JPH0770944B2 - 高周波インピ−ダンス整合回路 - Google Patents
高周波インピ−ダンス整合回路Info
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- JPH0770944B2 JPH0770944B2 JP3090091A JP9009191A JPH0770944B2 JP H0770944 B2 JPH0770944 B2 JP H0770944B2 JP 3090091 A JP3090091 A JP 3090091A JP 9009191 A JP9009191 A JP 9009191A JP H0770944 B2 JPH0770944 B2 JP H0770944B2
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Description
［発明の目的］
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、エッチング装置等に
使用される高周波インピーダンス整合回路の改良に関す
る。
使用される高周波インピーダンス整合回路の改良に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】エッチング装置等では、真空槽内にプラ
ズマを形成し効果的にエッチングを行わせるために高周
波電圧が印加される。即ち、図２に示すように例えば５
００Ｗ，１３．５ＭＨｚの高周波を出力する高周波源１
は、同軸ケーブル２，インピーダンスの整合回路３を経
て負荷４に接続される。負荷４では、真空槽を形成する
容器４１とその容器４１内でターゲットを支持するバッ
キングプレート４２との間に高周波が供給される。
ズマを形成し効果的にエッチングを行わせるために高周
波電圧が印加される。即ち、図２に示すように例えば５
００Ｗ，１３．５ＭＨｚの高周波を出力する高周波源１
は、同軸ケーブル２，インピーダンスの整合回路３を経
て負荷４に接続される。負荷４では、真空槽を形成する
容器４１とその容器４１内でターゲットを支持するバッ
キングプレート４２との間に高周波が供給される。
【０００３】通常、同軸ケーブル２は、高周波源１に整
合する５０Ωの特性インピーダンスを有し、負荷４はそ
の形状や大きさの種類によって、５０Ω以外の例えば２
００Ω等所定の抵抗値を有する。高周波源１と負荷４と
の間にあって、インピーダンス整合を行う整合回路３は
コイル３１と直，並列可変コンデンサ３２，３３とのＬ
Ｃ回路で構成されるが、大電力用ではコイル３１での高
周波伝送損失が大きく、発熱による温度上昇も大となる
ので、コイル３１は管状体をコイル状に巻いて構成さ
れ、両端部に接続された給排水管３１ａ，３１ｂによる
冷却水の供給を受け冷却される。
合する５０Ωの特性インピーダンスを有し、負荷４はそ
の形状や大きさの種類によって、５０Ω以外の例えば２
００Ω等所定の抵抗値を有する。高周波源１と負荷４と
の間にあって、インピーダンス整合を行う整合回路３は
コイル３１と直，並列可変コンデンサ３２，３３とのＬ
Ｃ回路で構成されるが、大電力用ではコイル３１での高
周波伝送損失が大きく、発熱による温度上昇も大となる
ので、コイル３１は管状体をコイル状に巻いて構成さ
れ、両端部に接続された給排水管３１ａ，３１ｂによる
冷却水の供給を受け冷却される。
【０００４】整合回路３でのインピーダンス整合は、モ
ータで構成された第１及び第２の駆動源５，６による
直，並列可変コンデンサ３２，３３の容量制御によって
行われる。各駆動源５，６は第１及び第２の制御回路
７，８からの信号によって制御される。第１及び第２の
制御回路７，８はその具体的な回路を図３に示すよう
に、夫々同軸ケーブル２を流れる出力電流及び出力電圧
を検出する検出器７１，８１を含み、後述するように、
第１の制御回路７は、高周波源１による出力電圧Ｖｉと
電流Ｉとの比（Ｖｉ／Ｉ）に比例した信号を取出し、ま
