JPH0777514B2 - Switching control type power supply circuit - Google Patents
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- JPH0777514B2 JPH0777514B2 JP7697785A JP7697785A JPH0777514B2 JP H0777514 B2 JPH0777514 B2 JP H0777514B2 JP 7697785 A JP7697785 A JP 7697785A JP 7697785 A JP7697785 A JP 7697785A JP H0777514 B2 JPH0777514 B2 JP H0777514B2
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
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Description
【発明の詳細な説明】 （イ） 産業上の利用分野 本発明は、テレビジョン受像機等の電源として使用され
るスイッチング制御型電源回路に関する。TECHNICAL FIELD The present invention relates to a switching control type power supply circuit used as a power supply for a television receiver or the like.
（ロ） 従来の技術 スイッチング制御型電源回路としてブロッキング発振型
電源があり、良く知られている。(B) Conventional Technology As a switching control type power supply circuit, there is a blocking oscillation type power supply, which is well known.
このブロッキング発振型電源回路の１つとして、第３図
に示す如きものが挙げられている。As one of the blocking oscillation type power supply circuits, the one shown in FIG. 3 is cited.
説明を容易にするために、まず、このブロッキング発振
型電源回路の動作の概要を述べる。To facilitate the explanation, first, an outline of the operation of this blocking oscillation type power supply circuit will be described.
基本的には、コンデンサC1と、スイッチングトランジス
タQ1と、コンバータトランス３の入力巻線N1、及び帰還
巻線N3等で周知のブロッキング発振を行わせている。Basically, the capacitor C 1 , the switching transistor Q 1 , the input winding N 1 of the converter transformer 3, the feedback winding N 3, and the like perform known blocking oscillation.
そして、その際のスイッチングトランジスタQ1のターン
オフタイミングを直流出力電圧V0の値に応じて変化させ
ることにより、定電圧制御を行っている。Then, the constant voltage control is performed by changing the turn-off timing of the switching transistor Q 1 at that time according to the value of the DC output voltage V 0 .
そして、この回路の特徴は、スイッチングトランジスタ
Q1のターンオフタイミングを、制御トランジスタQ2のタ
ーンオンにより制御することである。And the feature of this circuit is that it is a switching transistor.
The turn-off timing of Q 1 is controlled by turning on the control transistor Q 2 .
つまり、制御トランジスタQ2のオンにより、ターンオフ
用コンデンサC2の両端間電圧がスイッチングトランジス
タQ1のベース・エミッタ間に逆バイアスとして印加され
ることにより行われる。That is, when the control transistor Q 2 is turned on, the voltage across the turn-off capacitor C 2 is applied as a reverse bias between the base and emitter of the switching transistor Q 1 .
そして、制御トランジスタQ2のターンオンタイミング
は、直流出力電圧V0を検出する検出回路４からの信号で
フォトカプラPCを介して制御されて、この電源回路は定
電圧動作を行っている。The turn-on timing of the control transistor Q 2 is controlled by the signal from the detection circuit 4 that detects the DC output voltage V 0 via the photocoupler PC, and this power supply circuit performs a constant voltage operation.
このブロッキング発振回路は、起動時には、抵抗R1を介
して起動用電源が供給されてスイッチングトランジスタ
Q1がオンして、ブロッキング発振する。At the time of starting, this blocking oscillator circuit supplies power for starting through a resistor R 1 to a switching transistor.
Q 1 turns on and blocking oscillation occurs.
定常時には、このスイッチングトランジスタQ1は、前述
の制御トランジスタQ2のターンオンによりターンオフさ
れる。スイッチングトランジスタQ1がターンオフする
と、出力巻線N2に電流が流れる。この電流が次第に減少
して行き略零になると、入力巻線N1のインダクダンスと
分布容量とによる共振動動作が生じる。In the steady state, the switching transistor Q 1 is turned off by turning on the control transistor Q 2 described above. When the switching transistor Q 1 turns off, current flows in the output winding N 2 . When this current gradually decreases and becomes almost zero, a co-oscillation operation due to the inductance of the input winding N 1 and the distributed capacitance occurs.
この動作によって、上記巻線N1に流れる共振電流は、電
流Iiに対して逆方向、同方向に一定周期で交互に反転す
る。By this operation, the resonance current flowing in the winding N 1 is inverted in the opposite direction to the current Ii and alternately in the same direction at a constant cycle.
