JPH0760980B2 - プッシュプルｒｆ増幅器 - Google Patents
プッシュプルｒｆ増幅器Info
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- JPH0760980B2 JPH0760980B2 JP3180178A JP18017891A JPH0760980B2 JP H0760980 B2 JPH0760980 B2 JP H0760980B2 JP 3180178 A JP3180178 A JP 3180178A JP 18017891 A JP18017891 A JP 18017891A JP H0760980 B2 JPH0760980 B2 JP H0760980B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/56—Modifications of input or output impedances, not otherwise provided for
- H03F1/565—Modifications of input or output impedances, not otherwise provided for using inductive elements
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は増幅器、特に直流に至る
まで平坦な応答特性を有するプッシュプルＲＦ増幅器に
関する。
まで平坦な応答特性を有するプッシュプルＲＦ増幅器に
関する。
【０００２】
【従来の技術及び発明が解決しようとする課題】増幅器
に共通して要求されるのは、基本的には高い効率と小さ
い歪で正弦波信号を増幅できることである。通信、計測
への応用例では、電源と負荷は通常シングルエンドであ
る。しかし、歪を小さくしたければ平衡プッシュプル回
路構成を取るのが通常はもっとも良い。この様な回路構
成では、偶数次高調波成分が打ち消される結果、３次高
調波成分が主な歪の発生源として残る。しかし、増幅器
にバイポーラトランジスタを用いれば、この３次高調波
成分は比較的小さいものになる。
に共通して要求されるのは、基本的には高い効率と小さ
い歪で正弦波信号を増幅できることである。通信、計測
への応用例では、電源と負荷は通常シングルエンドであ
る。しかし、歪を小さくしたければ平衡プッシュプル回
路構成を取るのが通常はもっとも良い。この様な回路構
成では、偶数次高調波成分が打ち消される結果、３次高
調波成分が主な歪の発生源として残る。しかし、増幅器
にバイポーラトランジスタを用いれば、この３次高調波
成分は比較的小さいものになる。
【０００３】シングルエンド信号をプッシュプル増幅器
を用いて増幅する通常の方法では、増幅器にプッシュプ
ルなエミッタ結合又はエミッタ接地の差動トランジスタ
対を用い、シングルエンド入力信号を不平衡・平衡トラ
ンスを介してトランジスタ対のベースにそれぞれ供給
し、出力信号を一対のコレクタから平衡・不平衡トラン
スを介して負荷に供給する。この従来技術の例として、
１９８８年４月のモトローラＲＦデバイスデータマニュ
アルＶｏｌ．２のアプリケーションノート５９３号、７
７９号、１０２８号及び１０２４号がある。この回路配
置では、入力トランスと出力トランスによりカットオフ
される低周波数以上の周波数に対しては必要な電力効率
及び低歪が示されている。しかし、直流に至るまで一定
の利得を保ち、終端のインピーダンス整合を維持する必
要がある場合には、トランスを接続した従来の回路構成
を使うことができない。
を用いて増幅する通常の方法では、増幅器にプッシュプ
ルなエミッタ結合又はエミッタ接地の差動トランジスタ
対を用い、シングルエンド入力信号を不平衡・平衡トラ
ンスを介してトランジスタ対のベースにそれぞれ供給
し、出力信号を一対のコレクタから平衡・不平衡トラン
スを介して負荷に供給する。この従来技術の例として、
１９８８年４月のモトローラＲＦデバイスデータマニュ
アルＶｏｌ．２のアプリケーションノート５９３号、７
７９号、１０２８号及び１０２４号がある。この回路配