た第２の制御回路８は出力電圧Ｖｉ（または電流Ｉ）の
位相差に比例した信号を取出して、夫々直列可変コンデ
ンサ３２及び並列可変コンデンサ３３を制御するように
構成される。しかし、実際には同軸ケーブル２を伝送す
る高周波測定上の制約から、第１の制御回路７では、電
流検出器７１で検出された電流Ｉと、コンデンサ９１及
びダイオード９２の直列回路で検出された電圧Ｖｉとの
差に比例した信号を取出し、増幅器７２を介して第１の
駆動源５を駆動させ、また、第２の制御回路８は電圧検
出器８１に前記ダイオード９２による電圧Ｖｉを基準信
号とし供給し、電圧Ｖｉの位相差に比例した信号を取出
し、増幅器８２を介して第２の駆動源６を駆動させてい
る。コンデンサ９１及びダイオード９２は、第１及び第
２の制御回路７，８の共用回路として構成されいる。
ータで構成された第１及び第２の駆動源５，６による
直，並列可変コンデンサ３２，３３の容量制御によって
行われる。各駆動源５，６は第１及び第２の制御回路
７，８からの信号によって制御される。第１及び第２の
制御回路７，８はその具体的な回路を図３に示すよう
に、夫々同軸ケーブル２を流れる出力電流及び出力電圧
を検出する検出器７１，８１を含み、後述するように、
第１の制御回路７は、高周波源１による出力電圧Ｖｉと
電流Ｉとの比（Ｖｉ／Ｉ）に比例した信号を取出し、ま
た第２の制御回路８は出力電圧Ｖｉ（または電流Ｉ）の
位相差に比例した信号を取出して、夫々直列可変コンデ
ンサ３２及び並列可変コンデンサ３３を制御するように
構成される。しかし、実際には同軸ケーブル２を伝送す
る高周波測定上の制約から、第１の制御回路７では、電
流検出器７１で検出された電流Ｉと、コンデンサ９１及
びダイオード９２の直列回路で検出された電圧Ｖｉとの
差に比例した信号を取出し、増幅器７２を介して第１の
駆動源５を駆動させ、また、第２の制御回路８は電圧検
出器８１に前記ダイオード９２による電圧Ｖｉを基準信
号とし供給し、電圧Ｖｉの位相差に比例した信号を取出
し、増幅器８２を介して第２の駆動源６を駆動させてい
る。コンデンサ９１及びダイオード９２は、第１及び第
２の制御回路７，８の共用回路として構成されいる。
【０００５】第１及び第２の制御回路７，８により、イ
ンピーダンス整合が行なわれる動作原理を図４及び図５
により簡単に説明する。上記図２及び図３に示した構成
は、図４に示すような等価回路で表される。即ち、負荷
４は抵抗分Ｘと容器４１とバッキングプレート４２との
間の容量分Ｃｃｓとの並列回路として表わされ、夫々を
流れる高周波電流をＩｘ，Ｉｃｓ、また負荷４への供給
電圧をＶｘ，コイル３１に流れる高周波電流をＩＬとす
れば、これらＩｘ，Ｖｘ，Ｉｃｓ及びＩＬのベクトル関
係は図８に太線で示すように表わされる。また、コイル
３１における電流ＩＬと、このコイル３１の両端間の高
周波電圧ＶＬとは位相が９０度（直交して）異なり、直
列可変コンデンサ３２の高周波電圧Ｖｃｃはコイル３１
の電圧ＶＬを逆位相（１８０度）で補正して、これらＶ
ｘ，ＶＬ，Ｖｃｃのベクトル合成値が高周波源１の出力
電圧Ｖｉとなる。
ンピーダンス整合が行なわれる動作原理を図４及び図５
により簡単に説明する。上記図２及び図３に示した構成
は、図４に示すような等価回路で表される。即ち、負荷
４は抵抗分Ｘと容器４１とバッキングプレート４２との
間の容量分Ｃｃｓとの並列回路として表わされ、夫々を
流れる高周波電流をＩｘ，Ｉｃｓ、また負荷４への供給
電圧をＶｘ，コイル３１に流れる高周波電流をＩＬとす
れば、これらＩｘ，Ｖｘ，Ｉｃｓ及びＩＬのベクトル関
係は図８に太線で示すように表わされる。また、コイル
３１における電流ＩＬと、このコイル３１の両端間の高
周波電圧ＶＬとは位相が９０度（直交して）異なり、直
列可変コンデンサ３２の高周波電圧Ｖｃｃはコイル３１
の電圧ＶＬを逆位相（１８０度）で補正して、これらＶ
ｘ，ＶＬ，Ｖｃｃのベクトル合成値が高周波源１の出力
電圧Ｖｉとなる。
【０００６】図５は直，並列可変コンデンサ３２，３３
