析）逆フィルタ３．
ＬＰＣ分析器４．ＬＳＦ分析器５．波形発生器６．ピッ
チ励振時刻分析器７．ピッチ励振時刻間引器３． Ｄ
／Ａコンバータ９． ＬＰＦ（Ｌｏｗ Ｐａ５ｓ Ｆｉ
ｌｔｅｒ ） １０等を備えて構成される。
また、第２図に示す合成側は、ＬＰＦｌｌ、ノくラメー
タ・時刻再生器１２．ＬＳＰフィルタ１３゜音源発生器
１４．補間器１５２乗算器１６．Ａ／Ｄコンバータｌ
７．ＬＰＦ１８等を備えて構成される。
タ・時刻再生器１２．ＬＳＰフィルタ１３゜音源発生器
１４．補間器１５２乗算器１６．Ａ／Ｄコンバータｌ
７．ＬＰＦ１８等を備えて構成される。
第１図において、音声入力はＡ／Ｄコンバータ１に供給
され、内蔵する低域通過フィルタで３．４ＫＨｚ以上の
高域を遮断したのち、３ ＫＨｚのサンプリング周波数
で標本化したあと１２ビツトの量子化ステップでディジ
タル化されＬＰＣ合成フィルタ３に提供されるとともに
、このディジタル化音声信号の１ブロツクぶん、たとえ
ば３０ｍ５ＥＣ。
され、内蔵する低域通過フィルタで３．４ＫＨｚ以上の
高域を遮断したのち、３ ＫＨｚのサンプリング周波数
で標本化したあと１２ビツトの量子化ステップでディジ
タル化されＬＰＣ合成フィルタ３に提供されるとともに
、このディジタル化音声信号の１ブロツクぶん、たとえ
ば３０ｍ５ＥＣ。
２４０サンプルふんずつを一時的に内部メモリに格納し
つつ、これにあらかじめ設定する窓関数、たとえば−・
ミング関数を乗算して切出す窓処理を１０ｍ５ＥＣごと
に行なって自己相関分析器２に供給する。従って基本分
析フレームは１０ｍ５ＥＣとなる。
つつ、これにあらかじめ設定する窓関数、たとえば−・
ミング関数を乗算して切出す窓処理を１０ｍ５ＥＣごと
に行なって自己相関分析器２に供給する。従って基本分
析フレームは１０ｍ５ＥＣとなる。
自己相関分析器２は、Ａ／Ｄコンバータ１から受けるデ
ィジタル化音声信号に対し、自己相関係数を所定の次数
１０次まで基本分析フレームごとに算出し、遅れ零の係
数で正規化した自己相関係数９１．９２．・・・・・・
９衿をＬＰＧ分析器４に出力、また、遅れ時間零にかけ
る自己相関係数を算出し、これを短時間音声電力を表わ
す電力データとして波形発生器６に供給する。
ィジタル化音声信号に対し、自己相関係数を所定の次数
１０次まで基本分析フレームごとに算出し、遅れ零の係
数で正規化した自己相関係数９１．９２．・・・・・・
９衿をＬＰＧ分析器４に出力、また、遅れ時間零にかけ
る自己相関係数を算出し、これを短時間音声電力を表わ
す電力データとして波形発生器６に供給する。
ＬＰＧ逆フィルタ３は、入力するディジタ２５化音声信
号をＬＰＧ逆フィルタに通す連続波形処理を介して残差
波形を抽出し、これをピッチ励振時刻分析器７に供給す
る。この場合、ＬＰＧ逆フィルタ３のフィルタ係数はり
、ＰＣ分析器４から基本分析フレームごとに提供される
１０次のαノくラメータ、α、、（！２・・・・・・α
、０が利用される。
号をＬＰＧ逆フィルタに通す連続波形処理を介して残差
波形を抽出し、これをピッチ励振時刻分析器７に供給す
る。この場合、ＬＰＧ逆フィルタ３のフィルタ係数はり
、ＰＣ分析器４から基本分析フレームごとに提供される
１０次のαノくラメータ、α、、（！２・・・・・・α
、０が利用される。
ＬＰＧ分析器４は自己相関分析器２から受ける１０次の
自己相関係数ｆｌ＋ ｆ２＋・・・・・・ｆｌＧを利用
し、公知のＬＰＧ分析技術によって１０次のＬＰＧ係数
としてのαパラメータ、α１．ａ２・・・・・・α１゜
を抽出しＬＰＧ逆フィルタ３に基本分析フレームごとに
提供する。
自己相関係数ｆｌ＋ ｆ２＋・・・・・・ｆｌＧを利用
し、公知のＬＰＧ分析技術によって１０次のＬＰＧ係数
としてのαパラメータ、α１．ａ２・・・・・・α１゜
を抽出しＬＰＧ逆フィルタ３に基本分析フレームごとに
提供する。
第３図はＬＰＧ逆フィルタ３を詳細に示すブロック図で
ある。このＬＰＧ逆フィルタは、単位遅延素子３１−１
〜３１−１０． 乗算器３２−１〜３２−１０、加算器
３３．３４によって構成されるディジタルフィルタであ
り、重み係数として基本分析フレームごとのαパラメー
タ、α１．α２．・・・・・・α１゜を第３図に示すよ
うに利用することによってＬＰＣ分析器４によって分析
されるＬＰＧ係数の示すスペクトル包絡特性とは時間・
レベル特性が逆特性のフィルタを基本分析フレームごと
に形成し、従ってＡ／Ｄコンバータ１から入力するディ
ジタル化音声信号を受ける連続波形処理を介して残差波
形を出力することとなる。
ある。このＬＰＧ逆フィルタは、単位遅延素子３１−１
〜３１−１０． 乗算器３２−１〜３２−１０、加算器
３３．３４によって構成されるディジタルフィルタであ
り、重み係数として基本分析フレームごとのαパラメー
タ、α１．α２．・・・・・・α１゜を第３図に示すよ
うに利用することによってＬＰＣ分析器４によって分析
されるＬＰＧ係数の示すスペクトル包絡特性とは時間・
レベル特性が逆特性のフィルタを基本分析フレームごと
に形成し、従ってＡ／Ｄコンバータ１から入力するディ
ジタル化音声信号を受ける連続波形処理を介して残差波
形を出力することとなる。
さて、ＬＰＧ分析器４は分析した１０次のαパラメータ
をＬＳＰ分析器５にも供給し、ＬＳＰ分析器５はこのＬ
ＰＧ係数から公知の手段で１０次のＬＳＰ係数を誘導し
これを波形発生器６に供給する。ＬＳＰ係数を誘導する
公知の手段としては、ＬＰＧ係数による高次万福式をニ
ー−トン（Ｎｅｗｔｏｎ）の反復法を利用して解く手法
や、零点探索法等があるが本実施例では前者の解決を利
用している。
をＬＳＰ分析器５にも供給し、ＬＳＰ分析器５はこのＬ
ＰＧ係数から公知の手段で１０次のＬＳＰ係数を誘導し
これを波形発生器６に供給する。ＬＳＰ係数を誘導する
公知の手段としては、ＬＰＧ係数による高次万福式をニ
ー−トン（Ｎｅｗｔｏｎ）の反復法を利用して解く手法
や、零点探索法等があるが本実施例では前者の解決を利
用している。
第４図はピッチ励振時刻分析器７を詳細に示すブロック
図である。このピッチ励振時刻分析器７は、遅延回路７
１．自己相関・ピッチ抽出器７２゜単位遅延素子７３−
１．７３−２． 乗算器７４−１゜７４−２．７４−
３．加算器７５２乗算器７６等を備えて構成される。
図である。このピッチ励振時刻分析器７は、遅延回路７
１．自己相関・ピッチ抽出器７２゜単位遅延素子７３−
１．７３−２． 乗算器７４−１゜７４−２．７４−
３．加算器７５２乗算器７６等を備えて構成される。
自己相関・ピッチ抽出器７２は、ＬＰＧ逆フィルタ３か
ら入力する残差波形にもとづき、基本分析フレームごと
にその自己相関列を求めつつピッチを抽出する。また、
このピッチ抽出と平行してＶ（Ｖｏｉｃｅ、有声）／
ＵＶ （Ｕｎｖｏｉｃｅ、無声）情報も抽出する。この
ピッチ抽出によって得られる周期Ｔｃのピッチ周期デー
タはサンプリング周波数３ ＫＨｚによる３個のサンプ
ルデータ、すなわちＴｃおよびＴｃ−１：ｔｏのタイミ
ングにおけるサンプルデータとしてそれぞれ乗算器７４
−２．７４−３および７４−１にピッチ予測係数として
提供される。ここで加は８ＫＨｚサンプリング間隔であ
り、本実施例の場合は１２５μＳＥＣとなる。
ら入力する残差波形にもとづき、基本分析フレームごと
にその自己相関列を求めつつピッチを抽出する。また、
このピッチ抽出と平行してＶ（Ｖｏｉｃｅ、有声）／
ＵＶ （Ｕｎｖｏｉｃｅ、無声）情報も抽出する。この
ピッチ抽出によって得られる周期Ｔｃのピッチ周期デー
タはサンプリング周波数３ ＫＨｚによる３個のサンプ
ルデータ、すなわちＴｃおよびＴｃ−１：ｔｏのタイミ
ングにおけるサンプルデータとしてそれぞれ乗算器７４
−２．７４−３および７４−１にピッチ予測係数として
提供される。ここで加は８ＫＨｚサンプリング間隔であ
り、本実施例の場合は１２５μＳＥＣとなる。
単位遅延素子７３−１．７３−２はそれぞれｔｏの遅延
量を付与され、また遅延回路７１はピッチ周期データと
とＫＴＣ−ｔｏの遅延量を入力に付与するように機能す
る。従ってピッチパルスに対しては単位遅延素子７３−
１と７３−２の接合点はＴｃ、遅延回路７１の出力側は
Ｔｃ−ｔｏ、また単位遅延素子７３−２の出力側はＴｃ
＋ｔｏの時間位置に設定される。
量を付与され、また遅延回路７１はピッチ周期データと
とＫＴＣ−ｔｏの遅延量を入力に付与するように機能す
る。従ってピッチパルスに対しては単位遅延素子７３−
１と７３−２の接合点はＴｃ、遅延回路７１の出力側は
Ｔｃ−ｔｏ、また単位遅延素子７３−２の出力側はＴｃ
＋ｔｏの時間位置に設定される。
こうして、加算器７５の出力には、基本的にＴｃの周期
で繰返されるピンチパルスが３個の離散データとして火
成に出力され、これと残差波形とが乗算器７６によって
乗算される。この乗算によって残差波形に含まれるピッ
チパルスが強勢された状態とｉシ、その乗算結果がセン
タクリップ回路７７に供給される。センタクリップ回路
７７はこの入力に対するセンタクリッピングを実施し、
強勢され確度の高いピンチパルス列をピッチ励振時刻を
示す情報としてＶ／ＵＶ（９１報がＶを指定するときの
み送出する。
で繰返されるピンチパルスが３個の離散データとして火
成に出力され、これと残差波形とが乗算器７６によって
乗算される。この乗算によって残差波形に含まれるピッ
チパルスが強勢された状態とｉシ、その乗算結果がセン
タクリップ回路７７に供給される。センタクリップ回路
７７はこの入力に対するセンタクリッピングを実施し、
強勢され確度の高いピンチパルス列をピッチ励振時刻を
示す情報としてＶ／ＵＶ（９１報がＶを指定するときの
み送出する。
第５図はピッチ励振時刻分析の第２の実施例を示すブロ
ック図である。この第５図の内容は第１図に点線で示す
部分を実現する第２の実施例であり、Ａ／Ｄコンバータ
ｌ、ＬＰＦ１９．デシメータ２０、ＬＰＣ分析器２１．
ＬＰＧ逆フィルタ２２゜ピッチ励振時刻分析器２３．Ｎ
量器２４等を備えて（１イ成される。この場合のピッチ
励振時刻分析は、デ・、・ジメル化音声信号に対してデ
シメーション（ｄｅｃｉｍａｔ ｉｏｎ ）、すなわち
間引きサンプリングを施し、このデシメートされたサン
プル値を対象としてピッチ励振時刻を分析しようとする
ものでｓｂ、演算量の大幅な削減が可能となる。
ック図である。この第５図の内容は第１図に点線で示す
部分を実現する第２の実施例であり、Ａ／Ｄコンバータ
ｌ、ＬＰＦ１９．デシメータ２０、ＬＰＣ分析器２１．
ＬＰＧ逆フィルタ２２゜ピッチ励振時刻分析器２３．Ｎ
量器２４等を備えて（１イ成される。この場合のピッチ
励振時刻分析は、デ・、・ジメル化音声信号に対してデ
シメーション（ｄｅｃｉｍａｔ ｉｏｎ ）、すなわち
間引きサンプリングを施し、このデシメートされたサン
プル値を対象としてピッチ励振時刻を分析しようとする
ものでｓｂ、演算量の大幅な削減が可能となる。
Ａ／Ｄコンバータ１の出力するｇ ＫＨｚサンプルはＬ
ＰＦ１９に出力され、９．３ＫＨｚを高域遮断周波数と
するフィルタリングを受ける。
ＰＦ１９に出力され、９．３ＫＨｚを高域遮断周波数と
するフィルタリングを受ける。
デシメータ２０は、ＬＰＦ１８の出力を受けるとこれを
２ ＫＨｚのサンプリング周波数で４個に１個ずつの３
ＫＨｚサンプルをピックアップするデシメーションを
行ない出力をＬＰＧ分析器２１に供給する。
２ ＫＨｚのサンプリング周波数で４個に１個ずつの３
ＫＨｚサンプルをピックアップするデシメーションを
行ない出力をＬＰＧ分析器２１に供給する。
ＬＰＧ分析器２１は入力に対して基本分析フレームの周
期でＬＰＧ分析を行ない４次のαパラメータを抽出、こ
れをフィルタ係数としてＬＰＣ逆フィルタ２２に供給す
る。
期でＬＰＧ分析を行ない４次のαパラメータを抽出、こ
れをフィルタ係数としてＬＰＣ逆フィルタ２２に供給す
る。
ＬＰＧ逆フィルタ２２は残差波形を出力、これをピッチ
励振時刻分析器２３に供給する。
励振時刻分析器２３に供給する。
ピッチ励振時刻分析器２３は第４図に示すピッチ励振時
刻分析器７と基本的には同じ内容であるがただ２ＫＪ（
Ｚによって駆動される点のみが異）、２ＫＨｚデシメー
シヨンサンプルに対するピッチ励振時刻をパルス列の形
式で出力し、これを補間器２４に供給する。
刻分析器７と基本的には同じ内容であるがただ２ＫＪ（
Ｚによって駆動される点のみが異）、２ＫＨｚデシメー
シヨンサンプルに対するピッチ励振時刻をパルス列の形
式で出力し、これを補間器２４に供給する。
補間器２４は入力を３ ＫＨｚでサンプリングし、２Ｋ
Ｈｚサンプルデータのパルス列を補間しピッチ励振時刻
間引器に出力する。
Ｈｚサンプルデータのパルス列を補間しピッチ励振時刻
間引器に出力する。
ふたたびｉ１図に戻って実施例の説明を続行する。
ピッチ励振時刻分析器７の出力はピッチ励振時刻間引器
８に供給される。このピッチ励振時刻間引器８は、分析
音質の劣化を招来しない範囲でピッチ励振時刻、すなわ
ちピッチ励振時刻分析器７から提供されるピッチパルス
列の間引きを所定の間引き率で行ない分析処理量ならび
に伝送量の低減を図るものである。
８に供給される。このピッチ励振時刻間引器８は、分析
音質の劣化を招来しない範囲でピッチ励振時刻、すなわ
ちピッチ励振時刻分析器７から提供されるピッチパルス
列の間引きを所定の間引き率で行ない分析処理量ならび
に伝送量の低減を図るものである。
蕗６図はピッチ励振時刻間引器８を詳細に示すブロック
図である。このピッチ励振時刻間引器８は、Ｄ型フリッ
プ７０ツブ回路８１とＡＮＤ回路８２とを組合せ、ＡＮ
Ｄ回路８２の入力のＡＮＤ条件が成立するごとにピッチ
励振時刻としてのピッチパルスを所定の間引き率、本実
施例では１／２に間引き、この間引きピッチ励振時刻を
波形発生器６に供給する。
図である。このピッチ励振時刻間引器８は、Ｄ型フリッ
プ７０ツブ回路８１とＡＮＤ回路８２とを組合せ、ＡＮ
Ｄ回路８２の入力のＡＮＤ条件が成立するごとにピッチ
励振時刻としてのピッチパルスを所定の間引き率、本実
施例では１／２に間引き、この間引きピッチ励振時刻を
波形発生器６に供給する。
第７図は波形発生器６を詳細に示すブロック図であり、
補間器６１．ディストリビュータ６２゜位相角発生器６
３．正弦波発生器６４９乗算器６５、振幅演算器６６、
帯域コンプレッサ６７等を備えて構成される。
補間器６１．ディストリビュータ６２゜位相角発生器６
３．正弦波発生器６４９乗算器６５、振幅演算器６６、
帯域コンプレッサ６７等を備えて構成される。
この波形発生器６は、ＬＳＰ係数をその次数に同じ数の
正弦波の線形結合の形式で表現し出力するものであシ、
線形結合点がピッチ励振時刻に同期したピッチ同期形式
で線形結合が行なわれる。
正弦波の線形結合の形式で表現し出力するものであシ、
線形結合点がピッチ励振時刻に同期したピッチ同期形式
で線形結合が行なわれる。
つまシ、ピッチ励振時刻を境界点として、２つの正弦波
が連続的に結合され、この結合点が正弦波で表現した線
スペクトルの位相変化点となるように配Ｒするものであ
る。
が連続的に結合され、この結合点が正弦波で表現した線
スペクトルの位相変化点となるように配Ｒするものであ
る。
ＬＳＰ分析器５から入力するＬＳＰ係数ｗｒ−ｗｌ。
は、間引きピッチ励振時刻でサンプリングされた状態と
しても原情報を極力失なわないようにするためのデータ
補間を施され、補間ＬＳＰ係数Ｗ（〜Ｗ−としてディス
トリビー−タロ２に出力する。
しても原情報を極力失なわないようにするためのデータ
補間を施され、補間ＬＳＰ係数Ｗ（〜Ｗ−としてディス
トリビー−タロ２に出力する。
一方、ピッチ励振時刻間引器８から供給された間引きピ
ッチ励振時刻は補間器６１．ディストリビュータ６２に
提供されタイミングクロックとしてピッチ同期処理を行
なわしめる。
ッチ励振時刻は補間器６１．ディストリビュータ６２に
提供されタイミングクロックとしてピッチ同期処理を行
なわしめる。
ディストリビニ−タロ２は、補間されたＬＳＰ係数係数
−ぺの１０個の周波数を、あらかじめ設定する切換分配
基準でｆｌ、 ｆ、・・・・・・ｆカのいずれかとして
振向けるように間引きピッチ励振時刻の周期による処理
フレームごとに分配する。ここでｆ１〜ｆｌ。
−ぺの１０個の周波数を、あらかじめ設定する切換分配
基準でｆｌ、 ｆ、・・・・・・ｆカのいずれかとして
振向けるように間引きピッチ励振時刻の周期による処理
フレームごとに分配する。ここでｆ１〜ｆｌ。
は線形結合されるべき１０個の補間ＬＳＰ係数である。
この分配は、たとえばｆｌとしてＷｌの周波数を対応さ
せると、ｆ２にはＷ（以外のいずれかを分配するという
形式でｆ３〜ｆｌｏについても同様にして分配対象が事
前に決定される。この場合、ｆ１〜ｆ０゜は処理フレー
ムごとに当然具る周波数である。
せると、ｆ２にはＷ（以外のいずれかを分配するという
形式でｆ３〜ｆｌｏについても同様にして分配対象が事
前に決定される。この場合、ｆ１〜ｆ０゜は処理フレー
ムごとに当然具る周波数である。
さて、ｆ１〜ｆＩｏに分配されて出力する処理フレーム
ごとの出力は次に位相角発生器６３に入力される。第８
図は位相角発生器６３を詳細に示すブロック図でありΔ
θ１算出器出語１−１．Δθ２算出器６３１−２．・・
・・・・Δθ蜀算出出語３１−１０およびアキュムレー
タ６３２−１．アキュムレータ６３２−２．・・・・・
・アキュムレータ６３２−１０を備えて構成される。
ごとの出力は次に位相角発生器６３に入力される。第８
図は位相角発生器６３を詳細に示すブロック図でありΔ
θ１算出器出語１−１．Δθ２算出器６３１−２．・・
・・・・Δθ蜀算出出語３１−１０およびアキュムレー
タ６３２−１．アキュムレータ６３２−２．・・・・・
・アキュムレータ６３２−１０を備えて構成される。