そして、上述の共振電流が電流Iiに対して逆方向から同
方向に変化した時、帰還巻線N3に正帰還電圧（逆起電
力）が発生する。このため、帰還巻線N3よりスイッチン
グトランジスタQ1のベースにベース電流が供給されて、
スイッチングトランジスタQ1がターンオンし始め、その
後は正帰還動作により、急速にターンオンする。Then, when the above resonance current changes from the opposite direction to the same direction with respect to the current Ii, a positive feedback voltage (back electromotive force) is generated in the feedback winding N 3 . Therefore, the base current is supplied from the feedback winding N 3 to the base of the switching transistor Q 1 ,
The switching transistor Q 1 starts to turn on, and then turns on rapidly due to the positive feedback operation.
次にこの回路について詳述する。Next, this circuit will be described in detail.
この第３の電源回路は、基本的には、端子１、２間に供
給される非安定直流電圧に対してコンバータトランス３
の入力巻線N1とスイッチングトランジスタQ1と電流検出
用抵抗R2がこの順に直列接続される。且つ、一端がコン
デンサC1とダイオードD1と抵抗R3からなる直並列回路を
介して接地された前記トランス３の帰還巻線N3の他端
が、スイッチングトランジスタQ1のベースに接続され
る。これらの接続によってブロッキング発振回路が構成
されている。This third power supply circuit is basically a converter transformer 3 for an unstable DC voltage supplied between terminals 1 and 2.
The input winding N 1 , the switching transistor Q 1, and the current detection resistor R 2 are connected in series in this order. Moreover, the other end of the feedback winding N 3 of the transformer 3, one end of which is grounded through the series-parallel circuit composed of the capacitor C 1 , the diode D 1, and the resistor R 3 , is connected to the base of the switching transistor Q 1. . A blocking oscillator circuit is configured by these connections.
抵抗R1は電源スイッチSWの投入時にスイッチングトラン
ジスタQ1にベース電流を供給する起動用のものである。The resistor R 1 is for starting and supplies a base current to the switching transistor Q 1 when the power switch SW is turned on.
ダイオードD3、D4はその起動直後の過渡期或いは検出回
路４の故障時に入力巻線N1に流れる電流Iiを制限するた
めのものである。即ち、上記電流Iiの増大につれて抵抗
R2に発生する電圧とスイッチングトランジスタQ1のVBE
の和が上記ダイオードD3、D4の立上り電圧の和2VDを越
えたときに、この両ダイオードが導通してスイッチング
トランジスタQ1のベースへの正帰還電流をバイパスして
上記スイッチングトランジスタQ1をターンオフさせるも
のである。The diodes D 3 and D 4 are for limiting the current Ii flowing through the input winding N 1 in the transient period immediately after the activation or when the detection circuit 4 fails. That is, as the current Ii increases, the resistance
Voltage generated on R 2 and V BE of switching transistor Q 1
When the sum of exceeds the sum 2V D of the rising voltage of the diode D 3, D 4, the switching transistor Q 1 by bypassing the positive feedback current to the base of the switching transistor Q 1 is the both diodes conducting To turn off.
前記帰還巻線N3に図示の如く接続されたターンオフ用コ
ンデンサC2とその充電用ダイオードD2間に接続中点Ａと
接地点との間に電流制限抵抗R4を介して制御トランジス
タQ2が接続される。A connection between the turn-off capacitor C 2 connected to the feedback winding N 3 as shown in the figure and its charging diode D 2 and a control transistor Q 2 via a current limiting resistor R 4 between the midpoint A and the ground point. Are connected.
一方、前記トランス３の出力巻線N2側には直流出力電圧
V0の変動検出用のトランジスタQ3及びツェナーダイオー
ドZD等からなる検出抵抗４が設けられる。On the other hand, the DC output voltage is applied to the output winding N 2 side of the transformer 3.
A detection resistor 4 including a transistor Q 3 for detecting fluctuations in V 0 and a Zener diode ZD is provided.
この検出回路４のトランジスタQ3の出力によりフォトカ
プラPCを介して制御トランジスタQ2のベース・エミッタ
間電圧を制御し、それによってこの制御トランジスタQ2
のターンオンタイミングが可変制御されるようになって
いる。The output of the transistor Q 3 of the detection circuit 4 controls the base-emitter voltage of the control transistor Q 2 via the photocoupler PC, and thereby the control transistor Q 2 is controlled.