の容量制御により、インピーダンス整合された状態での
ベクトル関係を示したものである。高周波源１の負荷を
純抵抗５０Ωとし、電圧：電流が５０：１のもとでの整
合は下記（１）及び（２）の条件が満足することであ
る。（１）高周波出力電圧Ｖｉと電流Ｉとの比が５０と
なる。（２）高周波出力電圧Ｖｉ（または電流Ｉ）の位
相差が零で、並列可変コンデンサ３３を流れる高周波電
流Ｉｃｉは出力電圧Ｖｉに対して９０度位相進みとな
る。
の容量制御により、インピーダンス整合された状態での
ベクトル関係を示したものである。高周波源１の負荷を
純抵抗５０Ωとし、電圧：電流が５０：１のもとでの整
合は下記（１）及び（２）の条件が満足することであ
る。（１）高周波出力電圧Ｖｉと電流Ｉとの比が５０と
なる。（２）高周波出力電圧Ｖｉ（または電流Ｉ）の位
相差が零で、並列可変コンデンサ３３を流れる高周波電
流Ｉｃｉは出力電圧Ｖｉに対して９０度位相進みとな
る。
【０００７】従って、（１）の条件を満足させるため、
直列可変コンデンサ３２は第１の駆動源５による駆動を
受けて容量制御により電圧Ｖｃｃを調整し、出力電圧Ｖ
ｉと高周波電流Ｉとの差を取出し、予め設定された値と
なるように制御することが必要となる。また（２）の条
件を満足させるため、並列可変コンデンサ３３は第２の
駆動源６による駆動を受けて容量制御して電流Ｉｃｉを
調整し、高周波電圧Ｖｉの位相差が零となるように（即
ちＩｃｉはＶｉに対し９０度位相進みとなるように）制
御することが必要となる。
直列可変コンデンサ３２は第１の駆動源５による駆動を
受けて容量制御により電圧Ｖｃｃを調整し、出力電圧Ｖ
ｉと高周波電流Ｉとの差を取出し、予め設定された値と
なるように制御することが必要となる。また（２）の条
件を満足させるため、並列可変コンデンサ３３は第２の
駆動源６による駆動を受けて容量制御して電流Ｉｃｉを
調整し、高周波電圧Ｖｉの位相差が零となるように（即
ちＩｃｉはＶｉに対し９０度位相進みとなるように）制
御することが必要となる。
【０００８】同軸ケーブル２を通る高周波の検出測定信
号に基づいて、直列可変コンデンサ３２を制御し、上記
（１）の条件を条件を満足させるために、第１の制御回
路７は実際には、出力電圧Ｖｉと出力電流Ｉとの比を算
出し、その比に対応した制御信号Ａにより第１の駆動源
５を駆動制御してＶｃｃを制御している。また、並列可
変コンデンサ３３を制御し、上記（２）の条件を満足さ
せるために、出力電圧Ｖｉ（または出力電流Ｉ）の位相
差φを導出し、この位相差φに対応した制御信号Ｂによ
り、第２のモータ６を駆動制御している。
号に基づいて、直列可変コンデンサ３２を制御し、上記
（１）の条件を条件を満足させるために、第１の制御回
路７は実際には、出力電圧Ｖｉと出力電流Ｉとの比を算
出し、その比に対応した制御信号Ａにより第１の駆動源
５を駆動制御してＶｃｃを制御している。また、並列可
変コンデンサ３３を制御し、上記（２）の条件を満足さ
せるために、出力電圧Ｖｉ（または出力電流Ｉ）の位相
差φを導出し、この位相差φに対応した制御信号Ｂによ
り、第２のモータ６を駆動制御している。
【０００９】ところで、実際にこのインピーダンス整合
回路をエッチング装置等に適用した場合を考えると、負
荷４の種類に応じその負荷に実際に適合した電力容量を
有する高周波源１が採用接続される。
回路をエッチング装置等に適用した場合を考えると、負
荷４の種類に応じその負荷に実際に適合した電力容量を
有する高周波源１が採用接続される。
【００１０】高周波源１の負荷を純抵抗（Ｒ）とした場
合の電力（Ｐ）と電圧（Ｖ）及び電流（Ｉ）との関係は
Ｐ＝Ｖ２／Ｒ＝Ｉ２／Ｒであるから、電力Ｐは電圧Ｖ
（または電流Ｉ）の２乗倍に比例する。換言すれば、電
圧（または電流）は電力の平方根に比例する。前述のよ
うに、第１及び第２の制御回路７，８では電圧（または
電流）の振幅を検出して駆動源５，６を駆動制御してい
るから、接続される高周波源１の出力電力の大小によっ
て検出信号振幅の大きさが変化し、直，並列可変コンデ