Δθ１算出器出語１−１は周波数ｆｌとして入力する信
号の３ ＫＨｚサンプル間の移相量Δθ・をを測しつつ
その結果をアキ−ムレ−タロ３２−１に供給する。アキ
ュームレータ６３２−１は積分器として動作し、８ＫＨ
ｚのサンプリング周期で入力するΔθ１を積分最大レン
ジ３６０度として累積する。こうして累積される量が３
６０度に達すると零となり、この零を超えて再び累積さ
れるΔθ１の値等からピッチ励振時刻に対するｆｌの位
相角θ！を決定することができる他のｆ２〜ｆｌＯの位
相角０２〜θ、。も全く同様にして決定され、これら位
相角０１〜θ１０は次に正弦波発生器６４に供給される
。
号の３ ＫＨｚサンプル間の移相量Δθ・をを測しつつ
その結果をアキ−ムレ−タロ３２−１に供給する。アキ
ュームレータ６３２−１は積分器として動作し、８ＫＨ
ｚのサンプリング周期で入力するΔθ１を積分最大レン
ジ３６０度として累積する。こうして累積される量が３
６０度に達すると零となり、この零を超えて再び累積さ
れるΔθ１の値等からピッチ励振時刻に対するｆｌの位
相角θ！を決定することができる他のｆ２〜ｆｌＯの位
相角０２〜θ、。も全く同様にして決定され、これら位
相角０１〜θ１０は次に正弦波発生器６４に供給される
。
第９図は正弦波発生器６４を詳細に示すブロック図であ
り、ＲＯＭ６４１−１．ＲＯＭ６４１−２．・・・−・
・ＲＯＭ６４１−１０および加算器６４２を備えて構成
される。
り、ＲＯＭ６４１−１．ＲＯＭ６４１−２．・・・−・
・ＲＯＭ６４１−１０および加算器６４２を備えて構成
される。
入力する位相角θｌはＲＯＭ６４１−１に供給されると
ＲＯＭ６４１−１からは位相角θｌに対応する正弦波デ
ータが読出される。ＲＯＭ６４１−１は、位相角θｌの
各位に対応する周波数の正弦波データがあらかじめ格納
されている。ＲＯＭ６４１−２〜ＲＯＭ５４１−１０か
らも全く同様にして位相角０２〜らの値に対応する周波
数の正弦波データが読出される。これら各読出し正弦波
データは加算器６４２で連続データ形式で連続的に結合
される。
ＲＯＭ６４１−１からは位相角θｌに対応する正弦波デ
ータが読出される。ＲＯＭ６４１−１は、位相角θｌの
各位に対応する周波数の正弦波データがあらかじめ格納
されている。ＲＯＭ６４１−２〜ＲＯＭ５４１−１０か
らも全く同様にして位相角０２〜らの値に対応する周波
数の正弦波データが読出される。これら各読出し正弦波
データは加算器６４２で連続データ形式で連続的に結合
される。
さて、自己相関分析器２から入力する電力データは振幅
演算器６６に供給され、開平演算等を介して振幅データ
を得る。この振幅データは次に帯域コンプレッサ６７に
供給され、ダイナミックレンジ情報は保存したまま振幅
情報のみを所定の割合で圧縮し乗算器６５に供給される
。
演算器６６に供給され、開平演算等を介して振幅データ
を得る。この振幅データは次に帯域コンプレッサ６７に
供給され、ダイナミックレンジ情報は保存したまま振幅
情報のみを所定の割合で圧縮し乗算器６５に供給される
。
乗算器６５は、正弦波発生器６４から提供される線形結
合正弦波データに対し、圧縮振幅を乗算して振幅情報を
付与しこれをＤ／Ａコンバータ９に供給する。こうして
波形発生器６から出力される正弦波形データは、基本分
析フレームごとに異るＬＳＰ係数にもとすいて決定され
る１０個の正弦波周波数が、間引きピッチ励振時刻に同
期して線形結合された内容のものである。Ｄ／Ａコンノ
（−夕９では１０個の正弦波周波数の連続的な線形結合
によるアナログ出力が得られ、間引き励振時刻はその接
合点のタイミングとして出力される。
合正弦波データに対し、圧縮振幅を乗算して振幅情報を
付与しこれをＤ／Ａコンバータ９に供給する。こうして
波形発生器６から出力される正弦波形データは、基本分
析フレームごとに異るＬＳＰ係数にもとすいて決定され
る１０個の正弦波周波数が、間引きピッチ励振時刻に同
期して線形結合された内容のものである。Ｄ／Ａコンノ
（−夕９では１０個の正弦波周波数の連続的な線形結合
によるアナログ出力が得られ、間引き励振時刻はその接
合点のタイミングとして出力される。
とのあとＬＰＦＩＱで不要な高域成分を除去して基本分
析フレーム単位で伝送路１０１に送出される。
析フレーム単位で伝送路１０１に送出される。
第１０図は第１図の分析側の出力波形の特徴を説明する
ための出力波形特性図である。
ための出力波形特性図である。
第１０図はｗｉとｗｊとの２周波の線形結合を例として
いるが、実際は基本分析フレームごとに異る１０個のＬ
ＳＰ係数に対応して決定される１０個の周波数の正弦波
の線形結合の形式で表現される。
いるが、実際は基本分析フレームごとに異る１０個のＬ
ＳＰ係数に対応して決定される１０個の周波数の正弦波
の線形結合の形式で表現される。
第１０図においては、Ｗｉからｗｊへ、またｗｊからｗ
ｉにピッチ励振時刻で線形結合されている２つの正弦波
を示している。第１図の場合、ピッチ励振時刻は間引き
ピッチ励振時刻である。このｗｉが、たとえば前述した
ｆ、であり、ｗｊがｆ２である。
ｉにピッチ励振時刻で線形結合されている２つの正弦波
を示している。第１図の場合、ピッチ励振時刻は間引き
ピッチ励振時刻である。このｗｉが、たとえば前述した
ｆ、であり、ｗｊがｆ２である。
ところで、第１０図では互いに極端に異る周波数ｗｉお
よびｗｊを線形結合した例を提示しているが、実際には
線形結合されるべき隣接２周波数の差はこれほど大では
なく、その結合はもつと円滑に行なわれ、従ってスペク
トル拡散による周波数分散もはるかに小さいものとなる
。こうして、ピッチ励振時刻におけるＬＰＰ周波数の位
相変調という形式でのピッチ情報の伝送が可能となる。
よびｗｊを線形結合した例を提示しているが、実際には
線形結合されるべき隣接２周波数の差はこれほど大では
なく、その結合はもつと円滑に行なわれ、従ってスペク
トル拡散による周波数分散もはるかに小さいものとなる
。こうして、ピッチ励振時刻におけるＬＰＰ周波数の位
相変調という形式でのピッチ情報の伝送が可能となる。
第１１図はピッチ励振時刻における位相変調の基本的特
訓を説明するためのピッチ励振時刻位相変調特性図であ
る。ピッチ励振時刻で位相変調を施すと、実線で示す如
く、程度の差こそあれ不連続状態をもたらし、このため
スペクトル拡散、周波数の拡散が避けられぬこととなる
。また、この問題を避けようとして点線で示される内容
の変調形式をとると合成側での周波数分解能の低下を招
くこととなる。本実施例では２周波の線形結合をピッチ
励振時刻で実施し波形の連続性を保持するようにして上
記の問題を解決しているが、第１０図、第１１図いずれ
の位相変調形式をとるかは、伝送容量、運用目的等を勘
案し任意に選択しうる。
訓を説明するためのピッチ励振時刻位相変調特性図であ
る。ピッチ励振時刻で位相変調を施すと、実線で示す如
く、程度の差こそあれ不連続状態をもたらし、このため
スペクトル拡散、周波数の拡散が避けられぬこととなる
。また、この問題を避けようとして点線で示される内容
の変調形式をとると合成側での周波数分解能の低下を招
くこととなる。本実施例では２周波の線形結合をピッチ
励振時刻で実施し波形の連続性を保持するようにして上
記の問題を解決しているが、第１０図、第１１図いずれ
の位相変調形式をとるかは、伝送容量、運用目的等を勘
案し任意に選択しうる。
次に、第２図にもとづいて合成側の処理を説明する。
伝送路１０１を介して入力した分析側の出力信号は、Ｌ
ＰＦｌｌで不要な高域成分を除去されパラメータ・時刻
再生器１２に供給される。第１２図はパラメータ・時刻
再生器１２を詳細に示すブロック図である。
ＰＦｌｌで不要な高域成分を除去されパラメータ・時刻
再生器１２に供給される。第１２図はパラメータ・時刻
再生器１２を詳細に示すブロック図である。
パラメータ・時刻再生器１２は、Ａ／Ｄコンバータ１２
００．窓処理器１２０１． フーリエ分析器１２０２
、電力算出器１２０３．振幅演算器１２０４゜エクスパ
ンダ１２０５．概算周波数推定器１２０６゜可変長矩形
窓処理器１２０７−１〜１２０７−１０．線スペクトル
推定器１２０８−１〜１２０８−１０． 移動窓処理
器１２０９−１〜１２０９−１０．位置推定器１２１〇
−１〜１２１０−１０．加算器１２１１． ピッチ整
形器１２１２等を備えて構成され、 ＬＳＰ係数、ピッ
チ時刻、Ｖ／ＵＶ情報ならびに電力情報を再生出力する
。
００．窓処理器１２０１． フーリエ分析器１２０２
、電力算出器１２０３．振幅演算器１２０４゜エクスパ
ンダ１２０５．概算周波数推定器１２０６゜可変長矩形
窓処理器１２０７−１〜１２０７−１０．線スペクトル
推定器１２０８−１〜１２０８−１０． 移動窓処理
器１２０９−１〜１２０９−１０．位置推定器１２１〇
−１〜１２１０−１０．加算器１２１１． ピッチ整
形器１２１２等を備えて構成され、 ＬＳＰ係数、ピッ
チ時刻、Ｖ／ＵＶ情報ならびに電力情報を再生出力する
。
ＬＰＦｌｌから受けた入力はＡ／Ｄコンバータ１２００
で３２ＫＨ２のサンプリング周波数によるディジタル値
に所定のビット数１２ビツトで変換される。このように
、サンプリング周波数を分析側の４倍とするのはパラメ
ータ、時刻の再生処理における精度向上を考慮してのこ
とであり、一般的にこのサンプリング周波数は処理分解
能の程度等を勘案し任意に設定できる。
で３２ＫＨ２のサンプリング周波数によるディジタル値
に所定のビット数１２ビツトで変換される。このように
、サンプリング周波数を分析側の４倍とするのはパラメ
ータ、時刻の再生処理における精度向上を考慮してのこ
とであり、一般的にこのサンプリング周波数は処理分解
能の程度等を勘案し任意に設定できる。
Ａ／Ｄコンバータ１２００の出力は、窓処理器１２０１
、可変長矩形窓処理器１２０７−１〜１２０７−１０、
移動窓処理器１２０９−１〜１２０９−１０にそれぞれ
供給される。
、可変長矩形窓処理器１２０７−１〜１２０７−１０、
移動窓処理器１２０９−１〜１２０９−１０にそれぞれ
供給される。
窓処理器１２０１は、入力に３２ｍ５ＥＣの窓長のハミ
ング関数を乗算しつつ切出す窓処理をＩｏｎＳＥＣの基
本フレームごとに行ない、これを７一リエ分析器１２０
２に供給する。フーリエ分析器１２０２は、入力の離散
型フーリエ変換を行なってその結果を電力算出器１２ｏ
３と概算周波数推定器１２０６に供給する。
ング関数を乗算しつつ切出す窓処理をＩｏｎＳＥＣの基
本フレームごとに行ない、これを７一リエ分析器１２０
２に供給する。フーリエ分析器１２０２は、入力の離散
型フーリエ変換を行なってその結果を電力算出器１２ｏ
３と概算周波数推定器１２０６に供給する。
電力算出器１２０３は入力した７−リエ変換データを利
用して電力を算出し振幅演算器１２ｏ４に供給する。
用して電力を算出し振幅演算器１２ｏ４に供給する。
振幅演算器１２０４は開平演算等を介して振幅情報を抽
出、これをエクスパンダ１２０５に供給する。
出、これをエクスパンダ１２０５に供給する。
振幅エクスパンダ１２０５は分析側で圧縮された振幅デ
ータをもとの状態に復元し、その後再び電力を算出する
。
ータをもとの状態に復元し、その後再び電力を算出する
。
さて、概算周波数推定器１２０６はフーリエ分析器１２
０２の出力を受け、この周波数領域データを対象として
レベル検索等を実施し概算的ＬＳＰ周派教派数定する。
０２の出力を受け、この周波数領域データを対象として
レベル検索等を実施し概算的ＬＳＰ周派教派数定する。
この概算的ＬＳＰ周波数に関する情報は本実施例の場合
ＬＳＰ係数Ｗｌ〜ヘノソれぞれに対応する１０個が選択
され、これらはそれぞれ可変長矩形窓処理器１２０７−
１〜１２０７−１０に提供される。これら各可変長矩形
窓処理器は基本分析フレームごとに受けるＬＳＰ周波情
報を利用し窓処理用矩形関数の窓長を決定する。一般的
に、周波数分解能と窓長とは対応関係にあシ、原周波数
情報Ｆを保持する窓長は１／Ｆとして決定される。各可
変長矩形窓処理器は概算Ｃ８Ｐ周波数に関する情報を受
けて窓長を決定し、概算周波数を中心とし位相変調点を
除く前後のあらかじめ特定する数サンプルポイントを窓
位置範囲とじて矩形関数による窓処理を行なう。
ＬＳＰ係数Ｗｌ〜ヘノソれぞれに対応する１０個が選択
され、これらはそれぞれ可変長矩形窓処理器１２０７−
１〜１２０７−１０に提供される。これら各可変長矩形
窓処理器は基本分析フレームごとに受けるＬＳＰ周波情
報を利用し窓処理用矩形関数の窓長を決定する。一般的
に、周波数分解能と窓長とは対応関係にあシ、原周波数
情報Ｆを保持する窓長は１／Ｆとして決定される。各可
変長矩形窓処理器は概算Ｃ８Ｐ周波数に関する情報を受
けて窓長を決定し、概算周波数を中心とし位相変調点を
除く前後のあらかじめ特定する数サンプルポイントを窓
位置範囲とじて矩形関数による窓処理を行なう。
こうして決定された可変長矩形窓関数は、各チャンネル
ごとにそれぞれ所定の周波数領域にわたって互いに重畳
し合う形式でＡ／Ｄコンバータ１２００から受けた３２
ＫＨｚサンプリングデータを切出し線スペクトル推定器
１２０８−１〜１２０ｇ−１０に供給する。
ごとにそれぞれ所定の周波数領域にわたって互いに重畳
し合う形式でＡ／Ｄコンバータ１２００から受けた３２
ＫＨｚサンプリングデータを切出し線スペクトル推定器
１２０８−１〜１２０ｇ−１０に供給する。
ωスペクトル推定器１２０８−１〜１２０８−１０は、
入力のレベル検索等にもとづいて線スペクトルとしての
ＬＳＰ係数Ｗｌ〜Ｗ１ｏを推定し出力する。なおこの線
スペクトル推定に際しては１つの推定を行なうごとに窓
長と窓位置に関する窓データを各可変長矩形窓処理器に
提供することを所定の回数繰返して線スペクトル推定内
容の確度を向上せしめるとともに、最終窓長データは移
動窓処理器１２０９−１〜１２０９−１０にも提供され
後述するピッチ励振時刻の抽出処理を容易なものとして
いる。
入力のレベル検索等にもとづいて線スペクトルとしての
ＬＳＰ係数Ｗｌ〜Ｗ１ｏを推定し出力する。なおこの線
スペクトル推定に際しては１つの推定を行なうごとに窓
長と窓位置に関する窓データを各可変長矩形窓処理器に
提供することを所定の回数繰返して線スペクトル推定内
容の確度を向上せしめるとともに、最終窓長データは移
動窓処理器１２０９−１〜１２０９−１０にも提供され
後述するピッチ励振時刻の抽出処理を容易なものとして
いる。
さて、移動窓処理器１２０９−１〜１２０９−１０は、
Ａ／Ｄコンバータ１２００の３２ＫＨ２ｆ７１１Ｊ７グ
データを入力し、また線スペクトル推定器１２０８−１
〜１２０８−１０からは矩形窓に関する窓長データを得
て、入力する３２ＫＨｚサンプリングデータを位相変調
点を含む掃引範囲にわたって前記窓長の矩形関数で所定
のタイミングで移動しつつ切出す移動窓処理を行なう。
Ａ／Ｄコンバータ１２００の３２ＫＨ２ｆ７１１Ｊ７グ
データを入力し、また線スペクトル推定器１２０８−１
〜１２０８−１０からは矩形窓に関する窓長データを得
て、入力する３２ＫＨｚサンプリングデータを位相変調
点を含む掃引範囲にわたって前記窓長の矩形関数で所定
のタイミングで移動しつつ切出す移動窓処理を行なう。
この移動窓処理における位相変調近傍の探索は、ライン
スペクトルのエネルギー集中度の著しい鈍化が発生する
状態を確認する形式で容易に行なうことができる。
スペクトルのエネルギー集中度の著しい鈍化が発生する
状態を確認する形式で容易に行なうことができる。
位置推定器１２１０−１〜１２１０−１０は、各移動窓
処理器から提供される位相変調点を含む移動窓処理デー
タにもとづき位相変調点の時間位置の正確な推定演算を
行ない、これをピッチ励振時刻に対応する位置パルス候
補として加算器１２１１供給する。
処理器から提供される位相変調点を含む移動窓処理デー
タにもとづき位相変調点の時間位置の正確な推定演算を
行ない、これをピッチ励振時刻に対応する位置パルス候
補として加算器１２１１供給する。
１０チヤンネルの移動窓処理器１２０９−１〜１２０９
−１０．および位相推定器１２１０−１〜１２１０−１
０は同一のピッチパルス列に対する移動窓処理と位置推
定を行なうことによってピッチパルス列の検索精度を著
しく向上せしめることを目的として配置せしめられてい
る。す々わち、これら１０個の出力は加算器１２１１で
加算されピッチパルスの検索におけるＳ／Ｎ（信号対雑
音比）を著しく向上させるようにしであるのである。
−１０．および位相推定器１２１０−１〜１２１０−１
０は同一のピッチパルス列に対する移動窓処理と位置推
定を行なうことによってピッチパルス列の検索精度を著
しく向上せしめることを目的として配置せしめられてい
る。す々わち、これら１０個の出力は加算器１２１１で
加算されピッチパルスの検索におけるＳ／Ｎ（信号対雑
音比）を著しく向上させるようにしであるのである。
ピッチ整形器１２１２は加算器１２１１の出力を受けて
所定のクリッピング、整形を施しピッチ励振時刻を表現
するパルス列として出力し、またとのハルス列の有無に
対応してＶ／ＵＶ情報を出力する。
所定のクリッピング、整形を施しピッチ励振時刻を表現
するパルス列として出力し、またとのハルス列の有無に
対応してＶ／ＵＶ情報を出力する。
パラメータ・時刻再生器１２は、こうして再生したＬＳ
Ｐ係数はＬＳＰフィルタ１３に、またピッチ励振時刻に
関するデータとＶ／ＵＶ情報は音源発生器１４に、さら
に電力データは乗算器１６にそれぞれ供給する。
Ｐ係数はＬＳＰフィルタ１３に、またピッチ励振時刻に
関するデータとＶ／ＵＶ情報は音源発生器１４に、さら
に電力データは乗算器１６にそれぞれ供給する。
音源発生器１４はピッチ励振時刻とＶ／ＵＶ情報に関す