置では、入力トランスと出力トランスによりカットオフ
される低周波数以上の周波数に対しては必要な電力効率
及び低歪が示されている。しかし、直流に至るまで一定
の利得を保ち、終端のインピーダンス整合を維持する必
要がある場合には、トランスを接続した従来の回路構成
を使うことができない。
【０００４】そこで本発明の目的は、直流に至るまで一
定の利得と出力が得られ、必要ならば、無線周波数（Ｒ
Ｆ）から直流まで双方向で一定の出力インピーダンス整
合が得られる増幅器を提供することである。
定の利得と出力が得られ、必要ならば、無線周波数（Ｒ
Ｆ）から直流まで双方向で一定の出力インピーダンス整
合が得られる増幅器を提供することである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明の増幅回路は、１
対の平衡入力端１２及び１４を持つ差動増幅器の平衡出
力端１６とグランド間に接続された外部導体と平衡出力
端１８とシングルエンド出力端２６間に接続された中心
導体とを有する同軸伝送線と、この同軸伝送線を覆う磁
気コア３４とから構成される平衡・不平衡トランスＴＢ
Ｕを有する。平衡出力端１６と第２電源ＶＴＮ間に第１
抵抗器ＲＴＮを接続し、平衡出力端１８と第３電源ＶＴ
Ｐ間に、それぞれ第１抵抗器ＲＴＮと等しいインピーダ
ンスを有する第２及び第３抵抗器ＲＬＦ及びＲＴＰを直
列に接続し、第２及び第３抵抗器ＲＬＦ及びＲＴＰの接
続点とグランドの間にコンデンサＣＬＦを接続する。
対の平衡入力端１２及び１４を持つ差動増幅器の平衡出
力端１６とグランド間に接続された外部導体と平衡出力
端１８とシングルエンド出力端２６間に接続された中心
導体とを有する同軸伝送線と、この同軸伝送線を覆う磁
気コア３４とから構成される平衡・不平衡トランスＴＢ
Ｕを有する。平衡出力端１６と第２電源ＶＴＮ間に第１
抵抗器ＲＴＮを接続し、平衡出力端１８と第３電源ＶＴ
Ｐ間に、それぞれ第１抵抗器ＲＴＮと等しいインピーダ
ンスを有する第２及び第３抵抗器ＲＬＦ及びＲＴＰを直
列に接続し、第２及び第３抵抗器ＲＬＦ及びＲＴＰの接
続点とグランドの間にコンデンサＣＬＦを接続する。
【０００６】
【実施例】図１は本発明の一実施例を示しており、増幅
器１０は差動に接続された一対のバイポーラトランジス
タＱＮ及びＱＰを含み、それぞれ第１及び第２入力端１
２及び１４並びに第１及び第２平衡出力端１６及び１８
を有する。第１抵抗器ＲＴＮは第１平衡出力端１６と第
２電源ＶＴＮとの間に接続されている。直列に接続され
た第２及び第３抵抗器ＲＴＰ及びＲＬＦは第２平衡出力
端１８と第３電源ＶＴＰとの間に接続されている。第２
及び第３抵抗器間の接続点２０は、コンデンサＣＬＦを
介してグランドに分路されている。
器１０は差動に接続された一対のバイポーラトランジス
タＱＮ及びＱＰを含み、それぞれ第１及び第２入力端１
２及び１４並びに第１及び第２平衡出力端１６及び１８
を有する。第１抵抗器ＲＴＮは第１平衡出力端１６と第
２電源ＶＴＮとの間に接続されている。直列に接続され
た第２及び第３抵抗器ＲＴＰ及びＲＬＦは第２平衡出力
端１８と第３電源ＶＴＰとの間に接続されている。第２
及び第３抵抗器間の接続点２０は、コンデンサＣＬＦを
介してグランドに分路されている。
【０００７】増幅器１０にさらに設けられた平衡・不平
衡トランス（いわゆる、バラン）ＴＢＵは、第１及び第
２入力端２２及び２４並びに第１及び第２出力端２６及
び２８をそれぞれ有する中心導体及び外部導体を有する
同軸伝送線と、この同軸伝送線を覆う磁気コア３４とか
ら構成される。第１及び第２入力端２２及び２４は、そ
れぞれトランジスタＱＰ及びＱＮの第１及び第２平衡出
力端１８及び１６に接続される。平衡・不平衡トランス
ＴＢＵの第１及び第２出力端２６及び２８からこの増幅
器のシングルエンド出力ポート３０が構成される。
衡トランス（いわゆる、バラン）ＴＢＵは、第１及び第
２入力端２２及び２４並びに第１及び第２出力端２６及
び２８をそれぞれ有する中心導体及び外部導体を有する
同軸伝送線と、この同軸伝送線を覆う磁気コア３４とか
ら構成される。第１及び第２入力端２２及び２４は、そ