ンサ３２，３３を可変する制御速度が出力電力の平方根
に比例して変化する。従って、高周波源１の出力電力が
例えば１ＫＷから４ＫＷへ４倍に増加したときは、系の
制御速度は２倍（＝４の平方根の値）となり、駆動源５
及び６による制御速度が増大し不安定となった。従っ
て、仮に高周波源１の出力電力が大のときに系が安定す
るように制御系を設定すると、出力電力の小さいときに
は制御系の応答が反対に遅くなる。
合の電力（Ｐ）と電圧（Ｖ）及び電流（Ｉ）との関係は
Ｐ＝Ｖ２／Ｒ＝Ｉ２／Ｒであるから、電力Ｐは電圧Ｖ
（または電流Ｉ）の２乗倍に比例する。換言すれば、電
圧（または電流）は電力の平方根に比例する。前述のよ
うに、第１及び第２の制御回路７，８では電圧（または
電流）の振幅を検出して駆動源５，６を駆動制御してい
るから、接続される高周波源１の出力電力の大小によっ
て検出信号振幅の大きさが変化し、直，並列可変コンデ
ンサ３２，３３を可変する制御速度が出力電力の平方根
に比例して変化する。従って、高周波源１の出力電力が
例えば１ＫＷから４ＫＷへ４倍に増加したときは、系の
制御速度は２倍（＝４の平方根の値）となり、駆動源５
及び６による制御速度が増大し不安定となった。従っ
て、仮に高周波源１の出力電力が大のときに系が安定す
るように制御系を設定すると、出力電力の小さいときに
は制御系の応答が反対に遅くなる。
【００１１】従来のインピーダンス整合回路では、上記
のように、接続される高周波源１の出力電力容量によっ
て、インピーダンス整合回路の制御系の応答速度が変化
する欠点があった。
のように、接続される高周波源１の出力電力容量によっ
て、インピーダンス整合回路の制御系の応答速度が変化
する欠点があった。
【００１２】また、直列可変コンデンサ３２の容量値の
変化と、その容量値の変化に基づいてインピーダンスは
変化するが、インピーダンスは容量値の逆数に比例する
から、容量値の小さな領域では単位容量当りのインピー
ダンス変化量は大となり、容量値の大きな領域ではイン
ピーダンス変化量は小さくなる。つまり、直列可変コン
デンサ３２の容量値はモータ５による回転駆動によって
制御されるが、仮に一定速度で直列可変コンデンサ３２
が回転駆動されても、回転軸角度即ち容量値の相違によ
って、制御されるインピーダンス量が変化するから、制
御電圧量は駆動源５の回転角度（つまり容量値）によっ
て制御系の応答速度が変化する。
変化と、その容量値の変化に基づいてインピーダンスは
変化するが、インピーダンスは容量値の逆数に比例する
から、容量値の小さな領域では単位容量当りのインピー
ダンス変化量は大となり、容量値の大きな領域ではイン
ピーダンス変化量は小さくなる。つまり、直列可変コン
デンサ３２の容量値はモータ５による回転駆動によって
制御されるが、仮に一定速度で直列可変コンデンサ３２
が回転駆動されても、回転軸角度即ち容量値の相違によ
って、制御されるインピーダンス量が変化するから、制
御電圧量は駆動源５の回転角度（つまり容量値）によっ
て制御系の応答速度が変化する。
【００１３】従って、モータ５による駆動によって、イ
ンピーダンス整合すべき直列可変コンデンサ３２の容量
を変えようとしたとき、その可変領域の容量値の大小に
よって、制御速度が異なり、常に安定した制御が困難と
なる欠点があった。
ンピーダンス整合すべき直列可変コンデンサ３２の容量
を変えようとしたとき、その可変領域の容量値の大小に
よって、制御速度が異なり、常に安定した制御が困難と
なる欠点があった。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】従来の高周波インピー
ダンス整合回路は、インピーダンス制御速度が高周波源
の電力の大小によって、あるいは直列可変コンデンサの
容量値によって変化し、制御系が不安定となる欠点があ
った。
ダンス整合回路は、インピーダンス制御速度が高周波源
の電力の大小によって、あるいは直列可変コンデンサの