るデータにもとづいて音源パルスを正規化レベルで発生
しこれを補間器１５に供給する。
るデータにもとづいて音源パルスを正規化レベルで発生
しこれを補間器１５に供給する。
第１３図は補間器１５を詳細に示すブロック図である。
補間器１５は、音源発生器１４から出力される音源パル
スが、分析側で元来のピッチ励振時刻パルスを１／２に
間引きしたものであるのでこれを復元するだめの補間を
行なうものである。この補間は、間引きパルス列の中間
の零クロス位置を推定し、その位置にパルスを火成に立
てていく形式％式％ 第１４図は第１３図の補間器の主要動作波形図である。
スが、分析側で元来のピッチ励振時刻パルスを１／２に
間引きしたものであるのでこれを復元するだめの補間を
行なうものである。この補間は、間引きパルス列の中間
の零クロス位置を推定し、その位置にパルスを火成に立
てていく形式％式％ 第１４図は第１３図の補間器の主要動作波形図である。
以下第１４図を参照しながら第１３図について説明する
。
。
第１３図の補間器１５は、インバータ１５０１゜乗算器
１５０２．Ｄ型フリップフロップ回路１５０３゜積分器
１５０４．乗算器１５０５．積分器１５０６．加算器１
５０７．積分器１５０８．ゼロクロス設定器１５０９お
よびＯＲ回路１５１０等を備えて構成される。
１５０２．Ｄ型フリップフロップ回路１５０３゜積分器
１５０４．乗算器１５０５．積分器１５０６．加算器１
５０７．積分器１５０８．ゼロクロス設定器１５０９お
よびＯＲ回路１５１０等を備えて構成される。
インバータ１５０１．Ｄ型フリップ７０ツブ回路１５０
３のＣＰ（クロック）端子、乗算器１５０５゜およびＯ
Ｒ回路１５１０にはそれぞれ間引き入力パルスが供給さ
れる。インバータ１５０１は入カッ極性を逆転し乗算器
１５０２に供給する。第１４図にインバータ１５０１出
力として示す。
３のＣＰ（クロック）端子、乗算器１５０５゜およびＯ
Ｒ回路１５１０にはそれぞれ間引き入力パルスが供給さ
れる。インバータ１５０１は入カッ極性を逆転し乗算器
１５０２に供給する。第１４図にインバータ１５０１出
力として示す。
乗算器１５０２にはＤ型フリップフロップ回路１５０３
のＱ端子出力も供給される。このＱ端子出力は２値の論
理値ｍｌ／／、 ｔｌｌＱ／／が交互に出力し従って１
０１のときは乗算器１５０２の出力は出ないこととなる
。この出力は積分器１５０４に供給される。
のＱ端子出力も供給される。このＱ端子出力は２値の論
理値ｍｌ／／、 ｔｌｌＱ／／が交互に出力し従って１
０１のときは乗算器１５０２の出力は出ないこととなる
。この出力は積分器１５０４に供給される。
第１４図に乗算器１５０２出力として示す。
Ｄ型フリップフロップ回路１５０３のφ端子出力はＱ端
子とは交互の極性反転しつつ嘱１〃９％０〃を出力し、
従って乗算器１５０５の出力を乗算器１５０２の出力と
対比して示すと第１４図の乗算器１５０５出力となる。
子とは交互の極性反転しつつ嘱１〃９％０〃を出力し、
従って乗算器１５０５の出力を乗算器１５０２の出力と
対比して示すと第１４図の乗算器１５０５出力となる。
乗算器１５０５の出力は積分器１５０６に供給されると
ともにまたリセット信号として積分器１５０４に提供さ
れる。さらに、積分器１５０６にはリセット信号として
乗算器１５０２の出力が提供される。
ともにまたリセット信号として積分器１５０４に提供さ
れる。さらに、積分器１５０６にはリセット信号として
乗算器１５０２の出力が提供される。
こうして、積分器１５０６と１５０４にはそれぞれ第１
４図に示す矩形波が出力する。
４図に示す矩形波が出力する。
加算器１５０７はこれら２つの矩形波をアナログ加算器
１５０７出出を得て、さらにこれを積分器１５０８に通
すことによって点線の三角波で示す積分器１５０８出力
を得る。合わせて第１４図に示す。
１５０７出出を得て、さらにこれを積分器１５０８に通
すことによって点線の三角波で示す積分器１５０８出力
を得る。合わせて第１４図に示す。
ゼロクロス設定器１５０９は、コンパレータ等ヲ利用し
て積分器１５０８出力の零クロス点Ｐｏを決定し、との
零クロス点に対応するタイミングでパルスを発生、これ
をＯＲ回路１５１０に供給する。
て積分器１５０８出力の零クロス点Ｐｏを決定し、との
零クロス点に対応するタイミングでパルスを発生、これ
をＯＲ回路１５１０に供給する。
ＯＲ回路１５１０には間引き入力パルスも入力され、従
ってその出力は第１４図に示す補間パルス出力として間
引き入力パルスの倍数のものが得られ間引き前に復元さ
れる。
ってその出力は第１４図に示す補間パルス出力として間
引き入力パルスの倍数のものが得られ間引き前に復元さ
れる。
補間器１５の出力は乗算器１６に供給され、パラメータ
・時刻再生器１２から提供される電力との乗算を行ない
音声入力の音源を基本分析フレームごとに再生しこれを
ＬＳＰフィルタ１３の入力として供給する。この入力は
ピッチ励振時刻を確保した再生音源であり、この入力に
よって駆動されるＬＳＰフィルタ１３の出力は非常に忠
実度の高いディジタル合成音となる。
・時刻再生器１２から提供される電力との乗算を行ない
音声入力の音源を基本分析フレームごとに再生しこれを
ＬＳＰフィルタ１３の入力として供給する。この入力は
ピッチ励振時刻を確保した再生音源であり、この入力に
よって駆動されるＬＳＰフィルタ１３の出力は非常に忠
実度の高いディジタル合成音となる。
ＬＳＰフィルタ１３の出力はＤ／Ａコンバータ１７でア
ナログ変換され、そのちとＬＰＦ１３で不要な高域成分
を遮断し音声出力として送出する。
ナログ変換され、そのちとＬＰＦ１３で不要な高域成分
を遮断し音声出力として送出する。
以上は複数の線スペクトルとしてＬＳＰを利用した実施
例について説明したが、このＬＳＰの代シにＣ３Ｍの如
き他の線スペクトルを利用する場合についてもほぼ同様
な手法で実施しうる。
例について説明したが、このＬＳＰの代シにＣ３Ｍの如
き他の線スペクトルを利用する場合についてもほぼ同様
な手法で実施しうる。
また、本実施例では線スペクトルの位相変化時刻での連
続性を保持する形式、かつピッチ励振時刻を間引いて伝
送する形式の実艶例について説明したが、これらの実施
は通信回線の伝送容量、装置の運用目的等を勘案し任意
に実施できるものである。
続性を保持する形式、かつピッチ励振時刻を間引いて伝
送する形式の実艶例について説明したが、これらの実施
は通信回線の伝送容量、装置の運用目的等を勘案し任意
に実施できるものである。
以上説明した如く本発明によれば、音声のスペクトル包
絡を複数の線スペクトルで表現し、これら線スペクトル
からスペクトル包絡を再生する形式の音成分析合成装置
において、ピッチ励振時刻を位相変調する形式で伝送す
る手段を備えることによって、狭伝送帯域でもピッチ励
振時刻の伝送を可能ならしめ高品質の再生音が得られる
音成分析合成装置が実現できるという効果がある。
絡を複数の線スペクトルで表現し、これら線スペクトル
からスペクトル包絡を再生する形式の音成分析合成装置
において、ピッチ励振時刻を位相変調する形式で伝送す
る手段を備えることによって、狭伝送帯域でもピッチ励
振時刻の伝送を可能ならしめ高品質の再生音が得られる
音成分析合成装置が実現できるという効果がある。
第１図は本発明の音成分析合成装置の分析側の一実施例
のブロック図、第２図は本発明の音成分析合成装置の合
成側の一実施例のブロック図、第３図は第１図のＬＰＧ
逆フィルタ３を詳細に示すブロック図、第４図は第１図
のピッチ励振時刻分析器７を詳細に示すブロック図、第
５図はピッチ励振時刻分析の第２の実施例を示すブロッ
ク図、第６図は第１図のピッチ励振時刻間引器８を詳細
に示すブロック図、第７図は第１図の波形発生器６を詳
細に示すブロック図、第８図は第７図の位相角発生器６
３を詳細に示すブロック図、第９図は第７図の正弦波発
生器６４を詳細に示すブロック図、第１０図は第１図の
分析側の出力波形の特徴を説明するための出力波形特性
図、第１１図はピッチ励振時刻における位相変調の基本
的特徴を説明するためのピッチ励振時刻位相変調特性図
、第１２図は第２図のパラメータ・時刻再生器１２を詳
細に示すブロック図、第１３図は第２図の補間器１５を
詳細に示すブロック図、第１４図は第１３図の補間器の
主要動作波形である。 １・・・・・・Ａ／Ｄコンバータ、２・・・・・・自己
相関分析器、３・・・・・・ＬＰＣ逆フィルタ、４・・
・・・−ＬＰＣ分析器、５・・・・・・ＬＳＰ分析器、
６・・・・・・波形発生器、７・・・・・・ピッチ励振
時刻分析器、８・・・・・・ピッチ励振時刻間引器、９
・・・・・・Ｄ／Ａコンバータ、１０・・・・・・ＬＰ
Ｆ、ｌｌ・・・・・・ＬＰＦ、１２・・・・・・パラメ
ータ・時刻再生器、１３・・・・・・ＬＳＰフィルタ、
１４・・・・・・音源発生器、１５・・・・・・補間器
、１６・・・・・・乗算器、１７・・・・・・Ｄ／Ａコ
ンバータ、１８・・・・・・ＬＰＦ、１９・・・・・・
ＬＰＦ、２０・・・・・・デシメータ、２１・・・・・
・ＬＰＣ分析器、２２・・・・・・ＬＰＣ逆フィルタ、
２３・・・・・・ピッチ励振時刻分析器、２４・・・・
・・補間器。 代理人 弁理士 内 原 音 マ 平 ｌ 凹 、・ろ −−−−−−１１Ｎ渚４ 第 ２１２Ｉ ３ノー／へ３．’−７０−−−−−一本位↓蜂子３２−
７〜３２−１０−・ −“１算唇ＪＪ、Ｊ≠ −−−−
−−−御坊１尊含７．３ −−− −−− ブフ筆
呑”ｇ４ 足 千 ７ 回 〆４２− −−−ケ乃１答 牟ｑ 図 ヒニノナノ呵ン万４モミυ４テ欄疋１１率７ノロ 乎７０ 図 ／２０７−／ 〜ｔ２ｏ７−ｔＯ−−− −−一可ａｆ
ｆ’ 庭処理巷ｎｏａ−１−，，ｎｃａ−ｔｏ−−−−
−４ｉ、Ｋ へ”’ ト” や龜１Ｌ普膓午 ！２ 石 ／、ｆ０７ −−− −−御坊Ｓ息 ／Ｓ７０ −− −−−Ｏ心国発第 ／３ 図 帛７４ 面 手続補正書（０剖 １、事件の表示 昭和６１年特 許 願第１３４５
７１号２、発明の名称 音成分析合成装置 ３、補正をする者 事件との関係 出 願 人東京都港区芝五
丁目３３番１号 （４２３） 日本電気株式会社 代表者 関本忠弘 ４、代理人 〒１０８ 東京都港区芝五丁目３７番８号 住友三田
ビル日本電気株式会社内 （６５９１） 弁理士 内 原 晋電話 東京（
０３）４５６−３１１１（大代表） −（迂緒先 口
本電気株１式会社特許部）＝ ｉ 補正の対象 「明細書」および「図面」 ６、補正の内容 （１）「明細書」： 明細書全文を別紙のとおり補正する。 （１）「図面」 別添第１４図、第１５図および第１６図を追加する。 代理人 弁理士 内 原 音 明 細 書 １、発明の名称 音成分析合成装置 λ 特許請求の範囲 （１）ｆＦのスペクトル包絡を複数の線スベク） ／Ｌ
／で表現し、これら線スペクトルからスペクトル包絡を
再生する形式の音声符号化装置において、ピッチ励振時
刻を前記線スペクチルの位相変化の形式で伝送するピッ
チ励低時刻伝送手段を備えて成ることを特徴とする音成
分析合成装置。 （２）前記線スペクトルの位相変化時刻での波形連続性
を保持する手段を備えたものであることを特徴とする特
許請求範囲第（１）項記載の音成分析合成装置。 （３）前記ピッチ励振時刻を間引いて伝送する手段を備
えたものであることを特徴とする特許請求範囲第（１）
項記載の音成分析合成装置。 λ 発明の詳細な説明 〔産業上の利用分野〕 本発明は音成分析合成装置に関し、特に複数の線スペク
トルで表現したスペクトル包絡情報を含む音声パラメー
タをアナログ量の形式で伝送する音成分析合成装置の音
質改善に関する。 〔従来の技術〕 複数の線スペクトルで表現したスペクトル包絡情報、た
とえばＬＳＰ （Ｌｉｎｅ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ ｐａｉ
ｒｓ 、線スペクトル対）や、このＬＡＰと密接な関連
を有するものとして知られるＣ８Ｍ （Ｃｏｍｐｏｓｉ
ｔｅ Ｓｉｎｕｓｏｉｄａｌｍｏｄｅｌ 、 複合正
弦波モデル）等で表現したスペクトル包絡情報を含む音
声パラメータをアナログ量の形式で伝送する音成分析合
成装置にあっては、伝送帯域に特に余裕がある場合を除
いてピッチ伝送はピッチ周期、ピッチレベル等のノくラ
メータデータを伝送する形式で行なわれている。 〔発明が解決しようとする問題点〕 上述した、従来のこの種の音成分析合成装置に′は次の
ような問題点がある。 すなわち、この撞の音成分析合成装置は、ピッチ伝送に
関しては、伝送帯域に特に余裕がある場合以外はパラメ
ータ伝送形式がとられている。このパラメータ伝送によ
れば音源成形の伝送は行なわれないためピッチ励振時刻
の再生は得られず、従って合成ｆ負にも限界があり、さ
らに元来この櫨の分析合成装置を利用する目的は帯域圧
縮もしくは帯域の有効利用にあり、広い伝送帯域を要求
する方法は合成音質の改嵜としても望ましくないという
問題がある。 本発明の目的は上述した欠点を除去し、線スペクトルの
位相をピッチ励振時刻に対応させて変化することにより
、狭伝送帝城でもピッチ励振時刻を伝送し従って合成ｆ
質を大喝に改善し得る音成分析合成装置を提供すること
にある。 〔問題点を解決するための手段〕 本発明の装置は、音声のスペクトル包絡を複数の線スペ
クトルで衣現しこれら線スペクトルからスペクトル包絡
を再生する形式の音成分析合成装置において、ピッチ励
振時刻を前記線スペクトルの位相変化の形式で伝送する
ピッチ励振時刻伝送手段を備えて合成される。 〔実施例〕 次に図面を参照して本発明の詳細な説明する。 第１図は本発明の音成分析合成装置の分析側の一実施例
のブロック図、第２図は本発明の音成分析合成装置の合
成側の一実施例のブロック図である。 第１図に示す分析側は、Ａ／Ｄコンバータ１゜自己相関
分析器２ 、 ＬＰＣ（Ｌｉｎｅａｒ Ｐｒｅｄｉｃｔ
ｉｏｎＣｏｄｉｎｇ ＋ ｍ形予測分析）逆フ（ルタ３
．ＬＰＣ分析器４．ＬＳＰ分析器５．波形発生器６．ピ
ッチ励振時刻分析器７．ピッチ励掘時刻間引器８．Ｌ）
／Ａコンバータ９ 、 ＬＰＦ （Ｌｏｗ Ｐａ５ｓ
Ｆｉｌｔｅｒ）１０等を備えて構成される。 また、第２図に示す合成側は、ＬＰＦｌｌ、パラメータ
・時刻再生器１２ 、ＬＳＰフィルタ１３゜音源発生器
１４．補間器１５９乗算器１６ 、 Ｄ／Ａコンバータ
１７．ＬＰＦ’１８等を備えて構成される。 第１図において、音声入力はＡ／１）コンパータ１に供
給され、内蔵する低域通過フィルタで３．４ＫＨｚ以上
の高域をｉＸ断したのち、ｇＫＨｚのサンプリング周波
数で標本化したあと１２ビツトの量子化ステップでディ
ジタル化されＬＰＣ合成フィルタ３に提供されるととも
に、このディジタル化音声信号の１ブロツクぶん、たと
えば３ＱｍＳＥＣ。 ２４０サンプルふんずつを一時的に内部メモリに格納し
つつ、これにあらかじめ設定する窓関数、たとえばハミ
ング関数を乗算して切出す窓処理を１０ｍ５ＥＣごとに
行なって自己相関分析器２に供給する。従って基本分析
フレームは１０ｍ５ＥＣとなる。 自己相関分析器２は、Ａ／ｆ）コンバータ１から供給て
れるフレーム毎のディジタル化音声信号ｘｉ（ｉ−０＊
１ ＋・・・２３９）から下記（１）式に示す自己相
関係数φｊ（ｊ−０，１，・・・１０）を算出する。 自己相関分析器２は算出したφＧを短時間音声電力を表
わす電力データとして波形発生器６へ出力する。自己相
関分析器２は更にφｊ（ｊ−１，２，・・・１０）を下
記（２）式によシφＧにより正規化し、正規化後の自己
相関係数ρｊ（ｊ−１，２，・・・１０）をＬＰＣ分析
器４へ出力する。 Ａ／ｉ）コンバータ１は前記フレーム毎に切出されるデ
ィジタル化音声信号の他に、窓処理されていない、即ち
フレーム化されていないディジタル化音声信号Ｊ（ｔ−
・・・−２，−１，０，１，２，・・・）をＬＰＧ逆フ
ィルタ３へ出力する。 ＬＰＧ逆フィルタ３は供給された音声信号Ｓｉから、Ｌ
ＰＣ逆フィルタを利用して残差波形ｒｉ（・・・−２，
−１，０，１，２，・・・）を抽出し、これをピッチ励
振時刻分析器７に出力する。この場合、ＬＰＣ逆フィル
タ３のフィルタ係数はＬＰＣ分析器４から基本分析フレ
ームごとに提供される１０次のαパラメータ、α１．α
、・・・α１゜が利用される。 ＬＰＣ分析器４は自己相関分析器２から受ける１０次の
自己相関係数ρｌ、ρ鵞、・・・ρ１Ｇを利用し、公矧
のＬＰＧ分析技術によって１０次のＬＰＣ係数としての
αパラメータ、α１．α１・・・・・・α１゜を抽出し
ＬＰＧ逆フィルタ３に基本分析フレームごとに提供す・
る。 尚、本実施例ではＬＰＧ分析技術として、板倉文忠、［
統計的手法による音声の特徴抽出］、東北大学電気通信
研究所主催第８回シンポジウム■−５，１９７１年２月
に於いて図１として示されている分析技術と原理的に同
一のものを利用している。 第３図はＬＰＣ逆フィルタ３を詳細に示すブロック図で
るる。このＬＰＣ逆フィルタは、単位遅延素子３１−１
〜３１−１０．乗算器３２−１〜３２−１０、加′Ｓ器
３３，３４によって構成されるディジタルフィルタであ
シ、重み係数として基本分析フレームごとのαパラメー
タ、α１．α１．・・・・・・α１０を第３図に示すよ
うに利用することによってＬＰＣ分析器４によって分析
されるＬＰＣ係数の示すスペクトル包絡特性とは時間・
レベル特性が逆特性のフィルタを基本分析フレームごと
に形成する。 さて、音声波形は発声者の声帯振動波形が声道形状に依
存する周波数特性を付加されてつくられる事が知られて
いる。又、ＬＰＣ係数の示すスペクトル包絡特性は、前
記声道形状に依存する周波数特性を近似している事も知
られている。従ってＡ／ｌ）コンバータ１より供給され
る音声信号Ｘは声道形状に依存する周波数特性がＬＰＣ
逆フィルタにより相殺される。即ちＬＰＣ逆フィルタ３