The turn-on timing of is variably controlled.
以下、この制御トランジスタQ2のターンオン動作につい
て説明する。The turn-on operation of the control transistor Q 2 will be described below.
すなわち、この第３図の電源回路では、ブロッキング発
振動作しているスイッチングトランジスタQ1のオン期間
内の或るタイミングで制御トランジスタQ2がターンオン
するようになっている。この制御トランジスタQ2がオン
すると上記スイッチングトランジスタQ1の以前のオフ期
間に帰還巻線N3の電圧（第４図（ａ））参照で図示の極
性に充電されたターンオフ用コンデンサC2を電源として
図示の経路でスイッチングトランジスタQ1に逆バイアス
It（第４図（ｂ））が流れ、それによってこのスイッチ
ングトランジスタQ1がターンオフして該トランジスタの
オン期間が制限されることになる。That is, in the power supply circuit shown in FIG. 3, the control transistor Q 2 is turned on at a certain timing within the on period of the switching transistor Q 1 which is operating in blocking oscillation. When the control transistor Q 2 is turned on, the turn-off capacitor C 2 charged to the polarity shown in the voltage of the feedback winding N 3 (see FIG. 4 (a)) is powered during the previous off period of the switching transistor Q 1 . A reverse bias is applied to the switching transistor Q 1 via the path shown as
It (FIG. 4 (b)) flows, which turns off the switching transistor Q 1 and limits the ON period of the transistor.
そして、直流出力電圧V0が上昇した場合は、この電圧V0
を電源としてフォトカプラPC内の発光ダイオードD0を流
れる電流が増大し、受光トランジスタQ0のインピーダン
スが減少する。従って、この受光トランジスタQ0を通っ
て流れる電流Icが増大して、制御トランジスタQ2のベー
ス即ちＣ点の電位（第４図（ｃ））が早く上昇するの
で、制御トランジスタQ2のターンオンタイミングが早く
なり、従って、スイッチングトランジスタQ1のオン期間
が短縮されて上記出力電圧V0の上昇が抑圧され安定化さ
れる訳である。（第４図（ｄ））及び（ｅ）は、スイッ
チングトランジスタQ1のベース電源Ib及び入力巻線N1の
電流Iiをそれぞれ示している。If the DC output voltage V 0 increases, this voltage V 0
Is used as a power source, the current flowing through the light emitting diode D 0 in the photocoupler PC increases, and the impedance of the light receiving transistor Q 0 decreases. Therefore, the current Ic flowing through the light receiving transistor Q 0 increases, and the potential of the base of the control transistor Q 2 , that is, the point C (FIG. 4 (c)) rises quickly, so that the turn-on timing of the control transistor Q 2 is increased. Therefore, the ON period of the switching transistor Q 1 is shortened, and the rise of the output voltage V 0 is suppressed and stabilized. (FIG. 4 (d)) and (e) show the base power supply Ib of the switching transistor Q 1 and the current Ii of the input winding N 1 , respectively.
なお、前述のような制御トランジスタを備えるブロッキ
ング発振方式のスイッチング制御型電源回路は、例え
ば、実開昭59−155884号公報（H02M3/33）、実公平２−
31913号公報（H02M 3/338）等に記載されている。A switching control type power supply circuit of the blocking oscillation system including the control transistor as described above is disclosed in, for example, Japanese Utility Model Laid-Open No. 59-155884 (H02M3 / 33), Japanese Utility Model Publication 2-.
No. 31913 (H02M 3/338) and the like.
（ハ） 発明が解決しようとする問題点 さて、第３図の電源回路では、制御トランジスタQ2をス
イッチングトランジスタQ1のオン期間の後半のタイミン
グでターンオンさせるために、Ａ点から受光トランジス
タQ0を通って流れる電流IcでコンデンサC4を充電させて
この制御トランジスタQ2をオンする。(C) Problems to be Solved by the Invention In the power supply circuit shown in FIG. 3, the light receiving transistor Q 0 starts from the point A in order to turn on the control transistor Q 2 at the timing of the latter half of the ON period of the switching transistor Q 1. The current Ic flowing through charges capacitor C 4 to turn on this control transistor Q 2 .