容量値によって変化し、制御系が不安定となる欠点があ
った。
【００１５】この発明は、上記従来の欠点を解消し、高
周波源からの供給電力が大小に拘らず、また直列可変コ
ンデンサの容量値の大小に拘らず、制御速度がほぼ一定
となり、安定した整合動作が可能な高周波インピーダン
ス整合回路を提供することを目的とする。
周波源からの供給電力が大小に拘らず、また直列可変コ
ンデンサの容量値の大小に拘らず、制御速度がほぼ一定
となり、安定した整合動作が可能な高周波インピーダン
ス整合回路を提供することを目的とする。
【００１６】［発明の構成］
【００１７】
【課題を解決するための手段】本発明は、高周波源に直
列にに接続された直列可変コンデンサと，この直列可変
コンデンサに縦属接続された負荷に高周波を供給するコ
イルと，前記直列可変コンデンサ及びコイルとは並列接
続された並列可変コンデンサと，前記高周波電源からの
高周波の出力電圧と出力電流との比を検出しその出力電
圧と出力電流との比に対応した第１の制御信号を導出し
て前記直列可変コンデンサの駆動源を制御する第１の制
御回路と，前記高周波源からの出力電圧と出力電流との
位相差を検出しその位相差に対応した第２の制御信号を
導出して前記並列可変コンデンサの駆動源を制御する第
２の制御回路とを具備する高周波インピーダンス整合回
路において，前記直列可変コンデンサを駆動する第１の
制御信号と前記直列可変コンデンサの容量値に対応した
補正電圧信号とを乗算する乗算器を設け，この乗算器の
出力信号により前記直列可変コンデンサの駆動源を制御
することを特徴とする。
列にに接続された直列可変コンデンサと，この直列可変
コンデンサに縦属接続された負荷に高周波を供給するコ
イルと，前記直列可変コンデンサ及びコイルとは並列接
続された並列可変コンデンサと，前記高周波電源からの
高周波の出力電圧と出力電流との比を検出しその出力電
圧と出力電流との比に対応した第１の制御信号を導出し
て前記直列可変コンデンサの駆動源を制御する第１の制
御回路と，前記高周波源からの出力電圧と出力電流との
位相差を検出しその位相差に対応した第２の制御信号を
導出して前記並列可変コンデンサの駆動源を制御する第
２の制御回路とを具備する高周波インピーダンス整合回
路において，前記直列可変コンデンサを駆動する第１の
制御信号と前記直列可変コンデンサの容量値に対応した
補正電圧信号とを乗算する乗算器を設け，この乗算器の
出力信号により前記直列可変コンデンサの駆動源を制御
することを特徴とする。
【００１８】
【００１９】
【作用】この発明による高周波インピーダンス整合回路
は、第１及び第２の制御信号を高周波源からの出力電圧
で除算する除算器を設け、この除算器の出力信号により
各対応する駆動源を制御するようにしたので、仮に第１
及び第２の制御信号が、高周波源の出力電力の変化によ
り、検出による初期の制御電圧（または電流）が増大ま
たは減少し、制御出力が変化しても、高周波出力電圧で
除算したことにより、出力電力の変動の影響を受けず、
制御速度の安定した系が得られる。
は、第１及び第２の制御信号を高周波源からの出力電圧
で除算する除算器を設け、この除算器の出力信号により
各対応する駆動源を制御するようにしたので、仮に第１
及び第２の制御信号が、高周波源の出力電力の変化によ
り、検出による初期の制御電圧（または電流）が増大ま
たは減少し、制御出力が変化しても、高周波出力電圧で
除算したことにより、出力電力の変動の影響を受けず、
制御速度の安定した系が得られる。
【００２０】また、直列可変コンデンサを駆動する第１
の制御信号と前記直列可変コンデンサの容量値に対応し
た信号とを乗算する乗算器を設け、この乗算器の出力信
号により前記直列可変コンデンサの駆動源を制御するよ
うに構成したので、直列可変コンデンサの容量値の大小
の影響を受けない制御信号を得、安定した整合動作を行
うことができる。
の制御信号と前記直列可変コンデンサの容量値に対応し
た信号とを乗算する乗算器を設け、この乗算器の出力信