は音声信号Ｘから声帯振動波形に類似の波形（以後「残
差波形」と云う）ｅｉを求め、これをピッチ励振時刻分
析器７へ出力する。熱論、残差波形ｅ、は声帯振動周期
、即ちピッチ周期と一致した周期性を有する。 次に第３図に示すＬＰＧ逆フィルタ３の動作を具体的に
説明する。いまＡ／ｉ）コンバータ１より供給される音
声信号ｘｉ−１０が単位遅延素子３１−１へ入力された
とする。準位遅延素子３１−１はＸ ｉ −ｓｏを記憶
し、これを単位遅延素子３１−２へ出力する。次に音声
信号Ｘｉ−＊が単位遅延素子３１−１へ供給され入力さ
れる。同時に単位遅延素子３１−１に記憶されていたＸ
−１０は単位遅延素子３１−２に記憶される。以下、次
々に音声信号ｘ１−１ｎＸ １−７ ＋ ”・ｘｌ−１
が単位−１！！延素子３１−１に記憶されム単位遅延素
子３１−１がＸｌ−ｓを記憶した時、単位遅延素子３１
−２〜１０は音声信号ｘ１−２ ＋ｘｌ−３＋・・・＋
ｘｌ−１０を記憶しており、加算器３４には音声信号Ｘ
ｉが供給１れている。単位遅延素子３１−１〜１０の各
出力ｘｔ−ｔ ｌ ｘｔ−ｚ ｒ ”・ｘｌ−１０は各
々乗算器３２−１〜１０へ供給される。乗算器３２−１
〜１０は供給されたｘｌ−１＋・・・ｘｉ−ｔｏとαパ
ラメータ、α１．α３゜・・・α１ｏとを各々乗算し、
結果を加算器３３へ出力する。加算器３３の出力は下記
（３）式で示される仝１である。尚、気は音声信号ｘ１
の予測値である。 じ気はヵ。算器、４へ供給され、。加算器、４はｘｌと
気との差ｅｉ（−Ｘｉ−仝１）を求め前述のように１ピ
ッチ励蚤時刻分析器７へ出力する。 再び第１図を利用して本発明の詳細な説明する。 ＬＰＣ分析器４は分析した１０次のαパラメータをＬＳ
Ｐ分析器５にも供給し、ＬＳＰ分析器５はこのＬＰＣ係
数から公知の手段で１０次のＬＡＦ係数を誘導しこれを
波形発生器６に供給する。Ｌ８Ｐ係数を誘導する公知の
手段としては、ＬＰＣ係数による高次方程式をニュート
ン（Ｎｅｗｔｏｎ）のの反復法を利用して解く手法や、
零点探索法等があるが本実施例では前者の解法を利用し
ている。 尚、高次方程式を介してαパラメータからＬＡＰ係数を
算出する方法は斎藤収三、中田相男共著「音声情報処理
の基礎」オーム社、昭和５６年１１月３０日記載の付録
２３ 「ＬＳＰを求めるプログラムの一例」Ｋ詳細に述
べられている。 第４図はピッチ励振時刻分析器７を詳細に示すブロック
図である。このピッチ励振時刻分析器７は、遅延回路７
１．自己相関・ピッチ抽出器７２゜単位遅延素子７３−
１ 、７３−２ 、乗算器７４−１゜７４−２．７４−
３．加算器７５２乗算器７６等を備えて構成される。 自己相関・ピッチ抽出器７２は、ＬＰＣ逆フィルタ３よ
シ供給される残差波形ｅｉにもとづき、前述の自己相関
分析器２と同様の方法で自己相関係数Ｂｌ （ｊ−ｏ、
１．・・・、Ｉ）（Ｉはピッチ周期の分布範囲の最大値
に対応する督数）求める。次に自己相関−ピッチ抽出器
７２は求めた几ｊのピッチ周期の分布範囲（本実施例で
は２５〜１５ｍ５ＥＣ）に於けるＲｊの最大値を検索す
る。この最大値に対応する遅れ時間相等のタイムスロッ
ト数Ｉｌｌ、は先験的にピッチ周期に概ね一致する事が
矧られている。 さて、音声信号はピッチ周期性、即ち予測性を有してお
シ、残差波形も同様に予測性を有する。 今、残差波形ｅｉ＋Ｔｃがピッチ周期だけ以前の波形ｅ
ｉを中心とした前後１タップ合計３タツプの残差波形”
１１ ｐ ｅｌ＋ ｅｉ＋１で線形予測可能とする。 ｅｉ＋Ｔｃは下記（４）式を用いて表現される。 ｅｉ十Ｔｃ ’ｉ＋Ｔｃ＝β１ｅｉ＋を十β鵡十β３
ｅｉ−１・・・・−・（４）（４）式において、ｄｌ＋
Ｔｃはサンプル時間評止の位置におけるピッチ予測残差
波形、βＸ−β３はピッチ予測係数でおる。（４）式よ
り下記（５）〜（９式が導出される。 ｅｉ＋Ｔｃ’ ｅｉ＋ｌ ｄｉ＋Ｔｃ ＠ ｅｉ
＋ｔ１βｘｅｉ＋１９ｅｉ＋を十β２ｅｉ＠ｅｉ＋１＋
β３ｅｉ−ｔ０ｅｉ＋ｔ °−ｔ５）ｅｉ＋ｒｃ°ｅ
ｉ ｄｉ＋Ｔｃ”ｅｉ＝β１ｅｉ＋１°ｅｉ＋β１ｅ
ｉ−ｅｉ＋βｓ ｅｉ −１” ｅｉ ”’ ”’
（６）Ｃｉ＋Ｔｃ ’ ｅｉ ｓ ｄｉ＋Ｔ
ｃ ” ｅｉ−１＝βｌｅｉ＋ｌ”ｅｉ−１＋βｌｅｉ
”ｅｉ−１十β３ｅｉ−１＠ｅｉ−ｔ ”’（７）予
測残差波形ｅｉが定常性を有するものと仮定し、さらに
ピッチ予測残差波形ｄｉ＋ｑ・。と予測残差波形とが無
相関であると仮定する。この仮定は音声処理上、実用的
には殆んど問題のない仮定である。 ところで（５） 、 （６）および（７）式は、原音声
波形と、３個のピッチ予測係数βｌ、β２およびβ３を
介して再生されるべき波形との間の関係式を示すもので
、両波形間で対応すべき時間における波形乗算値にもと
づく等式で両波形を関係づけている。求むべき未知数β
ｌ、β２．β３は、これら３つの等式で表現される原子
で４す残差波形と再生予測残差波形間の電力誤差が最小
となるものでなければならない。 この解は（５） 、 （６）および（９式の等式の右辺
と左辺との差を零とするようなβｌ−β３の組合せを見
出すことで求ま９、最小自乗法の適用によって容易に見
出しうる。ただしく５） 、 （６） 、 （７）は反
形乗與のべりトル積の形式で表現しているので一旦これ
らを音声゛成力で表現変換し最小目乗法の適用を可能な
らしめる。 波形乗算は、この場合自己相関をとることと同様であり
従って（５） 、 （６） 、 （７）式はｉについて
積分し次の＋８） 、 （９） 、 Ｑ［）式に変換し
うる。 ＲＴｃ−１＝β１几０＋β２”！＋βｓ Ｋ ｔ −
−（８）ＲＴＣ＝β１”１＋β、Ｒ０＋β、Ｂ−１・・
・・・・（９）ＲＴｃ＋１＝βｌ几１＋β２Ｒ１＋β３
Ｒ０・・・・・・ 住Ｃ（８） 、 （９）および（１
Ｇ式において几。、凡、、几、 、 ＢＴ、−、。 ＲＴｃ 、およびＲ’ｌ’（：＋１はそれぞれ予測残差
波形ｅｌの遅れ０ ＊ １ ＋ ２ ＋ ＴＣ１＋ Ｔ
ＣｓおよびＴｃ＋１における自己相関係数である。（８
） 、 （９）およびα１式より下記［１１１式が導出
される。 自己相関・ピッチ抽出器７２は（１υ式に基づきピッチ
予測係数βｌ、β１．βｓｔ？算出する。 自己相関・ピッチ抽出器７２は算出した係数β１．β２
．β３を各々乗算器７４−１ 、７４−２ 、７４−３
へ出力し、同時にピッチ周期データＴｃ １を遅延回路
７１へ出力する。 自己相関・ピッチ抽出器７２は更にピッチ予測係数β１
〜β３．遅れ０に於ける自己相関係数几０を利用して、
Ｖ （Ｖｏｉｃｅ 、有声） ／ Ｕ Ｖ （Ｕｎｙｏ
ｉｃｅ 。 無声）情報を抽出しセンタクリップ回路７７へ出力する
。このピッチ迫出によって得られる周期Ｔｃのピッチ周
期データはサンプリング周波数８ＫＨｚによる３個のサ
ンプルデータ、すなわちＩｌｌ、およびＴｃ＋１のタイ
ミングにおけるサンプルデータとしてそれぞれ乗算器７
４−２．７４−３および７４−１にピッチ予測係数とし
て提供される。ここでｔｏは８ＫＨｚサンプリング間隔
であり、本実施例の場合は１．２５μＳＥＣとなる。 単位遅延素子７３−１．７３−２はそれぞれ１タップ分
の遅延量を付与され、また遅延回路７１はピッチ周期デ
ータごとにＴｃ−１の遅延量を入力に付与するように機
能する。従ってピッチパルスに対しては単位遅延素子７
３−１と７３−２の接合点はＴｃ、遅延回路７１の出力
側はＴｏ−１，また単位遅延素子７３−２の出力側はＴ
０＋１の時間位置に設定される。 第１５図（３）、（Ｂ）はＬＰＣ逆フィルタ３より入力
Ｊｆｌる残差波形ｅ１とピッチ予測係数β１〜ｌ’ｓに
よプつくられる理想的なピッチ予測波形加算器７５の出
力とを模擬的に示す図である。乗算器７６の出力はこれ
ら（５）、（Ｂ）に示す波形の同時刻に於ける瞬時値の
噴となる。第１５図（ｑは乗算器７６の出力波形を示す
。この出力波形は残差波形に含まれるピッチ成分が強勢
された状態となシ、且つピッチ成分の極性が必ず正に変
換されるため、極めてピッチ迫出が容易な形状になって
いる。この出力波形はセンタクリップ回路７７へ出力さ
れる。 第１６図はセンタクリップ回路７７の構成を詳細に説明
するためのブロック図である。第１６図に示すセンタク
リップ回路７７はマグニチュードコンパレータ７７１．
スイッチ７７２．単位遅延素子７７３１乗Ｘ器７７４．
およびＡＮＤゲート７７５を有して構成される。 まずスイッチ７７２．単位遅延素子７７３および乗算器
７７４で構成されるループを説明する。 スイッチ７７２がＯＦＦの場合、乗算器７７４の出力は
単位遅延素子７７３０入力に接続される。 時刻ｉに於いて単位遅延素子７７３がデータｖ１を記憶
しているものとする。乗算器７７６にはこのｖｉと定数
０．９９７とが入力されている。乗算器７７６の出力０
．９９７ｖｉ（＋０．９９７・ｖ４ ）が単位遅延素子
７７３に入力されているため、時刻ｉ＋ｌに於ける単位
遅延素子７７３の出力当＋１は０．９９７ｖ時刻ｌ＋２
に於ける同出力は０．９９７”ｖｌ（＋０．９９７ ・
０．９９７ｖ；）となる。同様に時刻ｉ＋ｎの同出力ｖ
ｉ＋ｎは次式で与えられる。 ｖ１＋。＋０．９９７ｎｖ１ ・・・・・・・・
・・・・・・・・・・ ＵＺきて、単位遅延素子７７３
の出力はマグニチュードコンパレータ７７１の入力端子
７１１−２に供給されている。第１５図中で■で示され
る点線は単位遅延素子７７３の出力である。マグニチュ
ードコンパレータ７７１の他の入力端子７７１−１には
乗算器７６より第１５図（ｑで示される波形が共袷され
る。マグニチュードコンパレータ７７１は２つの入力の
大小を比較し、（７７１−１側の入力））（７７１−２
側の入力）の条件に於いて＠１”レベルを、この条件が
不成立の場合に″０”レベルを出力する。マグニチェー
ドコンパレータ７７１０出力ｋｇ１５図口に示す。この
出力が″１”レベルになるとスイッチ７７２はＯＮにな
υ単位遅延素子７７３は第１５図（ｑに示す波形が入力
される。その結果、時刻が１”だけ歩進した後、単位遅
延素子７７３は第１５図（ｑの■で示すピークを記憶す
る。この記憶と同時にマグニチュードコンパレータ７７
１の出力は″０１となる。記憶されたピークは前記ａ２
式に示す減衰を受けるため第１５図■に示すマグニチュ
ードコンパレータ７７１−２の入力がつくられる。第１
５図（ｑに示す他のピーク■でも同様の動作が行なわれ
■がつくられる。一方マグニチュードコンパレータ７７
１の出力第１５図（１））はＡＮＬ）ゲート７７５へ供
給される。 ＡＮＬ）ゲート７７５は自己相関・ピッチ抽出器７２よ
り供給されるＶ／ＵＶ情報を利用して、Ｕｖ時にセンタ
クリップ回路７７よシネ要な出力が発生する事を妨ぎ、
７時のみ出力する。 第５図はピッチ励損時刻分析の第２の実施例を示すブロ
ック図である。この纂５図の内容は第１図に点線で示す
部分を実現する第２の実施例であり、Ａ／ｌ）コンバー
タ１．ＬＰＦ１９．デシメータ２０、ＬＰＣ分析器２１
，１．ＰＣ逆フィルタ２２゜ピッチ励振時刻分析器２３
．補間器２４等を備えて構成される。この場合のピッチ
励振時刻分析は、ディジタル化音声信号に対してデシメ
ーシ冒ン（ｄｅｃｉｍａｔｉｏｎ ） 、すなわち間引
きサンプリングを施し、このデシメートされたサンプル
値を対象としてピッチ励振時刻を分析しようとするもの
であり、演算量の大喝な削減が可能となる。 Ａ／Ｄコンバータ１の出力する８ ＫＨｚサンプルは１
．ＰＦ１９に出力され、０．８ＫＨｚを高域遮断周波数
とするフィルタリングを受ける。 デシメータ２０は、ＬＰＦ１８の出力を受けるとこれｔ
−２ＫＨｚのサンプリング周波数で４個に１個ずつの８
ＫＨｚサンプルをピックアップするデシメータ１ンを
行ない出力をＬＰＧ分析器２１に供給する。 ＬＰＣ分析器２１は入力に対して基本分析７レームの周
期でＬＰＣ分析を行ない４次のαパラメータを抽出、こ
れをフィルタ係数としてＬＰＣ逆フィルタ２２に供給す
る。 ＬＰＧ逆フィルタ２２は残差波形を出力、これをピッチ
励振時刻分析器２３に供給する。 ピッチ励損時刻分析器２３は第４図に示すピッチ励振時
刻分析器７と基本的には同じ内容であるがただ２ ＫＨ
ｚによって駆動される点のみが異９．２ ＫＨｚデシメ
ーシヲンサンプルに対するピッチ励振時刻をパルスηり
の形式で出力し、これを補間器２４に供給する。 補間器２４は入力を８ＫＨｚでサンプリングし、２ＫＨ
ｚサンプルデータのパルス列を補関しピッチ励振時刻間
引器に出力する。 ふたたび第１図に戻って実施例の説明を続行する。 ピッチ劫振時刻分・９１而７の出力はピッチ励振時刻間
引器８に供給される。このピッチ励振時刻間引器８は、
分析音質の劣化を招来しない範囲でピッチ励振時刻、す
なわちピッチ励振時刻分析器７から提供されるピッチパ
ルス列の間引きを所定の間引き率で行ない分析処理量な
らびに伝送量の低減を図るものである。 第６因はピッチ励振時刻間引器８を詳細に示すブロック
図である。このピッチ励振時刻間引器８は、Ｄ型クリッ
プフロップ回路８１とＡＮｉ）回路８２とを組合せ、Ａ
ｉＮＬ）回路８２の入力のＡｉ’Ｊｉ）条件が成立する
ごとにピッチ励振時刻としてのピッチパルスを所定の間
引き率、本実施例では１／２に間引き、この間引きピッ
チ励振時刻を波形発生器６に供給する。 第７図は波形発生器６を詳細に示すブロック図でろり、
補間器６１．ディストリビュータ６２゜位相角発生器６
３．正弦波発生器６４１乗算器６５、像幅演算器６６、
帯域コンプレッサ６７等を備えて構成される。 この発形発生器６は、ＬｓＰ係数をその次数に同じ数の
正弦波の線形結合の形式で表現し出力するものであり、
線形結合点がピッチ励振時刻に同期したピッチ同期形式
で線形結合が行なわれる。 つ！！シ、ピッチ励振時刻を境界点として、２つの正弦
波が連続的に結合され、この結合点が正弦波で表現した
線スペクトルの位相変化点となるように配慮するもので
ある。 ＬＳＰ分析器５から入力するＬＳＦ係数Ｗ１〜Ｗ１゜は
、間引きピッチ励振時刻でサンプリングされた状態とし
ても原情報を極力失なわないようにするためのデータ補
間を施され、補間ＬＳＰ係数Ｗ′１〜ｗ′ｉｏとしてデ
ィストリビュータ６２に出力する。 一方、ピッチ励振時刻間引器８から供給された間引きピ
ッチ励振時刻は補間器６１．ディストリビニ−タロ２に
提供されタイミングクロックとしてピッチ同期処理を行
なわしめる。 ディス） ＩＪピユータ６２は、補間されたＬＳＰ係数
踏〜Ｗ（ｏの１０個の周波数を、あらかじめ設定する切
換分配基準でｆｌ、 ｆｔ・・・・・・ｆｌＧのいずれ
かとして振向けるように間引きピッチ励振時刻の周期に
よる処理フレームごとに分配する。ここでｆ１〜ｆｌｏ
は線形結合されるべき１０個の補間ＬＳＰ係数である。 この分配は、たとえばｆｌとしてＷ′１の周波数を対応
させると、ｆ２には冑′工以外のいずれかを分配すると
いう形式でｆ３〜ｆｌＯについても同様にして分配対象
が事前に決定される。この場合、ｆ１〜ｆｌＯは処３！
１フレームごとに当然異る周波数である。 さて、ｆ１〜ｆｌｏに分配されて出力する処理フレーム
ごとの出力は次に位相角発生器６３に入力される。第８
因は位相角発生器６３を＃Ｐ細に示すブロック図であり
、ΔθＩＸ出器６出語−１．Δθ１算出器６３１−２．
・・・・・・Δθｌｏ算出器６出語−１０およびアキエ
ムレータ６３２−１．アキエムレータ６３２−２、・・
・・・・アキエムレータ６３２−１０を備えて構成され
る。 Δθ１ｇ出器６３ｌ−１は周波数ｆ１として入力する信
号の８ ＫＨｚサンプル間の移相量Δθ１を測しつつそ
の結果をアキエムレータ６３２−１に供給する。 アキエムレータ６３２−ｉは積分器として動作し、８
ＫＨｚのサンプリング周期で入力するΔθｌを積分最大
レンジ３６０度として累積する。こうして累積される量
が３６０度に達すると零となシ、仁の零を超えて再び累
積されるΔθ１の値等からピッチ励振時刻に対するｆｌ
の位相角θｌを決定することができる他のｆ２〜ｆｌＧ
の位相角０３〜０１ｏも全く同様にして決定され、これ
ら位相角０１〜０１０は次に正弦波発生器６４に供給さ
れる。 第９図は正弦波発生器６４を詳細に示すブロック図であ
υ、ＲＯＭ６４１−１．８０Ｍ６４１−２．・・・・・
・凡０Ｍ６４１−１０および加算器６４２を備えて構成
される。 入力する位相角θ１は几０Ｍ６４１−１に供給されると
１−Ｌｌ、）Ｍ６４１−１からは位相角θｌに対応する
正弦波データが読出される。ＲＯＭ６４１−１は、位相
角θｌの各位に対応する周仮数の正弦波データがあらか
じめ格納されている。８０Ｍ６４１−２〜几１．）Ｍ６
４１−１０からも全く同様にして位相角０２〜θ１ｏの
値に対応する周仮数の正弦波データが読出される。これ
ら谷読出し正弦波データは加算器６４２で連続データ形
式で連続的に結合される。 さて、自己相関分析器２から入力する電力データは振幅
演算器６６に供給され、開平演算等を介して振幅データ
を得る。この振幅データは次に帯域コンプレッサ６７に
供給され、ダイナミックレンジ情報は保存したまま振幅
情報のみを所定の割合で圧縮し乗算器６５に供給される
。 乗算器６５は、正弦波発生器６４から提供される線形結
合正弦波データに対し、圧縮振幅を乗算して振幅情報を
付与しこれをＤ／Ａコンバータ９に供給する。こうして
波形発生器６から出力される正弦波形データは、基本分
析フレームごとに異るＬＳＦ係数にもとすいて決定され
る１０個の正弦波周波数が、間引きピッチ励振時刻に同
期して線形結合された内容のものである。Ｄ／Ａコンバ
ータ９では１０個の正弦波周波数の連続的な線形結合に
よるアナログ出力が得られ、間引き励振時刻はその接合
点のタイミングとして出力される。 このあとＬＰＦｌｏで不要な高域成分を除去して基本分
析フレーム単位で伝送路１０１に送出される。 第１０図は第１図の分析側の出力波形の特徴を説明する