この制御トランジスタQ2のオンのタイミングは、当然検
出回路４からフォトカプラPCの受光トランジスタQ0を介
する信号により制御される。これにより、この電源回路
は定電圧制御を行う。The turn-on timing of the control transistor Q 2 is naturally controlled by a signal from the detection circuit 4 via the light receiving transistor Q 0 of the photocoupler PC. As a result, this power supply circuit performs constant voltage control.
この制御の応答性を高めるために、制御トランジスタQ2
のベース・エミッタ間電圧は、その立上がり電圧VBE≒
0.7V近くの値にバイアスされている。To increase the responsiveness of this control, the control transistor Q 2
The base-emitter voltage of is the rising voltage V BE ≈
Biased to a value near 0.7V.
つまり、制御トランジスタQ2のベース・エミッタ間電圧
をその立上がり電圧VBE≒0.7V近くの狭い範囲で変化さ
せている。That is, the base-emitter voltage of the control transistor Q 2 is changed within a narrow range near its rising voltage V BE ≈0.7V.
この様に、制御トランジスタQ2のベース電圧は狭い範囲
で変化させて、この制御トランジスタQ2のオン・オフを
制御していた。このため、負荷条件や周囲温度の変化に
対して動作が不安定である。すなわち制御トランジスタ
Q2は、これが一旦ターンオフしてスイッチングトランジ
スタQ1がオフとなっても、オフ状態に復帰せずスイッチ
ングトランジスタQ1の次のオン期間になっても依然とし
てオン状態を持続している場合が生じ、このような場合
はスイッチングトランジスタQ1は間欠発振状態になり、
安定な直流出力電圧V0が得られないことになる。また、
Ｃ点の電圧変動によって正規の発振周波数よりも高い周
波数で異常発振を起こす場合もあり、この場合も直流出
力電圧V0が不安定になると言う問題があった。In this way, the base voltage of the control transistor Q 2 is changed within a narrow range to control the on / off of the control transistor Q 2 . Therefore, the operation is unstable with respect to load conditions and changes in ambient temperature. Ie control transistor
Even if the switching transistor Q 1 is turned off once and the switching transistor Q 1 is turned off, Q 2 may not return to the off state and may continue to be on even after the next on period of the switching transistor Q 1. , In such a case, the switching transistor Q 1 is in the intermittent oscillation state,
A stable DC output voltage V 0 cannot be obtained. Also,
There may be a case where abnormal oscillation occurs at a frequency higher than the normal oscillation frequency due to the voltage fluctuation at the point C, and in this case also, the DC output voltage V 0 becomes unstable.
そこで、本発明は、上記の如くターンオフ用コンデンサ
の接離用の制御トランジスタを備えるブロッキング発振
方式のスイッチング制御型電源回路に於いて、上記制御
トランジスタQ2を確実にオン・オフさせるために、この
制御トランジスタQ2のベース電圧の可変範囲を大きくし
て、動作の安定化を画ることを目的とする。Therefore, in the present invention, in order to surely turn on / off the control transistor Q 2 in the switching control type power supply circuit of the blocking oscillation system including the control transistor for connecting / disconnecting the turn-off capacitor as described above, The purpose is to enlarge the variable range of the base voltage of the control transistor Q 2 and stabilize the operation.
（ニ） 問題点を解決するための手段 本発明は前述の制御トランジスタQ2を備えるブロッキン
グ発振方式のスイッチング制御型電源回路に於いて、ス
イッチングトランジスタQ1のオフ期間にトランスの帰還
巻線N3に発生する電圧を上記制御トランジスタQ2のベー
ス・エミッタ間に逆バイアスとして印加するようにし
た。(D) Means for Solving the Problems The present invention is a switching oscillation type switching control type power supply circuit including the above-mentioned control transistor Q 2, and in the OFF period of the switching transistor Q 1 , the feedback winding N 3 of the transformer is used. The voltage generated at is applied as a reverse bias between the base and emitter of the control transistor Q 2 .
（ホ） 作用 上記構成に依れば、スイッチングトランジスタQ1のオフ
期間に制御トランジスタQ2のベース・エミッタ間が逆バ
イアスされるので、上記制御トランジスタQ2のオン・オ
フ動作のための電圧可変領域を広く取れるので、スイッ
チングトランジスタQ1の次のオン期間にターンオンされ
るまで確実にオフ状態に保持される。つまり、温度・部
品のバラツキに対して安定な動作が保証できる。(E) Operation According to the above configuration, the base-emitter of the control transistor Q 2 is reverse-biased during the off period of the switching transistor Q 1 , so that the voltage change for the on / off operation of the control transistor Q 2 is performed. Since the area can be widened, the switching transistor Q 1 is reliably kept in the off state until it is turned on in the next on period. In other words, stable operation can be guaranteed against variations in temperature and parts.