号により前記直列可変コンデンサの駆動源を制御するよ
うに構成したので、直列可変コンデンサの容量値の大小
の影響を受けない制御信号を得、安定した整合動作を行
うことができる。
【００２１】
【実施例】以下、この発明による高周波インピーダンス
整合回路の一実施例を図１を参照し詳細に説明する。な
お、図２ないし図５に示した従来の構成と同一構成に
は、同一符号を付して詳細な説明は省略する。即ち、図
１に示すように例えば５００Ｗ，１３．５ＭＨｚの高周
波を出力する高周波源１は、５０Ωの特性インピーダン
スを有する同軸ケーブル２，インピーダンスの整合回路
３を経て負荷４に接続される。インピーダンス整合を行
う整合回路３はコイル３１と直，並列可変コンデンサ３
２，３３とのＬＣ回路で構成され、高周波源１の出力側
（５０Ω）と負荷４の入力側との間で第１及び第２の駆
動源５，６による直，並列可変コンデンサ３２，３３の
容量調整によって整合動作が行なわれる、各駆動源５，
６は第１及び第２の制御回路７，８からの信号によって
制御されるが、第１及び第２の制御回路７，８は、まず
従来と同様に、同軸ケーブル２を流れる出力電流及び出
力電圧を夫々検出する検出器７１，８１を含み、第１の
制御回路７は、検出器７１で検出された電流Ｉとコンデ
ンサ９１及びダイオード９２による電圧Ｖｉとの差に比
例した信号Ａを取出し、増幅器７２を介して除算器７３
に供給される。除算器７３には、ダイオード９２で検出
れた電圧Ｖｉが供給され、前記増幅器７２からの信号を
除算しているので、電流検出器７１で検出される電流値
が、高周波源１の出力電力の大きさの平方根（即ち電流
値の大きさ）に比例して変化しても、除算器７３では電
流値で除算されるから、出力電力の大小に影響されない
信号Ａ′が掛算器７４に供給される。
整合回路の一実施例を図１を参照し詳細に説明する。な
お、図２ないし図５に示した従来の構成と同一構成に
は、同一符号を付して詳細な説明は省略する。即ち、図
１に示すように例えば５００Ｗ，１３．５ＭＨｚの高周
波を出力する高周波源１は、５０Ωの特性インピーダン
スを有する同軸ケーブル２，インピーダンスの整合回路
３を経て負荷４に接続される。インピーダンス整合を行
う整合回路３はコイル３１と直，並列可変コンデンサ３
２，３３とのＬＣ回路で構成され、高周波源１の出力側
（５０Ω）と負荷４の入力側との間で第１及び第２の駆
動源５，６による直，並列可変コンデンサ３２，３３の
容量調整によって整合動作が行なわれる、各駆動源５，
６は第１及び第２の制御回路７，８からの信号によって
制御されるが、第１及び第２の制御回路７，８は、まず
従来と同様に、同軸ケーブル２を流れる出力電流及び出
力電圧を夫々検出する検出器７１，８１を含み、第１の
制御回路７は、検出器７１で検出された電流Ｉとコンデ
ンサ９１及びダイオード９２による電圧Ｖｉとの差に比
例した信号Ａを取出し、増幅器７２を介して除算器７３
に供給される。除算器７３には、ダイオード９２で検出
れた電圧Ｖｉが供給され、前記増幅器７２からの信号を
除算しているので、電流検出器７１で検出される電流値
が、高周波源１の出力電力の大きさの平方根（即ち電流
値の大きさ）に比例して変化しても、除算器７３では電
流値で除算されるから、出力電力の大小に影響されない
信号Ａ′が掛算器７４に供給される。
【００２２】掛算器７４では、第１の駆動源５の回転角
度に同期した補正電圧信号Ｃが、補正回路５１から供給
される。補正回路５１は第１の駆動源５の回転軸に連動
し、回転角度に対応した補正電圧信号Ｃを導出する。そ
の補正電圧信号Ｃは直列可変コンデンサ３２の回転軸に
対応した容量値レベルに対応する。その補正電圧信号Ｃ
が制御信号Ａ′と掛算されるので、仮に第１のモータ５
の回転角度によって直列可変コンデンサ３２の容量値が
異なり、変化すべき電圧量Ｖｃｃの変化領域が異なって
も、制御速度が常に一定となるように補正され、安定し
た整合動作が可能である。
度に同期した補正電圧信号Ｃが、補正回路５１から供給