れぞれトランジスタＱＰ及びＱＮの第１及び第２平衡出
力端１８及び１６に接続される。平衡・不平衡トランス
ＴＢＵの第１及び第２出力端２６及び２８からこの増幅
器のシングルエンド出力ポート３０が構成される。
【０００８】抵抗器ＲＴＮ、ＲＴＰ及びＲＬＦ並びにコ
ンデンサＣＬＦ並びに平衡・不平衡トランスＴＢＵから
接続回路網３２が定義される。抵抗器ＲＴＮ及びＲＴＰ
は、バイアス抵抗器及び逆終端抵抗器として機能する。
抵抗器ＲＬＦ及びコンデンサＣＬＦはクロスオーバ回路
網を構成し、増幅出力の直流レベルを一定に維持する。
平衡・不平衡トランスＴＢＵの特性インピーダンスは負
荷Ｒｌｏａｄに等しい。ＲＴＮ、ＲＴＰ及びＲＬＦの抵
抗値はＲｌｏａｄの半分であるため、出力逆終端抵抗値
はＲｌｏａｄに等しくなる。出力逆終端が必要でないな
らば、出力の損失を減らすためにこれら抵抗値を増やし
ても良い。
ンデンサＣＬＦ並びに平衡・不平衡トランスＴＢＵから
接続回路網３２が定義される。抵抗器ＲＴＮ及びＲＴＰ
は、バイアス抵抗器及び逆終端抵抗器として機能する。
抵抗器ＲＬＦ及びコンデンサＣＬＦはクロスオーバ回路
網を構成し、増幅出力の直流レベルを一定に維持する。
平衡・不平衡トランスＴＢＵの特性インピーダンスは負
荷Ｒｌｏａｄに等しい。ＲＴＮ、ＲＴＰ及びＲＬＦの抵
抗値はＲｌｏａｄの半分であるため、出力逆終端抵抗値
はＲｌｏａｄに等しくなる。出力逆終端が必要でないな
らば、出力の損失を減らすためにこれら抵抗値を増やし
ても良い。
【０００９】図１の増幅器１０はさらに２つの伝送線Ｔ
Ｐ及びＴＮを有する。これら伝送線は必須のものではな
いが、出力電力を物理的に増幅トランジスタＱＮ及びＱ
Ｐから伝送するのに使われ、増幅出力デバイスを取り付
けに有用な手段として働く。使用する場合はこれらのイ
ンピーダンスはＲｌｏａｄの半分とする。
Ｐ及びＴＮを有する。これら伝送線は必須のものではな
いが、出力電力を物理的に増幅トランジスタＱＮ及びＱ
Ｐから伝送するのに使われ、増幅出力デバイスを取り付
けに有用な手段として働く。使用する場合はこれらのイ
ンピーダンスはＲｌｏａｄの半分とする。
【００１０】平衡・不平衡トランスの同軸伝送線の外部
導体はその出力端２８で接地されており、また、同軸伝
送線はその軸方向に沿って磁気コア３４（×で図示され
る）で覆われている。この磁気コア３４の作用により、
外部導体は入力端２４に入力される信号とグランドとの
間でコモンモード・インダクタンスＬＢＵを有する。高
周波ではＬＢＵのリアクタンスが高いので、平衡・不平
衡トランスは接続点２２及び２４間にフローティング・
インピーダンスＲｌｏａｄが生じる。増幅器の出力電圧
がＴＢＵを経由して負荷Ｒｌｏａｄに供給される。
導体はその出力端２８で接地されており、また、同軸伝
送線はその軸方向に沿って磁気コア３４（×で図示され
る）で覆われている。この磁気コア３４の作用により、
外部導体は入力端２４に入力される信号とグランドとの
間でコモンモード・インダクタンスＬＢＵを有する。高
周波ではＬＢＵのリアクタンスが高いので、平衡・不平
衡トランスは接続点２２及び２４間にフローティング・
インピーダンスＲｌｏａｄが生じる。増幅器の出力電圧
がＴＢＵを経由して負荷Ｒｌｏａｄに供給される。
【００１１】図の増幅器１０には回路の各値及びバイア
ス電圧／電流値が示されているが、これらの値はＰ−Ｐ
値で５Ｖの出力電圧を５０オームの負荷に供給し、充分
に後方終端し、整合するよう選択されたものである。
ス電圧／電流値が示されているが、これらの値はＰ−Ｐ
値で５Ｖの出力電圧を５０オームの負荷に供給し、充分
に後方終端し、整合するよう選択されたものである。
【００１２】
【理想的動作】図２から図４に示された等価回路を用い
て、高周波、直流及びクロスオーバ周波数領域での増幅
器１０の理想化した線形小信号特性を考える。簡単のた
め、増幅器の出力はプッシュプル電流スイッチ増幅器の
コレクタを１次近似したフローティング電流源Ｉｒｆ３
６にモデル化したと仮定する。
て、高周波、直流及びクロスオーバ周波数領域での増幅
器１０の理想化した線形小信号特性を考える。簡単のた