（ヘ） 実施例 以下、第１図に示す本発明の一実施例について説明す
る。(F) Example An example of the present invention shown in FIG. 1 will be described below.
この実施例に於いて、第３図の従来回路と同一図番を付
した部分は同一の構成であるが、更に次の構成が追加さ
れている。即ち、それは制御トランジスタQ2を電流制限
抵抗R11と逆流防止ダイオードD5を介して帰還巻線N3の
一端Ｂに接続した点である。In this embodiment, the parts denoted by the same reference numerals as those of the conventional circuit of FIG. 3 have the same structure, but the following structure is further added. That is, it is that the control transistor Q 2 is connected to one end B of the feedback winding N 3 via the current limiting resistor R 11 and the backflow prevention diode D 5 .
斯る構成に依れば、スイッチングトランジスタQ1オン期
間では、帰還巻線N3の両端間電圧は（第２図（ａ））の
如くなり、この電圧とターンオフコンデンサC2の電圧の
合成電圧を電源として図示の経路で電流Icが流れ、この
電流IcによってコンデンサC4が充電されて行き、Ｃ点の
電位が（第２図（ｃ））の如く上昇して行く。According to such a configuration, during the ON period of the switching transistor Q 1, the voltage across the feedback winding N 3 becomes as shown in FIG. 2 (a), and the combined voltage of this voltage and the voltage of the turn-off capacitor C 2 is obtained. As a power source, a current Ic flows through the path shown in the figure, the capacitor C 4 is charged by this current Ic, and the potential at the point C rises as shown in FIG. 2 (c).
そして、この電位が制御トランジスタQ2のVBEを越える
と、このトランジスタQ2がターンオンする。Then, when this potential exceeds V BE of the control transistor Q 2 , this transistor Q 2 is turned on.
すると、第３図で説明した動作によってスイッチングト
ランジスタQ1がターンオフし、帰還巻線N3のＢ端側が負
電位になる。Then, the switching transistor Q 1 is turned off by the operation described in FIG. 3 , and the B end side of the feedback winding N 3 becomes a negative potential.
そして、帰還巻線N3、ダイオードD2コンデンサC2の経路
でコンデンサC2の充電が行われる。この際、フォトカプ
ラPCを構成している受光トランジスタQ0のインピーダン
スは非常に高く設定されているので、コンデンサC2に充
電された電圧が放電されることはない。Then, the capacitor C 2 is charged through the path of the feedback winding N 3 and the diode D 2 capacitor C 2 . At this time, since the impedance of the light receiving transistor Q 0 forming the photocoupler PC is set to be extremely high, the voltage charged in the capacitor C 2 is not discharged.
また、帰還巻線N3、コンデンサC1、抵抗R3、コンデンサ
C4、抵抗R11、ダイオードD5の経路で電流Idが流れるこ
とになる。In addition, the feedback winding N 3 , capacitor C 1 , resistor R 3 , capacitor
The current Id flows through the path of C 4 , the resistor R 11 , and the diode D 5 .
なお、この際、電流が帰還巻線N3、ダイオードD2、受光
トランジスタQ0、抵抗R5、コンデンサC4の経路でコンデ
ンサC4を充電する方向にも流れようとするが、受光トラ
ンジスタQ0のインピーダンスは、抵抗R3、R5、R11に対
して非常に大きな値となっているため、実際上はコンデ
ンサC4には充電されない。At this time, the current also tries to flow in the direction of charging the capacitor C 4 through the route of the feedback winding N 3 , the diode D 2 , the light receiving transistor Q 0 , the resistor R 5 , and the capacitor C 4 , but the light receiving transistor Q 3 The impedance of 0 has a very large value with respect to the resistors R 3 , R 5 , and R 11 , so that the capacitor C 4 is not actually charged.
そして、上述の経路で流れる電流Idにより、コンデンサ
C4が放電され、その後更に逆方向に充電されていく。Then, by the current Id flowing in the above-mentioned path, the capacitor
C 4 is discharged and then charged in the opposite direction.