される。補正回路５１は第１の駆動源５の回転軸に連動
し、回転角度に対応した補正電圧信号Ｃを導出する。そ
の補正電圧信号Ｃは直列可変コンデンサ３２の回転軸に
対応した容量値レベルに対応する。その補正電圧信号Ｃ
が制御信号Ａ′と掛算されるので、仮に第１のモータ５
の回転角度によって直列可変コンデンサ３２の容量値が
異なり、変化すべき電圧量Ｖｃｃの変化領域が異なって
も、制御速度が常に一定となるように補正され、安定し
た整合動作が可能である。
【００２３】次に、第２の制御回路８は本来は電圧Ｖｉ
と電流Ｉとの位相差に比例した信号を取出し、位相差が
零となるように並列可変コンデンサ３３を制御すべきと
ころであるが、実際には、電圧Ｖｉ（または電流Ｉ）の
位相差に比例した信号Ｂを制御信号として取出し、増幅
器８２に供給される。増幅器８２の出力信号Ｂは除算器
８３に供給され、ダイオード９２を介しての電圧Ｖｉ信
号によって除算され、制御信号Ｂ′として第２のモータ
６を制御する。従って、この制御系でも、高周波源１の
出力電力の大小の影響の少ない安定した制御速度の系が
実現する。
と電流Ｉとの位相差に比例した信号を取出し、位相差が
零となるように並列可変コンデンサ３３を制御すべきと
ころであるが、実際には、電圧Ｖｉ（または電流Ｉ）の
位相差に比例した信号Ｂを制御信号として取出し、増幅
器８２に供給される。増幅器８２の出力信号Ｂは除算器
８３に供給され、ダイオード９２を介しての電圧Ｖｉ信
号によって除算され、制御信号Ｂ′として第２のモータ
６を制御する。従って、この制御系でも、高周波源１の
出力電力の大小の影響の少ない安定した制御速度の系が
実現する。
【００２４】以上のように、この発明による高周波イン
ピーダンス制御回路は、従来の構成に簡単な回路を付加
するだけで、安定した制御動作を可能としたもので、例
えばエッチング装置に採用し、接続構成される高周波源
１の電源容量の大小に影響されない自動インピーダンス
整合が可能となる。
ピーダンス制御回路は、従来の構成に簡単な回路を付加
するだけで、安定した制御動作を可能としたもので、例
えばエッチング装置に採用し、接続構成される高周波源
１の電源容量の大小に影響されない自動インピーダンス
整合が可能となる。
【００２５】また、整合回路３における直列可変コンデ
ンサ３２の容量値は回転軸角度によって相違するが、掛
算器７４による補正によって、電圧の変化量は常に一定
となり、安定した制御が実現する。
ンサ３２の容量値は回転軸角度によって相違するが、掛
算器７４による補正によって、電圧の変化量は常に一定
となり、安定した制御が実現する。
【００２６】
【発明の効果】この発明は、高周波源による供給電力量
の大小に拘らず、また直列可変コンデンサの容量値の大
小に拘らず、制御速度がほぼ一定となり、安定した整合
動作を行うものであるから、例えばエッチング装置等に
採用して顕著な効果が得られる。
の大小に拘らず、また直列可変コンデンサの容量値の大
小に拘らず、制御速度がほぼ一定となり、安定した整合
動作を行うものであるから、例えばエッチング装置等に
採用して顕著な効果が得られる。
【図１】この発明による高周波インピーダンス整合回路
の一実施例を示す回路図である。
の一実施例を示す回路図である。
【図２】従来の高周波インピーダンス整合回路を示す構
成図である。
成図である。
【図３】図２に示す図に示す高周波インピーダンス整合
回路の回路図である。
回路の回路図である。
【図４】図２に示す高周波インピーダンス整合回路の等
価回路図である。
価回路図である。
【図５】図４に示す等価回路での高周波信号のベクトル
図である。
図である。
１…高周波源 ２…同軸ケーブル ３…整合回路 ３１…コイル ３２…直列可変コンデンサ ３３…並列可変コンデンサ ４…負荷 ５，６…駆動源 ５１…補正回路 ６…第２のモータ ７…第１の制御回路 ７３，８３…除算器 ７４…掛算器 ８…第２の制御回路
Claims (1)
- 【請求項１】高周波電源に直列に接続された直列可変コ