ための出力波形特性図である。 第１０図はＷｌとｗｊとの２周波の線形結合を例として
いるが、実際は基本分析フレームごとに異る１０個のＬ
ＳＰ係数に対応して決定される１０個の周波数の正弦波
の線形結合の形式で表現される。 第１０図において、ｗｉからｗｊへ、またＷＪからＷｌ
にピッチ励振時刻で線形結合されている２つの正弦波を
示している。第１図の場合、ピッチ励振時刻は間引きピ
ッチ励振時刻である。このｗｉが、たとえば前述したｆ
、であり、Ｗｊがｆ２である。 ところで、第１０図では互いに極端に異る周波数ｗｉお
よびｗｊを線形結合した例を提示しているが、実際には
線形結合されるべき隣接２周波数の差はこれほど犬では
なく、その結合はもっと円滑に行なわｎ１従ってスペク
トル拡散による周波数分散もはるかに小さいものとなる
。こうして、ピッチ励振時刻におけるＬＳＦ周波数の位
相変調という形式でのピッチ情報の伝送が可能となる。 第１１図はピッチ励振時刻における位相変調の基本的特
訓を説明するためのピッチ励振時刻位相変調特性図であ
る。ピッチ励振時刻で位相に調を施すと、実線で示す如
く、程度の差こそあれ不連続状態をもたらし、このため
スペクトル拡散、周波数の拡散が避けられぬこととなる
。また、この問題を避けようとして点線で示される内容
の変調形式をとると合成側での周波数分解能の低下を招
くこととなる。本実施例では２周波の線形結合をピッチ
励振時刻で実施し波形の連続性を保持するようＫして上
記の問題を解決しているが、第１０図、第１１図いずれ
かの位相変調形式をとるかは、伝送容量、運用目的等を
勘案し任意に選択しうる。 次に１第２図にもとづいて合成側の処理を説明する。 伝送路１０１を介して入力した分析側の出力信号は、Ｌ
ＰＦｌｌで不要な高域成分を除去されパラメータ・時刻
再生器１２に供給される。第１２図はパラメータ・時刻
再生器１２を詳細に示すブロック図である。 パラメータ・時刻再生器１２は、Ａ／Ｄコンバータ１２
００．窓処理器１２０１．フーリエ分析器１２０２、［
９算出語１２０３．振幅演算器１２０４゜エクスパンダ
１２０５．概算周波数推定器１２０６゜可変長矩形窓処
理器１２０７−１〜１２０７−１０．線スペクトル推定
器１２０８−１〜１２０８−１０．移動窓処理器１２０
９−１〜１２０９−１０．位置推定器１２１０−１〜１
２１０−１０． 加Ｘ器１２１１．ピッチ整形器１２１
２等を備えて構成され、ＬＳＰ係数、ピッチ時刻、Ｖ／
ＵＶ情報ならびに電力情報を再生出力する。 ＬＰＥＩＩから受けた入力ＩＡ／Ｄコンバータ１２００
で３２ＫＨｚのサンプリング周波数によるディジタル値
に所定のピット数１２ビツトで変換される。このように
１サンプリング周波数を分析側の４倍とするのはパラメ
ータ、時刻の再生処理における精度向上を勇躍してのこ
とであり、一般的にこのサンプリング周波数は処理９Ｆ
解能の８度等を勘案し任意に設定できる。 Ａ／Ｄコンバータ１２００の出力（−ｉ、窓処理器１２
０１、可変長矩形窓処理器１２０７−１〜１２０７−１
０．移動窓処理器１２０９−１〜１２０９−１０にそれ
ぞれ供給される。 窓処理器１２０１は、入力に３２ｍ５ＥＣの窓長の・・
ミンク関数を乗算しつつ切出す窓処理を１０ｍ５ＥＣの
基本フレームごとに行ない、これをフーリエ分析器１２
０２に供給する。フーリエ分析器１２０２は、入力の離
散型７−リエ変換を行なってその結果を電力算出器１２
０３と概算周波数推定器１２０６に供給する。 電力算出器１２０３は入力したフーリエ変換データを利
用して電力を算出し振幅演算器１２０４に供給する。 振幅演算器１２０４は開平演算等を介して振幅情報を抽
出、これをエクスパンダ１２０５に供給する。 振幅エクスパンダ１２０５は分析側で圧縮さｎた振幅デ
ータをもとの状態に復元し、その後再び電力を算出する
。 さて、概算周波数推定器１２０６はフーリエ分析器１２
０２の出力を受け、この周波数領域データを対象として
レベル検索等を実施し概算的ＬＡＰ周波数を推定する。 この概算的ＬＳＦ周波数に関する情報は本実施例の場合
ＬＳＰ係数Ｗ ’ｌ” Ｗ’１６のそれぞれに対応する
１０個が選択され、これらはそれぞれ可変長矩形窓処理
器１２０７−１〜１２０７−１０に提供される。これら
各可変長矩形窓処理器は基本分析フレームごとに受ける
ＬＳＰ周波情報を利用し窓処理用矩形関数の窓長を決定
する。一般的に、周波数分解能と窓長とは対応関数にあ
り、原剤波数情報Ｆを保持する窓長け１７Ｆとして決定
される。各可変長矩形窓処理器は概算Ｃ８Ｐ周波数に関
する情報を受けて窓長を決定し、概算周波数を中心とし
位相変調点を除く前後のあらかじめ特定する数サンプル
ポイントを窓位置範囲として矩形関数による窓処理を行
なう。 こうして決定さ１した可変長矩形窓関数は、各チャンネ
ルごとにそれぞれ所定の周波数領域にわたって互いに重
畳し合う形式でＡ／Ｄコンバータ１２００から受けた３
２ＫＨｚサンプリングデータを切出し線スペクトル推定
器１２０８−１〜１２０８−１０に供給する。 線スペクトル推定器１２０８−１〜１２０８−１０は、
入力のレベル検索等にもとづいて線スペクトルとしての
ＬＳＰ係数Ｗ′１〜Ｗ’ １６を推定し出力する。なお
この線スペクトル推定に際しては１つの推定を行なうご
とに窓長と窓位置に関する窓データを各可変長矩形窓処
理器に提供することを所定の回数繰返して線スペクトル
推定内容の確度を向上せしめるとともに、最終窓長デー
タは移動窓処理器１２０９−１〜１２０９−１０にも提
供され後述するピッチ励振時刻の抽出処理を容易なもの
としている。 さて、移動窓処理器１２０９−１〜１２０９−１０は、
Ａ ／ Ｄ コｙバータ１２００の３２ＫＨｚサンプリ
ングデータを入力し、また線スペクトル推定器１２０８
−１〜１２０８−１０からは矩形窓に関する窓長データ
を得て、入力する３２ＫＨｚサンプリングデータを位相
変調点を含む掃引範囲にわたって前記窓長の矩形関数で
所定のタイミングで移動しつつ切出す移動窓処理を行な
う。この移動窓処理における位相変調近傍の探索は、ラ
インスペクトルのエネルギー集中度の著しい鈍化が発生
する状態を確認する形式で容易に行なうことができる。 位置推定器１２１０−１〜１２１０−１０は、各移動窓
処理器から提供される位相変調点を含む移動窓処理デー
タにもとづき位相変調点の時間位置の正確な推定演算を
行ない、これをピッチ励振時刻に対応する位置パルス候
補として加算器１２１１供給する。 １０チヤンネルの移動窓処理器１２０９−１〜１２０９
−１０１および位相推定器１２１０−１〜１２１０−１
０は同一のピンチパルス列に対する移動窓処理と位置推
定を竹なうことによってピッチパルス列の検索精度を著
しく向上せしめることを目的として配置せしめられてい
る。すなわち、これら１０＠の出力は加算器１２１１で
υ０算されピッチパルスの検索におけるＳ／Ｎ（４Ｗ号
対雑音比）を著しく向上させるようにしてちるのである
。 ピッチ整形器１２１２は加算器１２】１の出力を受けて
所定のクリッピング、整形を施しピッチ励振時刻を表現
するパルス列として出力し、またこのパルス列の有賊に
対応してＶ／ＵＶ情報を出力する。 パラメータ・時刻再生器１２は、こうして再生したＬＳ
Ｐ係数はＬＳＰフィルタ１３に、またピッチ励振時刻に
関するデータとＶ／ＵＶ情報は音源発生器１４に、さら
に電力データは乗算器１６にそれぞれ供給する。 音源発生器１４はピッチ励振時刻とＶ ／ Ｕ Ｖ情報
に関するデータにもとづいて音源パルスを正規化レベル
で発生しこれを補間器１５に供給する。 第１３図は補間器１５を詳細に示すブロック図である。 補間器１５は、音源発生器１４から出力される音源パル
スが、分析側で元来のピッチ励損時刻パルスを１／２に
間引きしたものであるのでこれを復元するための補間を
行なうものである。この補間は、間引きパルス列の中間
の零クロス位置を推定し、その位置にパルスを火成に立
てていく形式％式％ 第１４図は第１３図の補間器の主要動作波形図である。 以下第１４図を参照しながら第１３図について説明する
。 第１３図の補間器１５は、インバータ１５０１゜乗算器
１５０２．Ｄ型フリップ７０ツブ回路１５０３゜積分器
１５０４．乗算器１５０５．積分器１５０６．加算器１
５０７．積分器１５０８ 、ゼロクロス設定器１５０９
および０）Ｌ回路１５１０等を備えて構成される。 インバータ１５０１．Ｄ型フリップフロップ回路１５０
３のｃｐ（クロック）端子、乗算器１５０５゜およびＯ
Ｒ回路１５０１にはそれぞれ間引き入力パルスが供給さ
れる。インバータ１５０１は入力の極性を逆転し乗算器
１５０２に供給する。第１４図にインバータ１５０１出
力として示す。 乗算器１５０２にはＤ型フリップフロップ回路１５０３
のＱ端子出力も供給される。このＱ端子出力は２値の論
理値＠ １ ｇ 、 ｆ Ｏ＃が交互に出力し従って１
０１のときは乗算器１５０２の出力は出ないこととなる
。この出力は積分器１５０４に供給される。 第１４図に乗算器１５０２出力として示す。 Ｄ型フリップフロップ回路１５０３のＱ端子出力はＱ端
子とは交互の極性反転しつつｌ１１．ｌＱ＃を出力し、
従って乗算器１５０５の出力を乗算器１５０２の出力と
対比して示すと第１４図の乗算器１５０５出力となる。 乗算器１５０５の出力は積分器１５０６に供給されると
ともにまたリセット信号として積分器１５０４に提供さ
れる。さらに、積分器１５０６にはリセット信号として
乗算器１５０２の出力が提供される。 こうして、積分器１５０６と１５０４にはそれぞれ第１
４図に示す矩形波が出力する。 加算器１５０７はこれら２つの矩形波をアナログ加算器
１５０７出力を得て、さらにこれを積分器１５０８に通
すことによりて点線の三角波で示す積分器１５０８出力
を得る。合わせて第１４図に示す。 ゼロクロス設定器１５０９は、コンパレータ等ヲ利用し
て積分器１５０８出力の零クロス点Ｐ０を決定し、この
零クロス点に対応するタイミングでパルスを発生、これ
をＯＲ回路１５１０に供給する。 ＯＲ回路１５１０には間引き人力パルスも入力され、従
ってその出力は第１４図に示す補間パルス出力として間
引き入力パルスの倍数のものが得られ間引き前に復元さ
れる。 補間器１５の出力は乗算器１６に供給され、パラメータ
・時刻再生器１２から提供される電力との乗算を行ない
音声入力の音源を基本分析フレームごとに再生しこれを
ＬＡＰフィルタ１３の入力として供給する・。この入力
はピッチ励振時刻を確保した再生音源であυ、この入力
によって駆動されるＬＳＰフィルタ１３の出力は非常に
忠実度の高いディジタル合成音となる。 ＬＳＰフィルタ１３の出力はＤ／Ａコンバータ１７でア
ナログ変換され、そのおとＬＰＦ１８で不要な高域成分
を遮断し音声出力として送出する。 以上は複数の線スペクトルとしてＬＡＰを利用した実施
例について説明したが、このＬＡＰの代りにＣ８Ｍの如
き他の線スペクトルを利用する場合についてもほぼ同様
な手法で実施しうる。 また、本実施例では線スペクトルの位相変化時刻での連
続性を保持する形式、かつピッチ励去時刻を間引いて伝
送する形式の実施例について説明したが、これらの実施
は通信回線の伝送容量、装置の運用目的等を勘案し任意
に実施できるものである。 〔発明の効果〕 以上説明した如く本発明によれば、音声のスペクトル包
絡を複数の線スペクトルで表現し、これら線スペクトル
からスペクトル包絡を再生する形式の音成分析合成装置
において、ピッチ励振時刻を位相変調する形式で伝送す
る手段を備えることによって、狭伝送帯域でもピッチ励
振時刻の伝送を可能ならしめ高品質の再生音が得られる
音成分析合成装置が実現できるという効果がある。 ４、図面の簡単な説明 第１図は本発明の音成分析合成装置の分析側の一実施例
のブロック図、第２図は本発明の音成分析合成装置の合
成側の一実施例のブロック図、第３図は第１図のＬＰＣ
逆フィルタ３を詳細に示すブロック図、第４図は第１図
のピッチ励振時刻分析器７を詳細に示すブロック図、第
５図はピンチ励振時刻分析の第２の実施例を示すブロッ
ク図、第６図は第１図のピッチ励振時刻間引器８を詳細
に示すブロック図、＃ｃ７図は第１図の波形発生器６を
詳細に示すブロック図、第８図は第７図の位相角発生器
６３を詳細に示すブロック図、第９図は第７図の正弦波
発生器６４を詳細に示すブロック図、第１０図は第１図
の分析側の出力波形の特徴を説明する几めの出力波形特
性図、第１１図はピッチ励憑時刻における位相変調の基
本的特徴を説明するだめのピッチ励振時刻位相変調特性
図、第１２図は第２図のパラメータ・時刻再生器１２を
詳細に示すブロック図、第１３図は第２図の補間器１５
を詳細に示すブロック図、第１４図は第１３図の補間器
の主要動作波形、第１５図はピッチ励振時刻分析器７の
動作を説明するための波形図、第１６図はセンタクリッ
プ回路７７を詳細に示すブロック図である。 １・・・・・・Ａ／Ｄコンバータ、２・・・・・・自己
相関分析器、３・・・・・・ＬＰＣ逆フィルタ、４・・
・・・・ＬＰＣ分析器、５・・・・・・ＬＡＰ分析器、
６・・・・・・波形発生器、７・・・・・・ピッチ励振
時刻分析器、８・・・・・・ピッチ励振時刻間引器、９
・・・・・・Ｄ／Ａコンバータ、１ｏ・・・・・・ＬＰ
Ｆ、１１・・・・・・ＬＰＦ、１２・・・・・・パラメ
ータ・時刻再生器、１３・・・・・・ＬＳＰフィルタ、
１４・・・用音源発生器、１５・・・・・・補間器、１
６・・団・乗算器、１７・・・・・・Ｄ／Ａコンバータ
、１８・旧・・ＬＰＦ、１９・・・・・・ＬＰＦ、２０
・・・・・・デシメータ、２１・旧・・ＬＰＣ分析器、
２２・・・・・・ＬＰＣ逆フィルタ、２３・・・・・・
ピッチ励振時刻分析器、２４・・・・・・補間器。 代理人 弁理士 内 原 晋 万 ７４回 肴／Ｓ図
のブロック図、第２図は本発明の音成分析合成装置の合
成側の一実施例のブロック図、第３図は第１図のＬＰＧ
逆フィルタ３を詳細に示すブロック図、第４図は第１図
のピッチ励振時刻分析器７を詳細に示すブロック図、第
５図はピッチ励振時刻分析の第２の実施例を示すブロッ
ク図、第６図は第１図のピッチ励振時刻間引器８を詳細
に示すブロック図、第７図は第１図の波形発生器６を詳
細に示すブロック図、第８図は第７図の位相角発生器６
３を詳細に示すブロック図、第９図は第７図の正弦波発
生器６４を詳細に示すブロック図、第１０図は第１図の
分析側の出力波形の特徴を説明するための出力波形特性
図、第１１図はピッチ励振時刻における位相変調の基本
的特徴を説明するためのピッチ励振時刻位相変調特性図
、第１２図は第２図のパラメータ・時刻再生器１２を詳
細に示すブロック図、第１３図は第２図の補間器１５を
詳細に示すブロック図、第１４図は第１３図の補間器の
主要動作波形である。 １・・・・・・Ａ／Ｄコンバータ、２・・・・・・自己
相関分析器、３・・・・・・ＬＰＣ逆フィルタ、４・・
・・・−ＬＰＣ分析器、５・・・・・・ＬＳＰ分析器、
６・・・・・・波形発生器、７・・・・・・ピッチ励振
時刻分析器、８・・・・・・ピッチ励振時刻間引器、９
・・・・・・Ｄ／Ａコンバータ、１０・・・・・・ＬＰ
Ｆ、ｌｌ・・・・・・ＬＰＦ、１２・・・・・・パラメ
ータ・時刻再生器、１３・・・・・・ＬＳＰフィルタ、
１４・・・・・・音源発生器、１５・・・・・・補間器
、１６・・・・・・乗算器、１７・・・・・・Ｄ／Ａコ
ンバータ、１８・・・・・・ＬＰＦ、１９・・・・・・
ＬＰＦ、２０・・・・・・デシメータ、２１・・・・・
・ＬＰＣ分析器、２２・・・・・・ＬＰＣ逆フィルタ、
２３・・・・・・ピッチ励振時刻分析器、２４・・・・
・・補間器。 代理人 弁理士 内 原 音 マ 平 ｌ 凹 、・ろ −−−−−−１１Ｎ渚４ 第 ２１２Ｉ ３ノー／へ３．’−７０−−−−−一本位↓蜂子３２−
７〜３２−１０−・ −“１算唇ＪＪ、Ｊ≠ −−−−
−−−御坊１尊含７．３ −−− −−− ブフ筆
呑”ｇ４ 足 千 ７ 回 〆４２− −−−ケ乃１答 牟ｑ 図 ヒニノナノ呵ン万４モミυ４テ欄疋１１率７ノロ 乎７０ 図 ／２０７−／ 〜ｔ２ｏ７−ｔＯ−−− −−一可ａｆ
ｆ’ 庭処理巷ｎｏａ−１−，，ｎｃａ−ｔｏ−−−−
−４ｉ、Ｋ へ”’ ト” や龜１Ｌ普膓午 ！２ 石 ／、ｆ０７ −−− −−御坊Ｓ息 ／Ｓ７０ −− −−−Ｏ心国発第 ／３ 図 帛７４ 面 手続補正書（０剖 １、事件の表示 昭和６１年特 許 願第１３４５
７１号２、発明の名称 音成分析合成装置 ３、補正をする者 事件との関係 出 願 人東京都港区芝五
丁目３３番１号 （４２３） 日本電気株式会社 代表者 関本忠弘 ４、代理人 〒１０８ 東京都港区芝五丁目３７番８号 住友三田
ビル日本電気株式会社内 （６５９１） 弁理士 内 原 晋電話 東京（
０３）４５６−３１１１（大代表） −（迂緒先 口
本電気株１式会社特許部）＝ ｉ 補正の対象 「明細書」および「図面」 ６、補正の内容 （１）「明細書」： 明細書全文を別紙のとおり補正する。 （１）「図面」 別添第１４図、第１５図および第１６図を追加する。 代理人 弁理士 内 原 音 明 細 書 １、発明の名称 音成分析合成装置 λ 特許請求の範囲 （１）ｆＦのスペクトル包絡を複数の線スベク） ／Ｌ
／で表現し、これら線スペクトルからスペクトル包絡を
再生する形式の音声符号化装置において、ピッチ励振時
刻を前記線スペクチルの位相変化の形式で伝送するピッ
チ励低時刻伝送手段を備えて成ることを特徴とする音成
分析合成装置。 （２）前記線スペクトルの位相変化時刻での波形連続性
を保持する手段を備えたものであることを特徴とする特
許請求範囲第（１）項記載の音成分析合成装置。 （３）前記ピッチ励振時刻を間引いて伝送する手段を備
えたものであることを特徴とする特許請求範囲第（１）