これによって、Ｃ点の電位が図示の如く急速に低下して
スイッチングトランジスタQ1のオフ期間内に制御トラン
ジスタQ2のVBE以下になるので、このトランジスタQ2は
上記オフ期間内に確実にオフになる。As a result, the potential at the point C drops rapidly as shown in the figure and becomes less than or equal to V BE of the control transistor Q 2 during the off period of the switching transistor Q 1 , so that the transistor Q 2 is reliably turned off within the off period. become.
次に、スイッチングトランジスタQ1がターンオフする
と、出力巻線N2に電流If（第２図（ｆ））が流れる。こ
の電流が次第に減少して行き略零になると、入力巻線N1
のインダクタンスと分布容量とによる共振動作が生じ
る。Next, when the switching transistor Q 1 is turned off, a current If (FIG. 2 (f)) flows through the output winding N 2 . When this current gradually decreases to almost zero, the input winding N 1
Resonance operation occurs due to the inductance and the distributed capacitance.
この動作によって、上記巻線N1に流れる共振電流は、電
流Iiに対して逆方向、同方向に一定周期で交互に反転す
る。By this operation, the resonance current flowing in the winding N 1 is inverted in the opposite direction to the current Ii and alternately in the same direction at a constant cycle.
そして、上述の共振電流が電流Iiに対して逆方向から同
方向に変化した時、帰還巻線N3に正帰還電圧（逆起電
力）が発生する。このため、帰還巻線N3よりスイッチン
グトランジスタQ1のベースにベース電流が供給されて、
スイッチングトランジスタQ1がターンオンし始め、その
後は正帰還動作により、急速にターンオンする。Then, when the above resonance current changes from the opposite direction to the same direction with respect to the current Ii, a positive feedback voltage (back electromotive force) is generated in the feedback winding N 3 . Therefore, the base current is supplied from the feedback winding N 3 to the base of the switching transistor Q 1 ,
The switching transistor Q 1 starts to turn on, and then turns on rapidly due to the positive feedback operation.
このスイッチングトランジスタQ1のターンオン動作は、
第３図の場合と同じく同様である。そして、以後は前述
の動作を繰り返して行く訳である。The turn-on operation of this switching transistor Q 1 is
Similar to the case of FIG. Then, the above operation is repeated thereafter.
ここで（第２図（ｃ））に示されるように、制御トラン
ジスタQ2のベース電位はオフ期間の終わりで大きく負電
位に低下しているので、オン期間に上記ベース電位を大
きく変化させるため、受光トランジスタQ0と抵抗R5及び
コンデンサC4からなる時定数が第３図の場合よりも小さ
く選定されている点に注意すべきである。As shown in (FIG. 2 (c)), since the base potential of the control transistor Q 2 greatly decreases to the negative potential at the end of the off period, the base potential is changed greatly during the on period. It should be noted that the time constant consisting of the light receiving transistor Q 0 , the resistor R 5 and the capacitor C 4 is selected to be smaller than that in the case of FIG.
（ト） 発明の効果 本発明のスイッチング制御型電源回路では、ターンオフ
用コンデンサの接離を行う制御トランジスタQ2のベース
に逆バイアスをかけて、そのオン・オフ制御のための可
変領域を広く取れる。よって、この制御トランジスタQ2
を温度変化や負荷変動に拘らず確実にオン、オフさせる
ことができ、スイッチングトランジスタの動作が不規則
になったり、異常発振が生じたりすることがなく、安定
した動作を達成できる。(G) Effect of the Invention In the switching control type power supply circuit of the present invention, the base of the control transistor Q 2 for connecting / disconnecting the turn-off capacitor is reverse-biased to allow a wide variable region for its on / off control. . Therefore, this control transistor Q 2
Can be reliably turned on and off regardless of temperature changes and load changes, and stable operation can be achieved without irregular switching transistor operation or abnormal oscillation.