ンデンサと，この直列可変コンデンサに縦属接続された
負荷に高周波を供給するコイルと，前記直列可変コンデ
ンサ及びコイルとは並列接続された並列可変コンデンサ
と，前記高周波電源からの高周波の出力電圧と出力電流
との比を検出しその出力電圧と出力電流との比に対応し
た第１の制御信号を導出して前記直列可変コンデンサの
駆動源を制御する第１の制御回路と，前記高周波源から
の出力電圧と出力電流との位相差を検出しその位相差に
対応した第２の制御信号を導出して前記並列可変コンデ
ンサの駆動源を制御する第２の制御回路とを具備する高
周波インピーダンス整合回路において，前記直列可変コ
ンデンサを駆動する第１の制御信号と前記直列可変コン
デンサの容量値に対応した補正電圧信号とを乗算する乗
算器を設け，この乗算器の出力信号により前記直列可変
コンデンサの駆動源を制御することを特徴とする高周波
インピーダンス整合回路
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3090091A JPH0770944B2 (ja) | 1991-03-28 | 1991-03-28 | 高周波インピ−ダンス整合回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3090091A JPH0770944B2 (ja) | 1991-03-28 | 1991-03-28 | 高周波インピ−ダンス整合回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04301913A JPH04301913A (ja) | 1992-10-26 |
| JPH0770944B2 true JPH0770944B2 (ja) | 1995-07-31 |
Family
ID=13988849
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3090091A Expired - Fee Related JPH0770944B2 (ja) | 1991-03-28 | 1991-03-28 | 高周波インピ−ダンス整合回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0770944B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6159509A (en) * | 1996-10-28 | 2000-12-12 | Wm. Wrigley Jr. Company | Method of making chewing gum products containing perillartine |
| JP4987723B2 (ja) * | 2004-11-19 | 2012-07-25 | エプコス アクチエンゲゼルシャフト | 増幅段出力に結合の負荷ラインを備えるデバイス |
| JP2009130881A (ja) * | 2007-11-28 | 2009-06-11 | Ntt Docomo Inc | 整合装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0710041B2 (ja) * | 1986-11-10 | 1995-02-01 | 株式会社ダイヘン | 自動インピ−ダンス整合装置 |
-
1991
- 1991-03-28 JP JP3090091A patent/JPH0770944B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04301913A (ja) | 1992-10-26 |
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Legal Events
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