項記載の音成分析合成装置。 λ 発明の詳細な説明 〔産業上の利用分野〕 本発明は音成分析合成装置に関し、特に複数の線スペク
トルで表現したスペクトル包絡情報を含む音声パラメー
タをアナログ量の形式で伝送する音成分析合成装置の音
質改善に関する。 〔従来の技術〕 複数の線スペクトルで表現したスペクトル包絡情報、た
とえばＬＳＰ （Ｌｉｎｅ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ ｐａｉ
ｒｓ 、線スペクトル対）や、このＬＡＰと密接な関連
を有するものとして知られるＣ８Ｍ （Ｃｏｍｐｏｓｉ
ｔｅ Ｓｉｎｕｓｏｉｄａｌｍｏｄｅｌ 、 複合正
弦波モデル）等で表現したスペクトル包絡情報を含む音
声パラメータをアナログ量の形式で伝送する音成分析合
成装置にあっては、伝送帯域に特に余裕がある場合を除
いてピッチ伝送はピッチ周期、ピッチレベル等のノくラ
メータデータを伝送する形式で行なわれている。 〔発明が解決しようとする問題点〕 上述した、従来のこの種の音成分析合成装置に′は次の
ような問題点がある。 すなわち、この撞の音成分析合成装置は、ピッチ伝送に
関しては、伝送帯域に特に余裕がある場合以外はパラメ
ータ伝送形式がとられている。このパラメータ伝送によ
れば音源成形の伝送は行なわれないためピッチ励振時刻
の再生は得られず、従って合成ｆ負にも限界があり、さ
らに元来この櫨の分析合成装置を利用する目的は帯域圧
縮もしくは帯域の有効利用にあり、広い伝送帯域を要求
する方法は合成音質の改嵜としても望ましくないという
問題がある。 本発明の目的は上述した欠点を除去し、線スペクトルの
位相をピッチ励振時刻に対応させて変化することにより
、狭伝送帝城でもピッチ励振時刻を伝送し従って合成ｆ
質を大喝に改善し得る音成分析合成装置を提供すること
にある。 〔問題点を解決するための手段〕 本発明の装置は、音声のスペクトル包絡を複数の線スペ
クトルで衣現しこれら線スペクトルからスペクトル包絡
を再生する形式の音成分析合成装置において、ピッチ励
振時刻を前記線スペクトルの位相変化の形式で伝送する
ピッチ励振時刻伝送手段を備えて合成される。 〔実施例〕 次に図面を参照して本発明の詳細な説明する。 第１図は本発明の音成分析合成装置の分析側の一実施例
のブロック図、第２図は本発明の音成分析合成装置の合
成側の一実施例のブロック図である。 第１図に示す分析側は、Ａ／Ｄコンバータ１゜自己相関
分析器２ 、 ＬＰＣ（Ｌｉｎｅａｒ Ｐｒｅｄｉｃｔ
ｉｏｎＣｏｄｉｎｇ ＋ ｍ形予測分析）逆フ（ルタ３
．ＬＰＣ分析器４．ＬＳＰ分析器５．波形発生器６．ピ
ッチ励振時刻分析器７．ピッチ励掘時刻間引器８．Ｌ）
／Ａコンバータ９ 、 ＬＰＦ （Ｌｏｗ Ｐａ５ｓ
Ｆｉｌｔｅｒ）１０等を備えて構成される。 また、第２図に示す合成側は、ＬＰＦｌｌ、パラメータ
・時刻再生器１２ 、ＬＳＰフィルタ１３゜音源発生器
１４．補間器１５９乗算器１６ 、 Ｄ／Ａコンバータ
１７．ＬＰＦ’１８等を備えて構成される。 第１図において、音声入力はＡ／１）コンパータ１に供
給され、内蔵する低域通過フィルタで３．４ＫＨｚ以上
の高域をｉＸ断したのち、ｇＫＨｚのサンプリング周波
数で標本化したあと１２ビツトの量子化ステップでディ
ジタル化されＬＰＣ合成フィルタ３に提供されるととも
に、このディジタル化音声信号の１ブロツクぶん、たと
えば３ＱｍＳＥＣ。 ２４０サンプルふんずつを一時的に内部メモリに格納し
つつ、これにあらかじめ設定する窓関数、たとえばハミ
ング関数を乗算して切出す窓処理を１０ｍ５ＥＣごとに
行なって自己相関分析器２に供給する。従って基本分析
フレームは１０ｍ５ＥＣとなる。 自己相関分析器２は、Ａ／ｆ）コンバータ１から供給て
れるフレーム毎のディジタル化音声信号ｘｉ（ｉ−０＊
１ ＋・・・２３９）から下記（１）式に示す自己相
関係数φｊ（ｊ−０，１，・・・１０）を算出する。 自己相関分析器２は算出したφＧを短時間音声電力を表
わす電力データとして波形発生器６へ出力する。自己相
関分析器２は更にφｊ（ｊ−１，２，・・・１０）を下
記（２）式によシφＧにより正規化し、正規化後の自己
相関係数ρｊ（ｊ−１，２，・・・１０）をＬＰＣ分析
器４へ出力する。 Ａ／ｉ）コンバータ１は前記フレーム毎に切出されるデ
ィジタル化音声信号の他に、窓処理されていない、即ち
フレーム化されていないディジタル化音声信号Ｊ（ｔ−
・・・−２，−１，０，１，２，・・・）をＬＰＧ逆フ
ィルタ３へ出力する。 ＬＰＧ逆フィルタ３は供給された音声信号Ｓｉから、Ｌ
ＰＣ逆フィルタを利用して残差波形ｒｉ（・・・−２，
−１，０，１，２，・・・）を抽出し、これをピッチ励
振時刻分析器７に出力する。この場合、ＬＰＣ逆フィル
タ３のフィルタ係数はＬＰＣ分析器４から基本分析フレ
ームごとに提供される１０次のαパラメータ、α１．α
、・・・α１゜が利用される。 ＬＰＣ分析器４は自己相関分析器２から受ける１０次の
自己相関係数ρｌ、ρ鵞、・・・ρ１Ｇを利用し、公矧
のＬＰＧ分析技術によって１０次のＬＰＣ係数としての
αパラメータ、α１．α１・・・・・・α１゜を抽出し
ＬＰＧ逆フィルタ３に基本分析フレームごとに提供す・
る。 尚、本実施例ではＬＰＧ分析技術として、板倉文忠、［
統計的手法による音声の特徴抽出］、東北大学電気通信
研究所主催第８回シンポジウム■−５，１９７１年２月
に於いて図１として示されている分析技術と原理的に同
一のものを利用している。 第３図はＬＰＣ逆フィルタ３を詳細に示すブロック図で
るる。このＬＰＣ逆フィルタは、単位遅延素子３１−１
〜３１−１０．乗算器３２−１〜３２−１０、加′Ｓ器
３３，３４によって構成されるディジタルフィルタであ
シ、重み係数として基本分析フレームごとのαパラメー
タ、α１．α１．・・・・・・α１０を第３図に示すよ
うに利用することによってＬＰＣ分析器４によって分析
されるＬＰＣ係数の示すスペクトル包絡特性とは時間・
レベル特性が逆特性のフィルタを基本分析フレームごと
に形成する。 さて、音声波形は発声者の声帯振動波形が声道形状に依
存する周波数特性を付加されてつくられる事が知られて
いる。又、ＬＰＣ係数の示すスペクトル包絡特性は、前
記声道形状に依存する周波数特性を近似している事も知
られている。従ってＡ／ｌ）コンバータ１より供給され
る音声信号Ｘは声道形状に依存する周波数特性がＬＰＣ
逆フィルタにより相殺される。即ちＬＰＣ逆フィルタ３
は音声信号Ｘから声帯振動波形に類似の波形（以後「残
差波形」と云う）ｅｉを求め、これをピッチ励振時刻分
析器７へ出力する。熱論、残差波形ｅ、は声帯振動周期
、即ちピッチ周期と一致した周期性を有する。 次に第３図に示すＬＰＧ逆フィルタ３の動作を具体的に
説明する。いまＡ／ｉ）コンバータ１より供給される音
声信号ｘｉ−１０が単位遅延素子３１−１へ入力された
とする。準位遅延素子３１−１はＸ ｉ −ｓｏを記憶
し、これを単位遅延素子３１−２へ出力する。次に音声
信号Ｘｉ−＊が単位遅延素子３１−１へ供給され入力さ
れる。同時に単位遅延素子３１−１に記憶されていたＸ
−１０は単位遅延素子３１−２に記憶される。以下、次
々に音声信号ｘ１−１ｎＸ １−７ ＋ ”・ｘｌ−１
が単位−１！！延素子３１−１に記憶されム単位遅延素
子３１−１がＸｌ−ｓを記憶した時、単位遅延素子３１
−２〜１０は音声信号ｘ１−２ ＋ｘｌ−３＋・・・＋
ｘｌ−１０を記憶しており、加算器３４には音声信号Ｘ
ｉが供給１れている。単位遅延素子３１−１〜１０の各
出力ｘｔ−ｔ ｌ ｘｔ−ｚ ｒ ”・ｘｌ−１０は各
々乗算器３２−１〜１０へ供給される。乗算器３２−１
〜１０は供給されたｘｌ−１＋・・・ｘｉ−ｔｏとαパ
ラメータ、α１．α３゜・・・α１ｏとを各々乗算し、
結果を加算器３３へ出力する。加算器３３の出力は下記
（３）式で示される仝１である。尚、気は音声信号ｘ１
の予測値である。 じ気はヵ。算器、４へ供給され、。加算器、４はｘｌと
気との差ｅｉ（−Ｘｉ−仝１）を求め前述のように１ピ
ッチ励蚤時刻分析器７へ出力する。 再び第１図を利用して本発明の詳細な説明する。 ＬＰＣ分析器４は分析した１０次のαパラメータをＬＳ
Ｐ分析器５にも供給し、ＬＳＰ分析器５はこのＬＰＣ係
数から公知の手段で１０次のＬＡＦ係数を誘導しこれを
波形発生器６に供給する。Ｌ８Ｐ係数を誘導する公知の
手段としては、ＬＰＣ係数による高次方程式をニュート
ン（Ｎｅｗｔｏｎ）のの反復法を利用して解く手法や、
零点探索法等があるが本実施例では前者の解法を利用し
ている。 尚、高次方程式を介してαパラメータからＬＡＰ係数を
算出する方法は斎藤収三、中田相男共著「音声情報処理
の基礎」オーム社、昭和５６年１１月３０日記載の付録
２３ 「ＬＳＰを求めるプログラムの一例」Ｋ詳細に述
べられている。 第４図はピッチ励振時刻分析器７を詳細に示すブロック
図である。このピッチ励振時刻分析器７は、遅延回路７
１．自己相関・ピッチ抽出器７２゜単位遅延素子７３−
１ 、７３−２ 、乗算器７４−１゜７４−２．７４−
３．加算器７５２乗算器７６等を備えて構成される。 自己相関・ピッチ抽出器７２は、ＬＰＣ逆フィルタ３よ
シ供給される残差波形ｅｉにもとづき、前述の自己相関
分析器２と同様の方法で自己相関係数Ｂｌ （ｊ−ｏ、
１．・・・、Ｉ）（Ｉはピッチ周期の分布範囲の最大値
に対応する督数）求める。次に自己相関−ピッチ抽出器
７２は求めた几ｊのピッチ周期の分布範囲（本実施例で
は２５〜１５ｍ５ＥＣ）に於けるＲｊの最大値を検索す
る。この最大値に対応する遅れ時間相等のタイムスロッ
ト数Ｉｌｌ、は先験的にピッチ周期に概ね一致する事が
矧られている。 さて、音声信号はピッチ周期性、即ち予測性を有してお
シ、残差波形も同様に予測性を有する。 今、残差波形ｅｉ＋Ｔｃがピッチ周期だけ以前の波形ｅ
ｉを中心とした前後１タップ合計３タツプの残差波形”
１１ ｐ ｅｌ＋ ｅｉ＋１で線形予測可能とする。 ｅｉ＋Ｔｃは下記（４）式を用いて表現される。 ｅｉ十Ｔｃ ’ｉ＋Ｔｃ＝β１ｅｉ＋を十β鵡十β３
ｅｉ−１・・・・−・（４）（４）式において、ｄｌ＋
Ｔｃはサンプル時間評止の位置におけるピッチ予測残差
波形、βＸ−β３はピッチ予測係数でおる。（４）式よ
り下記（５）〜（９式が導出される。 ｅｉ＋Ｔｃ’ ｅｉ＋ｌ ｄｉ＋Ｔｃ ＠ ｅｉ
＋ｔ１βｘｅｉ＋１９ｅｉ＋を十β２ｅｉ＠ｅｉ＋１＋
β３ｅｉ−ｔ０ｅｉ＋ｔ °−ｔ５）ｅｉ＋ｒｃ°ｅ
ｉ ｄｉ＋Ｔｃ”ｅｉ＝β１ｅｉ＋１°ｅｉ＋β１ｅ
ｉ−ｅｉ＋βｓ ｅｉ −１” ｅｉ ”’ ”’
（６）Ｃｉ＋Ｔｃ ’ ｅｉ ｓ ｄｉ＋Ｔ
ｃ ” ｅｉ−１＝βｌｅｉ＋ｌ”ｅｉ−１＋βｌｅｉ
”ｅｉ−１十β３ｅｉ−１＠ｅｉ−ｔ ”’（７）予
測残差波形ｅｉが定常性を有するものと仮定し、さらに
ピッチ予測残差波形ｄｉ＋ｑ・。と予測残差波形とが無
相関であると仮定する。この仮定は音声処理上、実用的
には殆んど問題のない仮定である。 ところで（５） 、 （６）および（７）式は、原音声
波形と、３個のピッチ予測係数βｌ、β２およびβ３を
介して再生されるべき波形との間の関係式を示すもので
、両波形間で対応すべき時間における波形乗算値にもと
づく等式で両波形を関係づけている。求むべき未知数β
ｌ、β２．β３は、これら３つの等式で表現される原子
で４す残差波形と再生予測残差波形間の電力誤差が最小
となるものでなければならない。 この解は（５） 、 （６）および（９式の等式の右辺
と左辺との差を零とするようなβｌ−β３の組合せを見
出すことで求ま９、最小自乗法の適用によって容易に見
出しうる。ただしく５） 、 （６） 、 （７）は反
形乗與のべりトル積の形式で表現しているので一旦これ
らを音声゛成力で表現変換し最小目乗法の適用を可能な
らしめる。 波形乗算は、この場合自己相関をとることと同様であり
従って（５） 、 （６） 、 （７）式はｉについて
積分し次の＋８） 、 （９） 、 Ｑ［）式に変換し
うる。 ＲＴｃ−１＝β１几０＋β２”！＋βｓ Ｋ ｔ −
−（８）ＲＴＣ＝β１”１＋β、Ｒ０＋β、Ｂ−１・・
・・・・（９）ＲＴｃ＋１＝βｌ几１＋β２Ｒ１＋β３
Ｒ０・・・・・・ 住Ｃ（８） 、 （９）および（１
Ｇ式において几。、凡、、几、 、 ＢＴ、−、。 ＲＴｃ 、およびＲ’ｌ’（：＋１はそれぞれ予測残差
波形ｅｌの遅れ０ ＊ １ ＋ ２ ＋ ＴＣ１＋ Ｔ
ＣｓおよびＴｃ＋１における自己相関係数である。（８
） 、 （９）およびα１式より下記［１１１式が導出
される。 自己相関・ピッチ抽出器７２は（１υ式に基づきピッチ
予測係数βｌ、β１．βｓｔ？算出する。 自己相関・ピッチ抽出器７２は算出した係数β１．β２
．β３を各々乗算器７４−１ 、７４−２ 、７４−３
へ出力し、同時にピッチ周期データＴｃ １を遅延回路
７１へ出力する。 自己相関・ピッチ抽出器７２は更にピッチ予測係数β１
〜β３．遅れ０に於ける自己相関係数几０を利用して、
Ｖ （Ｖｏｉｃｅ 、有声） ／ Ｕ Ｖ （Ｕｎｙｏ
ｉｃｅ 。 無声）情報を抽出しセンタクリップ回路７７へ出力する
。このピッチ迫出によって得られる周期Ｔｃのピッチ周
期データはサンプリング周波数８ＫＨｚによる３個のサ
ンプルデータ、すなわちＩｌｌ、およびＴｃ＋１のタイ
ミングにおけるサンプルデータとしてそれぞれ乗算器７
４−２．７４−３および７４−１にピッチ予測係数とし
て提供される。ここでｔｏは８ＫＨｚサンプリング間隔
であり、本実施例の場合は１．２５μＳＥＣとなる。 単位遅延素子７３−１．７３−２はそれぞれ１タップ分
の遅延量を付与され、また遅延回路７１はピッチ周期デ
ータごとにＴｃ−１の遅延量を入力に付与するように機
能する。従ってピッチパルスに対しては単位遅延素子７
３−１と７３−２の接合点はＴｃ、遅延回路７１の出力
側はＴｏ−１，また単位遅延素子７３−２の出力側はＴ
０＋１の時間位置に設定される。 第１５図（３）、（Ｂ）はＬＰＣ逆フィルタ３より入力
Ｊｆｌる残差波形ｅ１とピッチ予測係数β１〜ｌ’ｓに
よプつくられる理想的なピッチ予測波形加算器７５の出
力とを模擬的に示す図である。乗算器７６の出力はこれ
ら（５）、（Ｂ）に示す波形の同時刻に於ける瞬時値の
噴となる。第１５図（ｑは乗算器７６の出力波形を示す
。この出力波形は残差波形に含まれるピッチ成分が強勢
された状態となシ、且つピッチ成分の極性が必ず正に変
換されるため、極めてピッチ迫出が容易な形状になって
いる。この出力波形はセンタクリップ回路７７へ出力さ
れる。 第１６図はセンタクリップ回路７７の構成を詳細に説明
するためのブロック図である。第１６図に示すセンタク
リップ回路７７はマグニチュードコンパレータ７７１．
スイッチ７７２．単位遅延素子７７３１乗Ｘ器７７４．
およびＡＮＤゲート７７５を有して構成される。 まずスイッチ７７２．単位遅延素子７７３および乗算器
７７４で構成されるループを説明する。 スイッチ７７２がＯＦＦの場合、乗算器７７４の出力は
単位遅延素子７７３０入力に接続される。 時刻ｉに於いて単位遅延素子７７３がデータｖ１を記憶
しているものとする。乗算器７７６にはこのｖｉと定数
０．９９７とが入力されている。乗算器７７６の出力０
．９９７ｖｉ（＋０．９９７・ｖ４ ）が単位遅延素子
７７３に入力されているため、時刻ｉ＋ｌに於ける単位
遅延素子７７３の出力当＋１は０．９９７ｖ時刻ｌ＋２
に於ける同出力は０．９９７”ｖｌ（＋０．９９７ ・
０．９９７ｖ；）となる。同様に時刻ｉ＋ｎの同出力ｖ
ｉ＋ｎは次式で与えられる。 ｖ１＋。＋０．９９７ｎｖ１ ・・・・・・・・
・・・・・・・・・・ ＵＺきて、単位遅延素子７７３
の出力はマグニチュードコンパレータ７７１の入力端子
７１１−２に供給されている。第１５図中で■で示され
る点線は単位遅延素子７７３の出力である。マグニチュ
ードコンパレータ７７１の他の入力端子７７１−１には
乗算器７６より第１５図（ｑで示される波形が共袷され
る。マグニチュードコンパレータ７７１は２つの入力の
大小を比較し、（７７１−１側の入力））（７７１−２
側の入力）の条件に於いて＠１”レベルを、この条件が
不成立の場合に″０”レベルを出力する。マグニチェー
ドコンパレータ７７１０出力ｋｇ１５図口に示す。この
出力が″１”レベルになるとスイッチ７７２はＯＮにな
υ単位遅延素子７７３は第１５図（ｑに示す波形が入力
される。その結果、時刻が１”だけ歩進した後、単位遅
延素子７７３は第１５図（ｑの■で示すピークを記憶す
る。この記憶と同時にマグニチュードコンパレータ７７
１の出力は″０１となる。記憶されたピークは前記ａ２
式に示す減衰を受けるため第１５図■に示すマグニチュ
ードコンパレータ７７１−２の入力がつくられる。第１
５図（ｑに示す他のピーク■でも同様の動作が行なわれ
■がつくられる。一方マグニチュードコンパレータ７７
１の出力第１５図（１））はＡＮＬ）ゲート７７５へ供
給される。 ＡＮＬ）ゲート７７５は自己相関・ピッチ抽出器７２よ
り供給されるＶ／ＵＶ情報を利用して、Ｕｖ時にセンタ
クリップ回路７７よシネ要な出力が発生する事を妨ぎ、
７時のみ出力する。 第５図はピッチ励損時刻分析の第２の実施例を示すブロ
ック図である。この纂５図の内容は第１図に点線で示す
部分を実現する第２の実施例であり、Ａ／ｌ）コンバー
タ１．ＬＰＦ１９．デシメータ２０、ＬＰＣ分析器２１
，１．ＰＣ逆フィルタ２２゜ピッチ励振時刻分析器２３
．補間器２４等を備えて構成される。この場合のピッチ
励振時刻分析は、ディジタル化音声信号に対してデシメ
ーシ冒ン（ｄｅｃｉｍａｔｉｏｎ ） 、すなわち間引
きサンプリングを施し、このデシメートされたサンプル
値を対象としてピッチ励振時刻を分析しようとするもの
であり、演算量の大喝な削減が可能となる。 Ａ／Ｄコンバータ１の出力する８ ＫＨｚサンプルは１