め、増幅器の出力はプッシュプル電流スイッチ増幅器の
コレクタを１次近似したフローティング電流源Ｉｒｆ３
６にモデル化したと仮定する。
【００１３】図２には高周波での増幅器１０の等価回路
が示されている。ここでコンデンサＣＬＦによりＲＴＰ
の第２端である接続点２０は実質的に接地され、ＬＢＵ
のインピーダンスにより、平衡・不平衡トランスの外部
導体の入力端２４はグランドから切り離される。Ｉｒｆ
の各端から電流の一部がＴＰ及びＴＮの２５オームに流
れ、残りは抵抗器ＲＴＮ及びＲＴＰに流れる。交流平
衡、つまり、接続点１６及び１８において信号の電圧を
逆相で等しく保つために、抵抗器ＲＴＮとＲＴＰは等し
くなければならない。平衡・不平衡トランスＴＢＵによ
って入力端２２及び２４の間にかかる５０オームのイン
ピーダンスは、直列で２５オームの出力インピーダンス
をもつ２つのＴＰ及びＴＮと完全に一致する。同様に、
Ｒｌｏａｄは充分にＴＢＵを終端する。この様にＴＮ及
びＴＰに入った電力はすべてＲｌｏａｄに供給される。
Ｒｌｏａｄの両端間の信号電圧は、１対の平衡出力端１
８と１６間の電圧に等しく、それゆえ、平衡出力端１８
又は１６とグランド間の各電圧の２倍になっている。
が示されている。ここでコンデンサＣＬＦによりＲＴＰ
の第２端である接続点２０は実質的に接地され、ＬＢＵ
のインピーダンスにより、平衡・不平衡トランスの外部
導体の入力端２４はグランドから切り離される。Ｉｒｆ
の各端から電流の一部がＴＰ及びＴＮの２５オームに流
れ、残りは抵抗器ＲＴＮ及びＲＴＰに流れる。交流平
衡、つまり、接続点１６及び１８において信号の電圧を
逆相で等しく保つために、抵抗器ＲＴＮとＲＴＰは等し
くなければならない。平衡・不平衡トランスＴＢＵによ
って入力端２２及び２４の間にかかる５０オームのイン
ピーダンスは、直列で２５オームの出力インピーダンス
をもつ２つのＴＰ及びＴＮと完全に一致する。同様に、
Ｒｌｏａｄは充分にＴＢＵを終端する。この様にＴＮ及
びＴＰに入った電力はすべてＲｌｏａｄに供給される。
Ｒｌｏａｄの両端間の信号電圧は、１対の平衡出力端１
８と１６間の電圧に等しく、それゆえ、平衡出力端１８
又は１６とグランド間の各電圧の２倍になっている。
【００１４】Ｒｌｏａｄで反射されるどのエネルギーも
出力端２６及び２８からＴＢＵに入り、ＴＢＵ並びにも
しあればＴＰ及びＴＮを含む、整合した経路を伝搬し、
一部は吸収され、残りは抵抗器ＲＴＮ及びＲＴＰで反射
される。
出力端２６及び２８からＴＢＵに入り、ＴＢＵ並びにも
しあればＴＰ及びＴＮを含む、整合した経路を伝搬し、
一部は吸収され、残りは抵抗器ＲＴＮ及びＲＴＰで反射
される。
【００１５】もしＲＴＰとＲＴＮの合計が５０オーム
（つまり、平衡系ならそれぞれ２５オーム）であれば、
ＴＢＵ（もしあれば、ＴＰ及びＴＮ）で終端、つまり増
幅器は後方終端される。この場合、Ｉｒｆにかかる合計
負荷インピーダンスは２５オームで、ここに全電圧がか
かり、図に示された１００ｍＡの信号電流に対してＲｌ
ｏａｄの両端には＋／−２．５Ｖの電圧がかかる。
（つまり、平衡系ならそれぞれ２５オーム）であれば、
ＴＢＵ（もしあれば、ＴＰ及びＴＮ）で終端、つまり増
幅器は後方終端される。この場合、Ｉｒｆにかかる合計
負荷インピーダンスは２５オームで、ここに全電圧がか
かり、図に示された１００ｍＡの信号電流に対してＲｌ
ｏａｄの両端には＋／−２．５Ｖの電圧がかかる。
【００１６】図３には、直流に対する増幅器１０の等価
回路が示されている。直流では伝送線部分は短絡してい
る。ＲＴＮとＩｒｆの左端はＬＢＵで接地されている。
ＲＴＰとＲＬＦの直列の組と並列なＲｌｏａｄをＩｒｆ
は駆動する。出力電流Ｉｒｆにかかる負荷は、各部分の
値が高周波の場合と等しいので、Ｒｌｏａｄにかかる電
圧は結果的に高周波を分析した場合と同じである。直流
での利得を高周波の利得と等しくするには、ＲＬＦはＲ
ＴＰと等しくなければならない。コンデンサＣＬＦは実
質的に開路であるから、ＲＴＰとＲＬＦの直列回路で後
方終端される。ＲＴＰとＲＬＦが等しく２５オームな
ら、直流の場合の後方終端は整合する。