第１図は本発明電源回路の一実施例を示す図、第２図は
その電圧、電流波形を示す波形図である。 第３図は従来のスイッチング制御型電源回路の一例を示
す図、第４図はその各部の電流、電圧波形を示す波形図
である。 Q1……スイッチングトランジスタ、 Q2……制御トランジスタ、 C2……ターンオフ用コンデンサ、 D2……充電用ダイオード、 R11,D5……逆バイアス印加用のダイオード及び抵抗。FIG. 1 is a diagram showing an embodiment of the power supply circuit of the present invention, and FIG. 2 is a waveform diagram showing its voltage and current waveforms. FIG. 3 is a diagram showing an example of a conventional switching control type power supply circuit, and FIG. 4 is a waveform diagram showing current and voltage waveforms of respective parts thereof. Q 1 ... switching transistor, Q 2 ... control transistor, C 2 ... turn-off capacitor, D 2 ... charging diode, R 11 , D 5 ... reverse bias applying diode and resistor.
Claims (1)
巻線（N1）とコレクタ・エミッタ間が直列接続されたス
イッチングトランジスタ（Q1）と、このスイッチングト
ランジスタ（Q1）のベースに一端が接続された前記トラ
ンス（３）の帰還巻線（N3）とを有するブロッキング発
振部と、前記帰還巻線N3の両端間に直列に接続されたタ
ーンオフ用コンデンサ（C2）及び充電用ダイオード
（D2）と、前記ターンオフ用コンデンサ（C2）の前記充
電用ダイオード（D2）側の一端（Ａ）と前記スイッチン
グトランジスタ（Q1）のエミッタとの間の信号路を開閉
する制御用トランジスタ（Q2）と、この制御用トランジ
スタ（Q2）のベース・エミッタ間に接続されたコンデン
サ（C4）と、前記トランス（３）の出力巻線（N2）より
得られる直流電圧（V0）に応じて、前記コンデンサ
（C4）に充電される電流を制御する可変電流制御手段
（４）、（PC）と、を備えるスイッチング制御型電源回
路において、前記制御用トランジスタ（Q2）を前記スイ
ッチングトランジスタ（Q1）のオフ期間に強制的にター
ンオフさせて、前記スイッチングトランジスタ（Q1）の
オフ期間に前記帰還巻線（N3）に発生する電圧を前記制
御用トランジスタ（Q2）のベース・エミッタ間に逆バイ
アスとして印加するために、前記スイッチングトランジ
スタ（Q1）のベースと前記制御トランジスタ（Q2）のベ
ースとの間に接続された逆バイアス印加手段（R11）、
（D5）を、備えることを特徴とするスイッチング制御型
電源回路。1. A switching transistor (Q 1 ) in which an input winding (N 1 ) of a transformer (3) and a collector-emitter are connected in series to a DC input, and a base of the switching transistor (Q 1 ). A blocking oscillator having a feedback winding (N 3 ) of the transformer (3) whose one end is connected to the turn-off capacitor, a turn-off capacitor (C 2 ) connected in series between both ends of the feedback winding N 3 , and closing a charge diode (D 2), the signal path between the emitter of said charging diode (D 2) side of the one end (a) and the switching transistor of the turn-off capacitor (C 2) (Q 1) Control transistor (Q 2 ), a capacitor (C 4 ) connected between the base and emitter of this control transistor (Q 2 ), and the output winding (N 2 ) of the transformer (3) Direct current In a switching control type power supply circuit comprising variable current control means (4), (PC) for controlling a current charged in the capacitor (C 4 ) according to a voltage (V 0 ), the control transistor ( the Q 2) forcibly turns off the off period of the switching transistor (Q 1), the switching transistor (Q 1) said control transistor a voltage generated in the oFF period to the feedback winding (N 3) of the to apply a reverse bias between the base and the emitter of the (Q 2), the switching transistor (Q 1) base and connected to the reverse bias applying means (R between the base of said control transistor (Q 2) of 11 ),
A switching control type power supply circuit characterized by comprising (D 5 ).
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7697785A JPH0777514B2 (en) | 1985-04-11 | 1985-04-11 | Switching control type power supply circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7697785A JPH0777514B2 (en) | 1985-04-11 | 1985-04-11 | Switching control type power supply circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61236370A JPS61236370A (en) | 1986-10-21 |
| JPH0777514B2 true JPH0777514B2 (en) | 1995-08-16 |
Family
ID=13620841
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7697785A Expired - Lifetime JPH0777514B2 (en) | 1985-04-11 | 1985-04-11 | Switching control type power supply circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0777514B2 (en) |
-
1985
- 1985-04-11 JP JP7697785A patent/JPH0777514B2/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61236370A (en) | 1986-10-21 |
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