．ＰＦ１９に出力され、０．８ＫＨｚを高域遮断周波数
とするフィルタリングを受ける。 デシメータ２０は、ＬＰＦ１８の出力を受けるとこれｔ
−２ＫＨｚのサンプリング周波数で４個に１個ずつの８
ＫＨｚサンプルをピックアップするデシメータ１ンを
行ない出力をＬＰＧ分析器２１に供給する。 ＬＰＣ分析器２１は入力に対して基本分析７レームの周
期でＬＰＣ分析を行ない４次のαパラメータを抽出、こ
れをフィルタ係数としてＬＰＣ逆フィルタ２２に供給す
る。 ＬＰＧ逆フィルタ２２は残差波形を出力、これをピッチ
励振時刻分析器２３に供給する。 ピッチ励損時刻分析器２３は第４図に示すピッチ励振時
刻分析器７と基本的には同じ内容であるがただ２ ＫＨ
ｚによって駆動される点のみが異９．２ ＫＨｚデシメ
ーシヲンサンプルに対するピッチ励振時刻をパルスηり
の形式で出力し、これを補間器２４に供給する。 補間器２４は入力を８ＫＨｚでサンプリングし、２ＫＨ
ｚサンプルデータのパルス列を補関しピッチ励振時刻間
引器に出力する。 ふたたび第１図に戻って実施例の説明を続行する。 ピッチ劫振時刻分・９１而７の出力はピッチ励振時刻間
引器８に供給される。このピッチ励振時刻間引器８は、
分析音質の劣化を招来しない範囲でピッチ励振時刻、す
なわちピッチ励振時刻分析器７から提供されるピッチパ
ルス列の間引きを所定の間引き率で行ない分析処理量な
らびに伝送量の低減を図るものである。 第６因はピッチ励振時刻間引器８を詳細に示すブロック
図である。このピッチ励振時刻間引器８は、Ｄ型クリッ
プフロップ回路８１とＡＮｉ）回路８２とを組合せ、Ａ
ｉＮＬ）回路８２の入力のＡｉ’Ｊｉ）条件が成立する
ごとにピッチ励振時刻としてのピッチパルスを所定の間
引き率、本実施例では１／２に間引き、この間引きピッ
チ励振時刻を波形発生器６に供給する。 第７図は波形発生器６を詳細に示すブロック図でろり、
補間器６１．ディストリビュータ６２゜位相角発生器６
３．正弦波発生器６４１乗算器６５、像幅演算器６６、
帯域コンプレッサ６７等を備えて構成される。 この発形発生器６は、ＬｓＰ係数をその次数に同じ数の
正弦波の線形結合の形式で表現し出力するものであり、
線形結合点がピッチ励振時刻に同期したピッチ同期形式
で線形結合が行なわれる。 つ！！シ、ピッチ励振時刻を境界点として、２つの正弦
波が連続的に結合され、この結合点が正弦波で表現した
線スペクトルの位相変化点となるように配慮するもので
ある。 ＬＳＰ分析器５から入力するＬＳＦ係数Ｗ１〜Ｗ１゜は
、間引きピッチ励振時刻でサンプリングされた状態とし
ても原情報を極力失なわないようにするためのデータ補
間を施され、補間ＬＳＰ係数Ｗ′１〜ｗ′ｉｏとしてデ
ィストリビュータ６２に出力する。 一方、ピッチ励振時刻間引器８から供給された間引きピ
ッチ励振時刻は補間器６１．ディストリビニ−タロ２に
提供されタイミングクロックとしてピッチ同期処理を行
なわしめる。 ディス） ＩＪピユータ６２は、補間されたＬＳＰ係数
踏〜Ｗ（ｏの１０個の周波数を、あらかじめ設定する切
換分配基準でｆｌ、 ｆｔ・・・・・・ｆｌＧのいずれ
かとして振向けるように間引きピッチ励振時刻の周期に
よる処理フレームごとに分配する。ここでｆ１〜ｆｌｏ
は線形結合されるべき１０個の補間ＬＳＰ係数である。 この分配は、たとえばｆｌとしてＷ′１の周波数を対応
させると、ｆ２には冑′工以外のいずれかを分配すると
いう形式でｆ３〜ｆｌＯについても同様にして分配対象
が事前に決定される。この場合、ｆ１〜ｆｌＯは処３！
１フレームごとに当然異る周波数である。 さて、ｆ１〜ｆｌｏに分配されて出力する処理フレーム
ごとの出力は次に位相角発生器６３に入力される。第８
因は位相角発生器６３を＃Ｐ細に示すブロック図であり
、ΔθＩＸ出器６出語−１．Δθ１算出器６３１−２．
・・・・・・Δθｌｏ算出器６出語−１０およびアキエ
ムレータ６３２−１．アキエムレータ６３２−２、・・
・・・・アキエムレータ６３２−１０を備えて構成され
る。 Δθ１ｇ出器６３ｌ−１は周波数ｆ１として入力する信
号の８ ＫＨｚサンプル間の移相量Δθ１を測しつつそ
の結果をアキエムレータ６３２−１に供給する。 アキエムレータ６３２−ｉは積分器として動作し、８
ＫＨｚのサンプリング周期で入力するΔθｌを積分最大
レンジ３６０度として累積する。こうして累積される量
が３６０度に達すると零となシ、仁の零を超えて再び累
積されるΔθ１の値等からピッチ励振時刻に対するｆｌ
の位相角θｌを決定することができる他のｆ２〜ｆｌＧ
の位相角０３〜０１ｏも全く同様にして決定され、これ
ら位相角０１〜０１０は次に正弦波発生器６４に供給さ
れる。 第９図は正弦波発生器６４を詳細に示すブロック図であ
υ、ＲＯＭ６４１−１．８０Ｍ６４１−２．・・・・・
・凡０Ｍ６４１−１０および加算器６４２を備えて構成
される。 入力する位相角θ１は几０Ｍ６４１−１に供給されると
１−Ｌｌ、）Ｍ６４１−１からは位相角θｌに対応する
正弦波データが読出される。ＲＯＭ６４１−１は、位相
角θｌの各位に対応する周仮数の正弦波データがあらか
じめ格納されている。８０Ｍ６４１−２〜几１．）Ｍ６
４１−１０からも全く同様にして位相角０２〜θ１ｏの
値に対応する周仮数の正弦波データが読出される。これ
ら谷読出し正弦波データは加算器６４２で連続データ形
式で連続的に結合される。 さて、自己相関分析器２から入力する電力データは振幅
演算器６６に供給され、開平演算等を介して振幅データ
を得る。この振幅データは次に帯域コンプレッサ６７に
供給され、ダイナミックレンジ情報は保存したまま振幅
情報のみを所定の割合で圧縮し乗算器６５に供給される
。 乗算器６５は、正弦波発生器６４から提供される線形結
合正弦波データに対し、圧縮振幅を乗算して振幅情報を
付与しこれをＤ／Ａコンバータ９に供給する。こうして
波形発生器６から出力される正弦波形データは、基本分
析フレームごとに異るＬＳＦ係数にもとすいて決定され
る１０個の正弦波周波数が、間引きピッチ励振時刻に同
期して線形結合された内容のものである。Ｄ／Ａコンバ
ータ９では１０個の正弦波周波数の連続的な線形結合に
よるアナログ出力が得られ、間引き励振時刻はその接合
点のタイミングとして出力される。 このあとＬＰＦｌｏで不要な高域成分を除去して基本分
析フレーム単位で伝送路１０１に送出される。 第１０図は第１図の分析側の出力波形の特徴を説明する
ための出力波形特性図である。 第１０図はＷｌとｗｊとの２周波の線形結合を例として
いるが、実際は基本分析フレームごとに異る１０個のＬ
ＳＰ係数に対応して決定される１０個の周波数の正弦波
の線形結合の形式で表現される。 第１０図において、ｗｉからｗｊへ、またＷＪからＷｌ
にピッチ励振時刻で線形結合されている２つの正弦波を
示している。第１図の場合、ピッチ励振時刻は間引きピ
ッチ励振時刻である。このｗｉが、たとえば前述したｆ
、であり、Ｗｊがｆ２である。 ところで、第１０図では互いに極端に異る周波数ｗｉお
よびｗｊを線形結合した例を提示しているが、実際には
線形結合されるべき隣接２周波数の差はこれほど犬では
なく、その結合はもっと円滑に行なわｎ１従ってスペク
トル拡散による周波数分散もはるかに小さいものとなる
。こうして、ピッチ励振時刻におけるＬＳＦ周波数の位
相変調という形式でのピッチ情報の伝送が可能となる。 第１１図はピッチ励振時刻における位相変調の基本的特
訓を説明するためのピッチ励振時刻位相変調特性図であ
る。ピッチ励振時刻で位相に調を施すと、実線で示す如
く、程度の差こそあれ不連続状態をもたらし、このため
スペクトル拡散、周波数の拡散が避けられぬこととなる
。また、この問題を避けようとして点線で示される内容
の変調形式をとると合成側での周波数分解能の低下を招
くこととなる。本実施例では２周波の線形結合をピッチ
励振時刻で実施し波形の連続性を保持するようＫして上
記の問題を解決しているが、第１０図、第１１図いずれ
かの位相変調形式をとるかは、伝送容量、運用目的等を
勘案し任意に選択しうる。 次に１第２図にもとづいて合成側の処理を説明する。 伝送路１０１を介して入力した分析側の出力信号は、Ｌ
ＰＦｌｌで不要な高域成分を除去されパラメータ・時刻
再生器１２に供給される。第１２図はパラメータ・時刻
再生器１２を詳細に示すブロック図である。 パラメータ・時刻再生器１２は、Ａ／Ｄコンバータ１２
００．窓処理器１２０１．フーリエ分析器１２０２、［
９算出語１２０３．振幅演算器１２０４゜エクスパンダ
１２０５．概算周波数推定器１２０６゜可変長矩形窓処
理器１２０７−１〜１２０７−１０．線スペクトル推定
器１２０８−１〜１２０８−１０．移動窓処理器１２０
９−１〜１２０９−１０．位置推定器１２１０−１〜１
２１０−１０． 加Ｘ器１２１１．ピッチ整形器１２１
２等を備えて構成され、ＬＳＰ係数、ピッチ時刻、Ｖ／
ＵＶ情報ならびに電力情報を再生出力する。 ＬＰＥＩＩから受けた入力ＩＡ／Ｄコンバータ１２００
で３２ＫＨｚのサンプリング周波数によるディジタル値
に所定のピット数１２ビツトで変換される。このように
１サンプリング周波数を分析側の４倍とするのはパラメ
ータ、時刻の再生処理における精度向上を勇躍してのこ
とであり、一般的にこのサンプリング周波数は処理９Ｆ
解能の８度等を勘案し任意に設定できる。 Ａ／Ｄコンバータ１２００の出力（−ｉ、窓処理器１２
０１、可変長矩形窓処理器１２０７−１〜１２０７−１
０．移動窓処理器１２０９−１〜１２０９−１０にそれ
ぞれ供給される。 窓処理器１２０１は、入力に３２ｍ５ＥＣの窓長の・・
ミンク関数を乗算しつつ切出す窓処理を１０ｍ５ＥＣの
基本フレームごとに行ない、これをフーリエ分析器１２
０２に供給する。フーリエ分析器１２０２は、入力の離
散型７−リエ変換を行なってその結果を電力算出器１２
０３と概算周波数推定器１２０６に供給する。 電力算出器１２０３は入力したフーリエ変換データを利
用して電力を算出し振幅演算器１２０４に供給する。 振幅演算器１２０４は開平演算等を介して振幅情報を抽
出、これをエクスパンダ１２０５に供給する。 振幅エクスパンダ１２０５は分析側で圧縮さｎた振幅デ
ータをもとの状態に復元し、その後再び電力を算出する
。 さて、概算周波数推定器１２０６はフーリエ分析器１２
０２の出力を受け、この周波数領域データを対象として
レベル検索等を実施し概算的ＬＡＰ周波数を推定する。 この概算的ＬＳＦ周波数に関する情報は本実施例の場合
ＬＳＰ係数Ｗ ’ｌ” Ｗ’１６のそれぞれに対応する
１０個が選択され、これらはそれぞれ可変長矩形窓処理
器１２０７−１〜１２０７−１０に提供される。これら
各可変長矩形窓処理器は基本分析フレームごとに受ける
ＬＳＰ周波情報を利用し窓処理用矩形関数の窓長を決定
する。一般的に、周波数分解能と窓長とは対応関数にあ
り、原剤波数情報Ｆを保持する窓長け１７Ｆとして決定
される。各可変長矩形窓処理器は概算Ｃ８Ｐ周波数に関
する情報を受けて窓長を決定し、概算周波数を中心とし
位相変調点を除く前後のあらかじめ特定する数サンプル
ポイントを窓位置範囲として矩形関数による窓処理を行
なう。 こうして決定さ１した可変長矩形窓関数は、各チャンネ
ルごとにそれぞれ所定の周波数領域にわたって互いに重
畳し合う形式でＡ／Ｄコンバータ１２００から受けた３
２ＫＨｚサンプリングデータを切出し線スペクトル推定
器１２０８−１〜１２０８−１０に供給する。 線スペクトル推定器１２０８−１〜１２０８−１０は、
入力のレベル検索等にもとづいて線スペクトルとしての
ＬＳＰ係数Ｗ′１〜Ｗ’ １６を推定し出力する。なお
この線スペクトル推定に際しては１つの推定を行なうご
とに窓長と窓位置に関する窓データを各可変長矩形窓処
理器に提供することを所定の回数繰返して線スペクトル
推定内容の確度を向上せしめるとともに、最終窓長デー
タは移動窓処理器１２０９−１〜１２０９−１０にも提
供され後述するピッチ励振時刻の抽出処理を容易なもの
としている。 さて、移動窓処理器１２０９−１〜１２０９−１０は、
Ａ ／ Ｄ コｙバータ１２００の３２ＫＨｚサンプリ
ングデータを入力し、また線スペクトル推定器１２０８
−１〜１２０８−１０からは矩形窓に関する窓長データ
を得て、入力する３２ＫＨｚサンプリングデータを位相
変調点を含む掃引範囲にわたって前記窓長の矩形関数で
所定のタイミングで移動しつつ切出す移動窓処理を行な
う。この移動窓処理における位相変調近傍の探索は、ラ
インスペクトルのエネルギー集中度の著しい鈍化が発生
する状態を確認する形式で容易に行なうことができる。 位置推定器１２１０−１〜１２１０−１０は、各移動窓
処理器から提供される位相変調点を含む移動窓処理デー
タにもとづき位相変調点の時間位置の正確な推定演算を
行ない、これをピッチ励振時刻に対応する位置パルス候
補として加算器１２１１供給する。 １０チヤンネルの移動窓処理器１２０９−１〜１２０９
−１０１および位相推定器１２１０−１〜１２１０−１
０は同一のピンチパルス列に対する移動窓処理と位置推
定を竹なうことによってピッチパルス列の検索精度を著
しく向上せしめることを目的として配置せしめられてい
る。すなわち、これら１０＠の出力は加算器１２１１で
υ０算されピッチパルスの検索におけるＳ／Ｎ（４Ｗ号
対雑音比）を著しく向上させるようにしてちるのである
。 ピッチ整形器１２１２は加算器１２】１の出力を受けて
所定のクリッピング、整形を施しピッチ励振時刻を表現
するパルス列として出力し、またこのパルス列の有賊に
対応してＶ／ＵＶ情報を出力する。 パラメータ・時刻再生器１２は、こうして再生したＬＳ
Ｐ係数はＬＳＰフィルタ１３に、またピッチ励振時刻に
関するデータとＶ／ＵＶ情報は音源発生器１４に、さら
に電力データは乗算器１６にそれぞれ供給する。 音源発生器１４はピッチ励振時刻とＶ ／ Ｕ Ｖ情報
に関するデータにもとづいて音源パルスを正規化レベル
で発生しこれを補間器１５に供給する。 第１３図は補間器１５を詳細に示すブロック図である。 補間器１５は、音源発生器１４から出力される音源パル
スが、分析側で元来のピッチ励損時刻パルスを１／２に
間引きしたものであるのでこれを復元するための補間を
行なうものである。この補間は、間引きパルス列の中間
の零クロス位置を推定し、その位置にパルスを火成に立
てていく形式％式％ 第１４図は第１３図の補間器の主要動作波形図である。 以下第１４図を参照しながら第１３図について説明する
。 第１３図の補間器１５は、インバータ１５０１゜乗算器
１５０２．Ｄ型フリップ７０ツブ回路１５０３゜積分器
１５０４．乗算器１５０５．積分器１５０６．加算器１
５０７．積分器１５０８ 、ゼロクロス設定器１５０９
および０）Ｌ回路１５１０等を備えて構成される。 インバータ１５０１．Ｄ型フリップフロップ回路１５０
３のｃｐ（クロック）端子、乗算器１５０５゜およびＯ
Ｒ回路１５０１にはそれぞれ間引き入力パルスが供給さ
れる。インバータ１５０１は入力の極性を逆転し乗算器
１５０２に供給する。第１４図にインバータ１５０１出
力として示す。 乗算器１５０２にはＤ型フリップフロップ回路１５０３
のＱ端子出力も供給される。このＱ端子出力は２値の論
理値＠ １ ｇ 、 ｆ Ｏ＃が交互に出力し従って１
０１のときは乗算器１５０２の出力は出ないこととなる
。この出力は積分器１５０４に供給される。 第１４図に乗算器１５０２出力として示す。 Ｄ型フリップフロップ回路１５０３のＱ端子出力はＱ端
子とは交互の極性反転しつつｌ１１．ｌＱ＃を出力し、
従って乗算器１５０５の出力を乗算器１５０２の出力と
対比して示すと第１４図の乗算器１５０５出力となる。 乗算器１５０５の出力は積分器１５０６に供給されると
ともにまたリセット信号として積分器１５０４に提供さ
れる。さらに、積分器１５０６にはリセット信号として
乗算器１５０２の出力が提供される。 こうして、積分器１５０６と１５０４にはそれぞれ第１
４図に示す矩形波が出力する。 加算器１５０７はこれら２つの矩形波をアナログ加算器
１５０７出力を得て、さらにこれを積分器１５０８に通
すことによりて点線の三角波で示す積分器１５０８出力
を得る。合わせて第１４図に示す。 ゼロクロス設定器１５０９は、コンパレータ等ヲ利用し
て積分器１５０８出力の零クロス点Ｐ０を決定し、この
零クロス点に対応するタイミングでパルスを発生、これ
をＯＲ回路１５１０に供給する。 ＯＲ回路１５１０には間引き人力パルスも入力され、従
ってその出力は第１４図に示す補間パルス出力として間
引き入力パルスの倍数のものが得られ間引き前に復元さ
れる。 補間器１５の出力は乗算器１６に供給され、パラメータ
・時刻再生器１２から提供される電力との乗算を行ない
音声入力の音源を基本分析フレームごとに再生しこれを
ＬＡＰフィルタ１３の入力として供給する・。この入力
はピッチ励振時刻を確保した再生音源であυ、この入力
によって駆動されるＬＳＰフィルタ１３の出力は非常に
忠実度の高いディジタル合成音となる。 ＬＳＰフィルタ１３の出力はＤ／Ａコンバータ１７でア
ナログ変換され、そのおとＬＰＦ１８で不要な高域成分
を遮断し音声出力として送出する。 以上は複数の線スペクトルとしてＬＡＰを利用した実施
例について説明したが、このＬＡＰの代りにＣ８Ｍの如
き他の線スペクトルを利用する場合についてもほぼ同様
な手法で実施しうる。 また、本実施例では線スペクトルの位相変化時刻での連
続性を保持する形式、かつピッチ励去時刻を間引いて伝
送する形式の実施例について説明したが、これらの実施
は通信回線の伝送容量、装置の運用目的等を勘案し任意
に実施できるものである。 〔発明の効果〕 以上説明した如く本発明によれば、音声のスペクトル包
絡を複数の線スペクトルで表現し、これら線スペクトル