回路が示されている。直流では伝送線部分は短絡してい
る。ＲＴＮとＩｒｆの左端はＬＢＵで接地されている。
ＲＴＰとＲＬＦの直列の組と並列なＲｌｏａｄをＩｒｆ
は駆動する。出力電流Ｉｒｆにかかる負荷は、各部分の
値が高周波の場合と等しいので、Ｒｌｏａｄにかかる電
圧は結果的に高周波を分析した場合と同じである。直流
での利得を高周波の利得と等しくするには、ＲＬＦはＲ
ＴＰと等しくなければならない。コンデンサＣＬＦは実
質的に開路であるから、ＲＴＰとＲＬＦの直列回路で後
方終端される。ＲＴＰとＲＬＦが等しく２５オームな
ら、直流の場合の後方終端は整合する。
【００１７】図４にはクロスオーバ周波数領域での増幅
器１０の等価回路が示されている。ここでは、コンデン
サＣＬＦのインピーダンスとインダクタンスＬＢＵは抵
抗値に較べてあまり高くもなく、低くもない値である。
しかし、伝送線ＴＰ及びＴＮでの遅延及び容量性インピ
ーダンスは無視、省略できる程度に周波数は低い。回路
の分析とシミュレーションによれば、クロスオーバ周波
数領域で負荷Ｒｌｏａｄに供給される電力は一定であ
り、次式（１）の条件が成立する。 ＬＢＵ／ＲＴＮ＝ＣＬＦ＊ＲＬＦ （１） この条件は、Ｒｌｏａｄから増幅器を見た場合に抵抗値
が一定であることをも意味する。もし、すべての抵抗器
の値がＲｓｏｕｒｃｅの半分、つまり、２５オームなら
完全な後方終端が再び確保される。
器１０の等価回路が示されている。ここでは、コンデン
サＣＬＦのインピーダンスとインダクタンスＬＢＵは抵
抗値に較べてあまり高くもなく、低くもない値である。
しかし、伝送線ＴＰ及びＴＮでの遅延及び容量性インピ
ーダンスは無視、省略できる程度に周波数は低い。回路
の分析とシミュレーションによれば、クロスオーバ周波
数領域で負荷Ｒｌｏａｄに供給される電力は一定であ
り、次式（１）の条件が成立する。 ＬＢＵ／ＲＴＮ＝ＣＬＦ＊ＲＬＦ （１） この条件は、Ｒｌｏａｄから増幅器を見た場合に抵抗値
が一定であることをも意味する。もし、すべての抵抗器
の値がＲｓｏｕｒｃｅの半分、つまり、２５オームなら
完全な後方終端が再び確保される。
【００１８】図５は、同様の接続回路網を用い差動増幅
器の入力にシングルエンド信号源を接続した実施例を示
している。シングルエンド信号源の出力電圧はＶｓｏｕ
ｒｃｅで、その信号源インピーダンスはＲｓｏｕｒｃｅ
で示される。このシングルエンド入力増幅器３８におい
て、Ｒｓｏｕｒｃｅを５０オーム、Ｖｓｏｕｒｃｅを＋
／−２Ｖと仮定する。
器の入力にシングルエンド信号源を接続した実施例を示
している。シングルエンド信号源の出力電圧はＶｓｏｕ
ｒｃｅで、その信号源インピーダンスはＲｓｏｕｒｃｅ
で示される。このシングルエンド入力増幅器３８におい
て、Ｒｓｏｕｒｃｅを５０オーム、Ｖｓｏｕｒｃｅを＋
／−２Ｖと仮定する。
【００１９】上述からわかるように、シングルエンド入
力端４０から見た不平衡・平衡トランスＴＢＵの終端イ
ンピーダンスは充分に終端される場合には直流以上で５
０オームと一定である。それゆえ、シングルエンド入力
端４０での電圧は＋／−１Ｖで一定であり、増幅器の入
力端４２及び４４の電圧も＋／−１Ｖで一定である。も
し、ＲＴＰ、ＲＴＮ及びＲＬＦが２５オームでない場合
でも、直流から高周波数まで一定の信号振幅が増幅器の
入力端４２及び４４に加えられるが、入力信号の一部は
電源に反射されるので、入力端が充分には前方終端され
ない。
力端４０から見た不平衡・平衡トランスＴＢＵの終端イ
ンピーダンスは充分に終端される場合には直流以上で５
０オームと一定である。それゆえ、シングルエンド入力
端４０での電圧は＋／−１Ｖで一定であり、増幅器の入
力端４２及び４４の電圧も＋／−１Ｖで一定である。も
し、ＲＴＰ、ＲＴＮ及びＲＬＦが２５オームでない場合
でも、直流から高周波数まで一定の信号振幅が増幅器の
入力端４２及び４４に加えられるが、入力信号の一部は
電源に反射されるので、入力端が充分には前方終端され
ない。
【００２０】２つの好適実施例を参照して本発明の原理
を説明してきたが、本発明の原理を逸脱することなく、
多様に変更が可能なことは明らかである。たとえば、本
発明では、平衡入力とシングルエンド出力、及びシング
ルエンド入力と平衡出力を有する回路を開示したが、図
１及び図５の実施例を組み合わせれば、シングルエンド
出力とシングルエンド入力、及び平衡入力と平衡出力を
有する回路を構成できることがわかる。また、本発明で
はバイポーラトランジスタを用いたプッシュプル増幅器
に関して説明したが、本発明の原理は他の多くの広帯域
回路にも等しく適用できるものである。
を説明してきたが、本発明の原理を逸脱することなく、
多様に変更が可能なことは明らかである。たとえば、本
発明では、平衡入力とシングルエンド出力、及びシング
ルエンド入力と平衡出力を有する回路を開示したが、図
１及び図５の実施例を組み合わせれば、シングルエンド
出力とシングルエンド入力、及び平衡入力と平衡出力を
有する回路を構成できることがわかる。また、本発明で
はバイポーラトランジスタを用いたプッシュプル増幅器
に関して説明したが、本発明の原理は他の多くの広帯域
回路にも等しく適用できるものである。
【００２１】
【発明の効果】プッシュプル増幅器の低歪、高い効率で
大出力が得られる特徴を生かす一方で、本発明によれば
直流に至るまで一定の利得及び出力が得られる増幅回路
が実現でき、必要ならば、無線周波数（ＲＦ）から直流
まで一定の利得が得られると共に双方向性インピーダン
ス整合を達成できる。
大出力が得られる特徴を生かす一方で、本発明によれば
直流に至るまで一定の利得及び出力が得られる増幅回路
が実現でき、必要ならば、無線周波数（ＲＦ）から直流
まで一定の利得が得られると共に双方向性インピーダン
ス整合を達成できる。
【図１】本発明による平衡入力とシングルエンド出力を
有するＲＦ増幅器の一実施例の概略図。
有するＲＦ増幅器の一実施例の概略図。
【図２】高周波数での図１の増幅器の等価回路図
【図３】直流での図１の増幅器の等価回路図
【図４】クロスオーバ周波数での図１の増幅器の等価回
路図
路図
【図５】本発明によるシングルエンド入力と平衡出力を
有するＲＦ増幅器の一実施例の概略図。
有するＲＦ増幅器の一実施例の概略図。
１０ 平衡入力ＲＦ増幅器 １２ 第１平衡入力端 １４ 第２平衡入力端 １６ 第１平衡出力端 １８ 第２平衡出力端 ２０ 接続点 ２２ 平衡・不平衡トランスの第１入力端 ２４ 平衡・不平衡トランスの第２入力端 ２６ 平衡・不平衡トランスの第１出力端 ２８ 平衡・不平衡トランスの第２出力端 ３０ シングルエンド出力ポート ３２ 接続回路網 ３４ 磁気コア ３６ フローティング電流源 ３８ シングルエンド入力ＲＦ増幅器 ４０ シングルエンド入力端 ４２ 平衡入力端 ４４ 平衡入力端 ４６ 平衡出力端 ４８ 平衡出力端 ５０ 接続点
Claims (2)
- 【請求項１】１対の平衡入力端及び１対の平衡出力端を
有する差動増幅手段と、上記１対の平衡出力端の一方と
第１基準電位源との間に接続された第１導体と上記１対
の平衡出力端の他方とシングルエンド出力端との間に接
続された第２導体から構成され、入出力端間にコモンモ
ード・インダクタンスを有する平衡・不平衡トランス
と、上記１対の平衡出力端の一方と第２基準電位源間に
接続された第１負荷手段と、上記１対の平衡出力端の他
方と第３基準電位源間に接続され、それぞれが上記第１
負荷手段と等しいインピーダンスを有する第２及び第３
負荷手段の直列回路と、上記第２及び第３負荷手段間の
接続点と上記第１基準電位源間に接続された容量性負荷
手段とを具えることを特徴とする増幅器。 - 【請求項２】１対の平衡入力端及び１対の平衡出力端を
有する差動増幅手段と、上記１対の平衡入力端の一方と
第１基準電位源との間に接続された第１導体と上記１対
の平衡入力端の他方とシングルエンド入力端との間に接
続された第２導体から構成され、入出力端間にコモンモ
ード・インダクタンスを有する不平衡・平衡トランス
と、上記１対の平衡入力端の一方と第２基準電位源間に
接続された第１負荷手段と、上記１対の平衡入力端の他
方と第３基準電位源間に接続され、それぞれが上記第１
負荷手段と等しいインピーダンスを有する第２及び第３
負荷手段の直列回路と、上記第２及び第３負荷手段間の
接続点と上記第１基準電位源間に接続された容量性負荷
手段とを具えることを特徴とする増幅器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US542560 | 1983-10-18 | ||
| US07/542,560 US5049837A (en) | 1990-06-25 | 1990-06-25 | Push-pull transformer coupled RF amplifier with response to DC |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04229706A JPH04229706A (ja) | 1992-08-19 |
| JPH0760980B2 true JPH0760980B2 (ja) | 1995-06-28 |
Family
ID=24164349
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3180178A Expired - Lifetime JPH0760980B2 (ja) | 1990-06-25 | 1991-06-25 | プッシュプルｒｆ増幅器 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5049837A (ja) |
| JP (1) | JPH0760980B2 (ja) |
| DE (1) | DE4120974C2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1851854A1 (en) * | 2005-02-09 | 2007-11-07 | Nxp B.V. | Receiver comprising an amplifier |
| US7224225B2 (en) * | 2005-04-26 | 2007-05-29 | Intel Corporation | Differential inductor based low noise amplifier |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3227109A1 (de) * | 1982-07-20 | 1984-01-26 | Gerhard Dr.-Ing. Prof. 8012 Ottobrunn Flachenecker | Schaltungsanordnung fuer einen selektiven gegentaktverstaerker |
| JPS63246001A (ja) * | 1987-04-01 | 1988-10-13 | Tokyo Keiki Co Ltd | 高周波用プツシユプルトランスフオ−マ |
| US4945317A (en) * | 1987-09-22 | 1990-07-31 | Nippon Hoso Kyokai | Matching circuit |
-
1990
- 1990-06-25 US US07/542,560 patent/US5049837A/en not_active Expired - Fee Related
-
1991
- 1991-06-25 JP JP3180178A patent/JPH0760980B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1991-06-25 DE DE4120974A patent/DE4120974C2/de not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE4120974C2 (de) | 1995-06-01 |
| US5049837A (en) | 1991-09-17 |
| JPH04229706A (ja) | 1992-08-19 |
| DE4120974A1 (de) | 1992-01-02 |
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