からスペクトル包絡を再生する形式の音成分析合成装置
において、ピッチ励振時刻を位相変調する形式で伝送す
る手段を備えることによって、狭伝送帯域でもピッチ励
振時刻の伝送を可能ならしめ高品質の再生音が得られる
音成分析合成装置が実現できるという効果がある。 ４、図面の簡単な説明 第１図は本発明の音成分析合成装置の分析側の一実施例
のブロック図、第２図は本発明の音成分析合成装置の合
成側の一実施例のブロック図、第３図は第１図のＬＰＣ
逆フィルタ３を詳細に示すブロック図、第４図は第１図
のピッチ励振時刻分析器７を詳細に示すブロック図、第
５図はピンチ励振時刻分析の第２の実施例を示すブロッ
ク図、第６図は第１図のピッチ励振時刻間引器８を詳細
に示すブロック図、＃ｃ７図は第１図の波形発生器６を
詳細に示すブロック図、第８図は第７図の位相角発生器
６３を詳細に示すブロック図、第９図は第７図の正弦波
発生器６４を詳細に示すブロック図、第１０図は第１図
の分析側の出力波形の特徴を説明する几めの出力波形特
性図、第１１図はピッチ励憑時刻における位相変調の基
本的特徴を説明するだめのピッチ励振時刻位相変調特性
図、第１２図は第２図のパラメータ・時刻再生器１２を
詳細に示すブロック図、第１３図は第２図の補間器１５
を詳細に示すブロック図、第１４図は第１３図の補間器
の主要動作波形、第１５図はピッチ励振時刻分析器７の
動作を説明するための波形図、第１６図はセンタクリッ
プ回路７７を詳細に示すブロック図である。 １・・・・・・Ａ／Ｄコンバータ、２・・・・・・自己
相関分析器、３・・・・・・ＬＰＣ逆フィルタ、４・・
・・・・ＬＰＣ分析器、５・・・・・・ＬＡＰ分析器、
６・・・・・・波形発生器、７・・・・・・ピッチ励振
時刻分析器、８・・・・・・ピッチ励振時刻間引器、９
・・・・・・Ｄ／Ａコンバータ、１ｏ・・・・・・ＬＰ
Ｆ、１１・・・・・・ＬＰＦ、１２・・・・・・パラメ
ータ・時刻再生器、１３・・・・・・ＬＳＰフィルタ、
１４・・・用音源発生器、１５・・・・・・補間器、１
６・・団・乗算器、１７・・・・・・Ｄ／Ａコンバータ
、１８・旧・・ＬＰＦ、１９・・・・・・ＬＰＦ、２０
・・・・・・デシメータ、２１・旧・・ＬＰＣ分析器、
２２・・・・・・ＬＰＣ逆フィルタ、２３・・・・・・
ピッチ励振時刻分析器、２４・・・・・・補間器。 代理人 弁理士 内 原 晋 万 ７４回 肴／Ｓ図
Claims (3)
- （１）音声のスペクトル包絡を複数の線スペクトルで表
現し、これら線スペクトルからスペクトル包絡を再生す
る形式の音声符号化装置において、ピッチ励振時刻を前
記線スペクトルの位相変化の形式で伝送するピッチ励振
時刻伝送手段を備えて成ることを特徴とする音成分析合
成装置。 - （２）前記線スペクトルの位相変化時刻での波形連続性
を保持する手段を備えたものであることを特徴とする特
許請求範囲第（１）項記載の音声分析合成装置。 - （３）前記ピッチ励振時刻を間引いて伝送する手段を備
えたものであることを特徴とする特許請求範囲第（１）
項記載の音声分析合成装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61134571A JPH0754440B2 (ja) | 1986-06-09 | 1986-06-09 | 音声分析合成装置 |
| CA000539040A CA1308196C (en) | 1986-06-09 | 1987-06-08 | Speech processing system |
| US07/059,910 US4937868A (en) | 1986-06-09 | 1987-06-09 | Speech analysis-synthesis system using sinusoidal waves |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61134571A JPH0754440B2 (ja) | 1986-06-09 | 1986-06-09 | 音声分析合成装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62289900A true JPS62289900A (ja) | 1987-12-16 |
| JPH0754440B2 JPH0754440B2 (ja) | 1995-06-07 |
Family
ID=15131454
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61134571A Expired - Fee Related JPH0754440B2 (ja) | 1986-06-09 | 1986-06-09 | 音声分析合成装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4937868A (ja) |
| JP (1) | JPH0754440B2 (ja) |
| CA (1) | CA1308196C (ja) |
Families Citing this family (18)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CA2084323C (en) * | 1991-12-03 | 1996-12-03 | Tetsu Taguchi | Speech signal encoding system capable of transmitting a speech signal at a low bit rate |
| JPH05307399A (ja) * | 1992-05-01 | 1993-11-19 | Sony Corp | 音声分析方式 |
| WO1994018573A1 (en) * | 1993-02-02 | 1994-08-18 | Yoshimutsu Hirata | Non-harmonic analysis of waveform data and synthesizing processing system |
| JP2947012B2 (ja) * | 1993-07-07 | 1999-09-13 | 日本電気株式会社 | 音声符号化装置並びにその分析器及び合成器 |
| JP3548230B2 (ja) * | 1994-05-30 | 2004-07-28 | キヤノン株式会社 | 音声合成方法及び装置 |
| SE503875C2 (sv) * | 1995-06-19 | 1996-09-23 | Tore Fjaellbrandt | Metod och anordning för att bestämma en pitchfrekvens i en talsignal |
| ES2267135T3 (es) * | 1996-11-11 | 2007-03-01 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Convertidor de velocidad de reproduccion de sonido. |
| US5999897A (en) * | 1997-11-14 | 1999-12-07 | Comsat Corporation | Method and apparatus for pitch estimation using perception based analysis by synthesis |
| US6240299B1 (en) * | 1998-02-20 | 2001-05-29 | Conexant Systems, Inc. | Cellular radiotelephone having answering machine/voice memo capability with parameter-based speech compression and decompression |
| US7620527B1 (en) * | 1999-05-10 | 2009-11-17 | Johan Leo Alfons Gielis | Method and apparatus for synthesizing and analyzing patterns utilizing novel “super-formula” operator |
| US6587816B1 (en) * | 2000-07-14 | 2003-07-01 | International Business Machines Corporation | Fast frequency-domain pitch estimation |
| US20030072456A1 (en) * | 2001-10-17 | 2003-04-17 | David Graumann | Acoustic source localization by phase signature |
| US20040100179A1 (en) * | 2002-11-25 | 2004-05-27 | Boley William C. | Spark plug having an encapsulated electrode gap |
| US7336747B2 (en) * | 2003-01-17 | 2008-02-26 | Digital Compression Technology | Coding system for minimizing digital data bandwidth |
| US7831420B2 (en) * | 2006-04-04 | 2010-11-09 | Qualcomm Incorporated | Voice modifier for speech processing systems |
| JP4882899B2 (ja) * | 2007-07-25 | 2012-02-22 | ソニー株式会社 | 音声解析装置、および音声解析方法、並びにコンピュータ・プログラム |
| NL2011811C2 (nl) | 2013-11-18 | 2015-05-19 | Genicap Beheer B V | Werkwijze en systeem voor het analyseren en opslaan van informatie. |
| KR102268110B1 (ko) * | 2014-08-05 | 2021-06-22 | 삼성전자주식회사 | 데이터를 변조하는 방법 및 장치 및 기록 매체 |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3124654A (en) * | 1964-03-10 | Transmitter | ||
| US3109070A (en) * | 1960-08-09 | 1963-10-29 | Bell Telephone Labor Inc | Pitch synchronous autocorrelation vocoder |
| US3102928A (en) * | 1960-12-23 | 1963-09-03 | Bell Telephone Labor Inc | Vocoder excitation generator |
| US3369077A (en) * | 1964-06-09 | 1968-02-13 | Ibm | Pitch modification of audio waveforms |
| US3982070A (en) * | 1974-06-05 | 1976-09-21 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Phase vocoder speech synthesis system |
| US4403118A (en) * | 1980-04-25 | 1983-09-06 | Siemens Aktiengesellschaft | Method for generating acoustical speech signals which can be understood by persons extremely hard of hearing and a device for the implementation of said method |
| US4815135A (en) * | 1984-07-10 | 1989-03-21 | Nec Corporation | Speech signal processor |
-
1986
- 1986-06-09 JP JP61134571A patent/JPH0754440B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1987
- 1987-06-08 CA CA000539040A patent/CA1308196C/en not_active Expired - Lifetime
- 1987-06-09 US US07/059,910 patent/US4937868A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4937868A (en) | 1990-06-26 |
| CA1308196C (en) | 1992-09-29 |
| JPH0754440B2 (ja) | 1995-06-07 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| EP0657873B1 (en) | Speech signal bandwidth compression and expansion apparatus, and bandwidth compressing speech signal transmission method, and reproducing method | |
| CA1065490A (en) | Emphasis controlled speech synthesizer | |
| US20090144058A1 (en) | Restoration of high-order Mel Frequency Cepstral Coefficients | |
| JP2003122400A (ja) | 低ビットレートｃｅｌｐ符号化のための連続タイムワーピングに基づく信号の修正 | |
| JPH0754440B2 (ja) | 音声分析合成装置 | |
| JP2023548707A (ja) | 音声強調方法、装置、機器及びコンピュータプログラム | |
| US5579437A (en) | Pitch epoch synchronous linear predictive coding vocoder and method | |
| RU2256293C2 (ru) | Усовершенствование исходного кодирования с использованием дублирования спектральной полосы | |
| US20030220801A1 (en) | Audio compression method and apparatus | |
| EP1385150B1 (en) | Method and system for parametric characterization of transient audio signals | |
| US7305339B2 (en) | Restoration of high-order Mel Frequency Cepstral Coefficients | |
| US5392231A (en) | Waveform prediction method for acoustic signal and coding/decoding apparatus therefor | |
| JPH02249000A (ja) | 音声符号化方式 | |
| EP1306831B1 (en) | Digital signal processing method, learning method, apparatuses for them, and program storage medium | |
| JPH0738118B2 (ja) | マルチパルス符号化装置 | |
| CN100585700C (zh) | 语音编码装置及其方法 | |
| JPH05297898A (ja) | データ数変換方法 | |
| JP3731575B2 (ja) | 符号化装置及び復号装置 | |
| JPH0651800A (ja) | データ数変換方法 | |
| Malah et al. | Frequency scaling of speech signals by transform techniques | |
| JPS6121000A (ja) | Ｃｓｍ型音声合成器 | |
| Davie | Channel vocoder based on ccd discrete-Fourier-transform processors | |
| JPS6113600B2 (ja) | ||
| Bosscha et al. | DFT-vocoder using harmonic-sieve pitch extraction | |
| JPS6111800A (ja) | 残差励振型ボコ−ダ |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |