JPH0777514B2 - スイッチング制御型電源回路 - Google Patents
スイッチング制御型電源回路Info
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- JPH0777514B2 JPH0777514B2 JP7697785A JP7697785A JPH0777514B2 JP H0777514 B2 JPH0777514 B2 JP H0777514B2 JP 7697785 A JP7697785 A JP 7697785A JP 7697785 A JP7697785 A JP 7697785A JP H0777514 B2 JPH0777514 B2 JP H0777514B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/338—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
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- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 （イ） 産業上の利用分野 本発明は、テレビジョン受像機等の電源として使用され
るスイッチング制御型電源回路に関する。
るスイッチング制御型電源回路に関する。
（ロ） 従来の技術 スイッチング制御型電源回路としてブロッキング発振型
電源があり、良く知られている。
電源があり、良く知られている。
このブロッキング発振型電源回路の１つとして、第３図
に示す如きものが挙げられている。
に示す如きものが挙げられている。
説明を容易にするために、まず、このブロッキング発振
型電源回路の動作の概要を述べる。
型電源回路の動作の概要を述べる。
基本的には、コンデンサC1と、スイッチングトランジス
タQ1と、コンバータトランス３の入力巻線N1、及び帰還
巻線N3等で周知のブロッキング発振を行わせている。
タQ1と、コンバータトランス３の入力巻線N1、及び帰還
巻線N3等で周知のブロッキング発振を行わせている。
そして、その際のスイッチングトランジスタQ1のターン
オフタイミングを直流出力電圧V0の値に応じて変化させ
ることにより、定電圧制御を行っている。
オフタイミングを直流出力電圧V0の値に応じて変化させ
ることにより、定電圧制御を行っている。
そして、この回路の特徴は、スイッチングトランジスタ
Q1のターンオフタイミングを、制御トランジスタQ2のタ
ーンオンにより制御することである。
Q1のターンオフタイミングを、制御トランジスタQ2のタ
ーンオンにより制御することである。
つまり、制御トランジスタQ2のオンにより、ターンオフ
用コンデンサC2の両端間電圧がスイッチングトランジス
タQ1のベース・エミッタ間に逆バイアスとして印加され
ることにより行われる。
用コンデンサC2の両端間電圧がスイッチングトランジス
タQ1のベース・エミッタ間に逆バイアスとして印加され
ることにより行われる。
そして、制御トランジスタQ2のターンオンタイミング
は、直流出力電圧V0を検出する検出回路４からの信号で
フォトカプラPCを介して制御されて、この電源回路は定
電圧動作を行っている。
は、直流出力電圧V0を検出する検出回路４からの信号で
フォトカプラPCを介して制御されて、この電源回路は定
電圧動作を行っている。
このブロッキング発振回路は、起動時には、抵抗R1を介
して起動用電源が供給されてスイッチングトランジスタ
Q1がオンして、ブロッキング発振する。
して起動用電源が供給されてスイッチングトランジスタ
Q1がオンして、ブロッキング発振する。
定常時には、このスイッチングトランジスタQ1は、前述
の制御トランジスタQ2のターンオンによりターンオフさ
れる。スイッチングトランジスタQ1がターンオフする
と、出力巻線N2に電流が流れる。この電流が次第に減少
して行き略零になると、入力巻線N1のインダクダンスと
分布容量とによる共振動動作が生じる。
の制御トランジスタQ2のターンオンによりターンオフさ
れる。スイッチングトランジスタQ1がターンオフする
と、出力巻線N2に電流が流れる。この電流が次第に減少
して行き略零になると、入力巻線N1のインダクダンスと
分布容量とによる共振動動作が生じる。
この動作によって、上記巻線N1に流れる共振電流は、電
流Iiに対して逆方向、同方向に一定周期で交互に反転す
る。
流Iiに対して逆方向、同方向に一定周期で交互に反転す
る。
そして、上述の共振電流が電流Iiに対して逆方向から同
方向に変化した時、帰還巻線N3に正帰還電圧（逆起電
力）が発生する。このため、帰還巻線N3よりスイッチン
グトランジスタQ1のベースにベース電流が供給されて、
スイッチングトランジスタQ1がターンオンし始め、その
後は正帰還動作により、急速にターンオンする。
方向に変化した時、帰還巻線N3に正帰還電圧（逆起電
力）が発生する。このため、帰還巻線N3よりスイッチン
グトランジスタQ1のベースにベース電流が供給されて、
スイッチングトランジスタQ1がターンオンし始め、その
後は正帰還動作により、急速にターンオンする。
次にこの回路について詳述する。
この第３の電源回路は、基本的には、端子１、２間に供
給される非安定直流電圧に対してコンバータトランス３
の入力巻線N1とスイッチングトランジスタQ1と電流検出
用抵抗R2がこの順に直列接続される。且つ、一端がコン
デンサC1とダイオードD1と抵抗R3からなる直並列回路を
介して接地された前記トランス３の帰還巻線N3の他端
が、スイッチングトランジスタQ1のベースに接続され
る。これらの接続によってブロッキング発振回路が構成
されている。
給される非安定直流電圧に対してコンバータトランス３
の入力巻線N1とスイッチングトランジスタQ1と電流検出
用抵抗R2がこの順に直列接続される。且つ、一端がコン
デンサC1とダイオードD1と抵抗R3からなる直並列回路を
介して接地された前記トランス３の帰還巻線N3の他端
が、スイッチングトランジスタQ1のベースに接続され
る。これらの接続によってブロッキング発振回路が構成
されている。
抵抗R1は電源スイッチSWの投入時にスイッチングトラン
ジスタQ1にベース電流を供給する起動用のものである。
ジスタQ1にベース電流を供給する起動用のものである。
ダイオードD3、D4はその起動直後の過渡期或いは検出回
路４の故障時に入力巻線N1に流れる電流Iiを制限するた
めのものである。即ち、上記電流Iiの増大につれて抵抗
R2に発生する電圧とスイッチングトランジスタQ1のVBE
の和が上記ダイオードD3、D4の立上り電圧の和2VDを越
えたときに、この両ダイオードが導通してスイッチング
トランジスタQ1のベースへの正帰還電流をバイパスして
上記スイッチングトランジスタQ1をターンオフさせるも
のである。
路４の故障時に入力巻線N1に流れる電流Iiを制限するた
めのものである。即ち、上記電流Iiの増大につれて抵抗
R2に発生する電圧とスイッチングトランジスタQ1のVBE
の和が上記ダイオードD3、D4の立上り電圧の和2VDを越
えたときに、この両ダイオードが導通してスイッチング
トランジスタQ1のベースへの正帰還電流をバイパスして
上記スイッチングトランジスタQ1をターンオフさせるも
のである。
前記帰還巻線N3に図示の如く接続されたターンオフ用コ
ンデンサC2とその充電用ダイオードD2間に接続中点Ａと
接地点との間に電流制限抵抗R4を介して制御トランジス
タQ2が接続される。
ンデンサC2とその充電用ダイオードD2間に接続中点Ａと
接地点との間に電流制限抵抗R4を介して制御トランジス
タQ2が接続される。
一方、前記トランス３の出力巻線N2側には直流出力電圧
V0の変動検出用のトランジスタQ3及びツェナーダイオー
ドZD等からなる検出抵抗４が設けられる。
V0の変動検出用のトランジスタQ3及びツェナーダイオー
ドZD等からなる検出抵抗４が設けられる。
この検出回路４のトランジスタQ3の出力によりフォトカ
プラPCを介して制御トランジスタQ2のベース・エミッタ
間電圧を制御し、それによってこの制御トランジスタQ2
のターンオンタイミングが可変制御されるようになって
いる。
プラPCを介して制御トランジスタQ2のベース・エミッタ
間電圧を制御し、それによってこの制御トランジスタQ2
のターンオンタイミングが可変制御されるようになって
いる。
以下、この制御トランジスタQ2のターンオン動作につい
て説明する。
て説明する。
すなわち、この第３図の電源回路では、ブロッキング発
振動作しているスイッチングトランジスタQ1のオン期間
内の或るタイミングで制御トランジスタQ2がターンオン
するようになっている。この制御トランジスタQ2がオン
すると上記スイッチングトランジスタQ1の以前のオフ期
間に帰還巻線N3の電圧（第４図（ａ））参照で図示の極
性に充電されたターンオフ用コンデンサC2を電源として
図示の経路でスイッチングトランジスタQ1に逆バイアス
It（第４図（ｂ））が流れ、それによってこのスイッチ
ングトランジスタQ1がターンオフして該トランジスタの
オン期間が制限されることになる。
振動作しているスイッチングトランジスタQ1のオン期間
内の或るタイミングで制御トランジスタQ2がターンオン
するようになっている。この制御トランジスタQ2がオン
すると上記スイッチングトランジスタQ1の以前のオフ期
間に帰還巻線N3の電圧（第４図（ａ））参照で図示の極
性に充電されたターンオフ用コンデンサC2を電源として
図示の経路でスイッチングトランジスタQ1に逆バイアス
It（第４図（ｂ））が流れ、それによってこのスイッチ
ングトランジスタQ1がターンオフして該トランジスタの
オン期間が制限されることになる。
そして、直流出力電圧V0が上昇した場合は、この電圧V0
を電源としてフォトカプラPC内の発光ダイオードD0を流
れる電流が増大し、受光トランジスタQ0のインピーダン
スが減少する。従って、この受光トランジスタQ0を通っ
て流れる電流Icが増大して、制御トランジスタQ2のベー
ス即ちＣ点の電位（第４図（ｃ））が早く上昇するの
で、制御トランジスタQ2のターンオンタイミングが早く
なり、従って、スイッチングトランジスタQ1のオン期間
が短縮されて上記出力電圧V0の上昇が抑圧され安定化さ
れる訳である。（第４図（ｄ））及び（ｅ）は、スイッ
チングトランジスタQ1のベース電源Ib及び入力巻線N1の
電流Iiをそれぞれ示している。
を電源としてフォトカプラPC内の発光ダイオードD0を流
れる電流が増大し、受光トランジスタQ0のインピーダン
スが減少する。従って、この受光トランジスタQ0を通っ
て流れる電流Icが増大して、制御トランジスタQ2のベー
ス即ちＣ点の電位（第４図（ｃ））が早く上昇するの
で、制御トランジスタQ2のターンオンタイミングが早く
なり、従って、スイッチングトランジスタQ1のオン期間
が短縮されて上記出力電圧V0の上昇が抑圧され安定化さ
れる訳である。（第４図（ｄ））及び（ｅ）は、スイッ
チングトランジスタQ1のベース電源Ib及び入力巻線N1の
電流Iiをそれぞれ示している。
なお、前述のような制御トランジスタを備えるブロッキ
ング発振方式のスイッチング制御型電源回路は、例え
ば、実開昭59−155884号公報（H02M3/33）、実公平２−
31913号公報（H02M 3/338）等に記載されている。
ング発振方式のスイッチング制御型電源回路は、例え
ば、実開昭59−155884号公報（H02M3/33）、実公平２−
31913号公報（H02M 3/338）等に記載されている。
（ハ） 発明が解決しようとする問題点 さて、第３図の電源回路では、制御トランジスタQ2をス
イッチングトランジスタQ1のオン期間の後半のタイミン
グでターンオンさせるために、Ａ点から受光トランジス
タQ0を通って流れる電流IcでコンデンサC4を充電させて
この制御トランジスタQ2をオンする。
イッチングトランジスタQ1のオン期間の後半のタイミン
グでターンオンさせるために、Ａ点から受光トランジス
タQ0を通って流れる電流IcでコンデンサC4を充電させて
この制御トランジスタQ2をオンする。
この制御トランジスタQ2のオンのタイミングは、当然検
出回路４からフォトカプラPCの受光トランジスタQ0を介
する信号により制御される。これにより、この電源回路
は定電圧制御を行う。
出回路４からフォトカプラPCの受光トランジスタQ0を介
する信号により制御される。これにより、この電源回路
は定電圧制御を行う。
この制御の応答性を高めるために、制御トランジスタQ2
のベース・エミッタ間電圧は、その立上がり電圧VBE≒
0.7V近くの値にバイアスされている。
のベース・エミッタ間電圧は、その立上がり電圧VBE≒
0.7V近くの値にバイアスされている。
つまり、制御トランジスタQ2のベース・エミッタ間電圧
をその立上がり電圧VBE≒0.7V近くの狭い範囲で変化さ
せている。
をその立上がり電圧VBE≒0.7V近くの狭い範囲で変化さ
せている。
この様に、制御トランジスタQ2のベース電圧は狭い範囲
で変化させて、この制御トランジスタQ2のオン・オフを
制御していた。このため、負荷条件や周囲温度の変化に
対して動作が不安定である。すなわち制御トランジスタ
Q2は、これが一旦ターンオフしてスイッチングトランジ
スタQ1がオフとなっても、オフ状態に復帰せずスイッチ
ングトランジスタQ1の次のオン期間になっても依然とし
てオン状態を持続している場合が生じ、このような場合
はスイッチングトランジスタQ1は間欠発振状態になり、
安定な直流出力電圧V0が得られないことになる。また、
Ｃ点の電圧変動によって正規の発振周波数よりも高い周
波数で異常発振を起こす場合もあり、この場合も直流出
力電圧V0が不安定になると言う問題があった。
で変化させて、この制御トランジスタQ2のオン・オフを
制御していた。このため、負荷条件や周囲温度の変化に
対して動作が不安定である。すなわち制御トランジスタ
Q2は、これが一旦ターンオフしてスイッチングトランジ
スタQ1がオフとなっても、オフ状態に復帰せずスイッチ
ングトランジスタQ1の次のオン期間になっても依然とし
てオン状態を持続している場合が生じ、このような場合
はスイッチングトランジスタQ1は間欠発振状態になり、
安定な直流出力電圧V0が得られないことになる。また、
Ｃ点の電圧変動によって正規の発振周波数よりも高い周
波数で異常発振を起こす場合もあり、この場合も直流出
力電圧V0が不安定になると言う問題があった。
そこで、本発明は、上記の如くターンオフ用コンデンサ
の接離用の制御トランジスタを備えるブロッキング発振
方式のスイッチング制御型電源回路に於いて、上記制御
トランジスタQ2を確実にオン・オフさせるために、この
制御トランジスタQ2のベース電圧の可変範囲を大きくし
て、動作の安定化を画ることを目的とする。
の接離用の制御トランジスタを備えるブロッキング発振
方式のスイッチング制御型電源回路に於いて、上記制御
トランジスタQ2を確実にオン・オフさせるために、この
制御トランジスタQ2のベース電圧の可変範囲を大きくし
て、動作の安定化を画ることを目的とする。
（ニ） 問題点を解決するための手段 本発明は前述の制御トランジスタQ2を備えるブロッキン
グ発振方式のスイッチング制御型電源回路に於いて、ス
イッチングトランジスタQ1のオフ期間にトランスの帰還
巻線N3に発生する電圧を上記制御トランジスタQ2のベー
ス・エミッタ間に逆バイアスとして印加するようにし
た。
グ発振方式のスイッチング制御型電源回路に於いて、ス
イッチングトランジスタQ1のオフ期間にトランスの帰還
巻線N3に発生する電圧を上記制御トランジスタQ2のベー
ス・エミッタ間に逆バイアスとして印加するようにし
た。
（ホ） 作用 上記構成に依れば、スイッチングトランジスタQ1のオフ
期間に制御トランジスタQ2のベース・エミッタ間が逆バ
イアスされるので、上記制御トランジスタQ2のオン・オ
フ動作のための電圧可変領域を広く取れるので、スイッ
チングトランジスタQ1の次のオン期間にターンオンされ
るまで確実にオフ状態に保持される。つまり、温度・部
品のバラツキに対して安定な動作が保証できる。
期間に制御トランジスタQ2のベース・エミッタ間が逆バ
イアスされるので、上記制御トランジスタQ2のオン・オ
フ動作のための電圧可変領域を広く取れるので、スイッ
チングトランジスタQ1の次のオン期間にターンオンされ
るまで確実にオフ状態に保持される。つまり、温度・部
品のバラツキに対して安定な動作が保証できる。
（ヘ） 実施例 以下、第１図に示す本発明の一実施例について説明す
る。
る。
この実施例に於いて、第３図の従来回路と同一図番を付
した部分は同一の構成であるが、更に次の構成が追加さ
れている。即ち、それは制御トランジスタQ2を電流制限
抵抗R11と逆流防止ダイオードD5を介して帰還巻線N3の
一端Ｂに接続した点である。
した部分は同一の構成であるが、更に次の構成が追加さ
れている。即ち、それは制御トランジスタQ2を電流制限
抵抗R11と逆流防止ダイオードD5を介して帰還巻線N3の
一端Ｂに接続した点である。
斯る構成に依れば、スイッチングトランジスタQ1オン期
間では、帰還巻線N3の両端間電圧は（第２図（ａ））の
如くなり、この電圧とターンオフコンデンサC2の電圧の
合成電圧を電源として図示の経路で電流Icが流れ、この
電流IcによってコンデンサC4が充電されて行き、Ｃ点の
電位が（第２図（ｃ））の如く上昇して行く。
間では、帰還巻線N3の両端間電圧は（第２図（ａ））の
如くなり、この電圧とターンオフコンデンサC2の電圧の
合成電圧を電源として図示の経路で電流Icが流れ、この
電流IcによってコンデンサC4が充電されて行き、Ｃ点の
電位が（第２図（ｃ））の如く上昇して行く。
そして、この電位が制御トランジスタQ2のVBEを越える
と、このトランジスタQ2がターンオンする。
と、このトランジスタQ2がターンオンする。
すると、第３図で説明した動作によってスイッチングト
ランジスタQ1がターンオフし、帰還巻線N3のＢ端側が負
電位になる。
ランジスタQ1がターンオフし、帰還巻線N3のＢ端側が負
電位になる。
そして、帰還巻線N3、ダイオードD2コンデンサC2の経路
でコンデンサC2の充電が行われる。この際、フォトカプ
ラPCを構成している受光トランジスタQ0のインピーダン
スは非常に高く設定されているので、コンデンサC2に充
電された電圧が放電されることはない。
でコンデンサC2の充電が行われる。この際、フォトカプ
ラPCを構成している受光トランジスタQ0のインピーダン
スは非常に高く設定されているので、コンデンサC2に充
電された電圧が放電されることはない。
また、帰還巻線N3、コンデンサC1、抵抗R3、コンデンサ
C4、抵抗R11、ダイオードD5の経路で電流Idが流れるこ
とになる。
C4、抵抗R11、ダイオードD5の経路で電流Idが流れるこ
とになる。
なお、この際、電流が帰還巻線N3、ダイオードD2、受光
トランジスタQ0、抵抗R5、コンデンサC4の経路でコンデ
ンサC4を充電する方向にも流れようとするが、受光トラ
ンジスタQ0のインピーダンスは、抵抗R3、R5、R11に対
して非常に大きな値となっているため、実際上はコンデ
ンサC4には充電されない。
トランジスタQ0、抵抗R5、コンデンサC4の経路でコンデ
ンサC4を充電する方向にも流れようとするが、受光トラ
ンジスタQ0のインピーダンスは、抵抗R3、R5、R11に対
して非常に大きな値となっているため、実際上はコンデ
ンサC4には充電されない。
そして、上述の経路で流れる電流Idにより、コンデンサ
C4が放電され、その後更に逆方向に充電されていく。
C4が放電され、その後更に逆方向に充電されていく。
これによって、Ｃ点の電位が図示の如く急速に低下して
スイッチングトランジスタQ1のオフ期間内に制御トラン
ジスタQ2のVBE以下になるので、このトランジスタQ2は
上記オフ期間内に確実にオフになる。
スイッチングトランジスタQ1のオフ期間内に制御トラン
ジスタQ2のVBE以下になるので、このトランジスタQ2は
上記オフ期間内に確実にオフになる。
次に、スイッチングトランジスタQ1がターンオフする
と、出力巻線N2に電流If（第２図（ｆ））が流れる。こ
の電流が次第に減少して行き略零になると、入力巻線N1
のインダクタンスと分布容量とによる共振動作が生じ
る。
と、出力巻線N2に電流If（第２図（ｆ））が流れる。こ
の電流が次第に減少して行き略零になると、入力巻線N1
のインダクタンスと分布容量とによる共振動作が生じ
る。
この動作によって、上記巻線N1に流れる共振電流は、電
流Iiに対して逆方向、同方向に一定周期で交互に反転す
る。
流Iiに対して逆方向、同方向に一定周期で交互に反転す
る。
そして、上述の共振電流が電流Iiに対して逆方向から同
方向に変化した時、帰還巻線N3に正帰還電圧（逆起電
力）が発生する。このため、帰還巻線N3よりスイッチン
グトランジスタQ1のベースにベース電流が供給されて、
スイッチングトランジスタQ1がターンオンし始め、その
後は正帰還動作により、急速にターンオンする。
方向に変化した時、帰還巻線N3に正帰還電圧（逆起電
力）が発生する。このため、帰還巻線N3よりスイッチン
グトランジスタQ1のベースにベース電流が供給されて、
スイッチングトランジスタQ1がターンオンし始め、その
後は正帰還動作により、急速にターンオンする。
このスイッチングトランジスタQ1のターンオン動作は、
第３図の場合と同じく同様である。そして、以後は前述
の動作を繰り返して行く訳である。
第３図の場合と同じく同様である。そして、以後は前述
の動作を繰り返して行く訳である。
ここで（第２図（ｃ））に示されるように、制御トラン
ジスタQ2のベース電位はオフ期間の終わりで大きく負電
位に低下しているので、オン期間に上記ベース電位を大
きく変化させるため、受光トランジスタQ0と抵抗R5及び
コンデンサC4からなる時定数が第３図の場合よりも小さ
く選定されている点に注意すべきである。
ジスタQ2のベース電位はオフ期間の終わりで大きく負電
位に低下しているので、オン期間に上記ベース電位を大
きく変化させるため、受光トランジスタQ0と抵抗R5及び
コンデンサC4からなる時定数が第３図の場合よりも小さ
く選定されている点に注意すべきである。
（ト） 発明の効果 本発明のスイッチング制御型電源回路では、ターンオフ
用コンデンサの接離を行う制御トランジスタQ2のベース
に逆バイアスをかけて、そのオン・オフ制御のための可
変領域を広く取れる。よって、この制御トランジスタQ2
を温度変化や負荷変動に拘らず確実にオン、オフさせる
ことができ、スイッチングトランジスタの動作が不規則
になったり、異常発振が生じたりすることがなく、安定
した動作を達成できる。
用コンデンサの接離を行う制御トランジスタQ2のベース
に逆バイアスをかけて、そのオン・オフ制御のための可
変領域を広く取れる。よって、この制御トランジスタQ2
を温度変化や負荷変動に拘らず確実にオン、オフさせる
ことができ、スイッチングトランジスタの動作が不規則
になったり、異常発振が生じたりすることがなく、安定
した動作を達成できる。
第１図は本発明電源回路の一実施例を示す図、第２図は
その電圧、電流波形を示す波形図である。 第３図は従来のスイッチング制御型電源回路の一例を示
す図、第４図はその各部の電流、電圧波形を示す波形図
である。 Q1……スイッチングトランジスタ、 Q2……制御トランジスタ、 C2……ターンオフ用コンデンサ、 D2……充電用ダイオード、 R11,D5……逆バイアス印加用のダイオード及び抵抗。
その電圧、電流波形を示す波形図である。 第３図は従来のスイッチング制御型電源回路の一例を示
す図、第４図はその各部の電流、電圧波形を示す波形図
である。 Q1……スイッチングトランジスタ、 Q2……制御トランジスタ、 C2……ターンオフ用コンデンサ、 D2……充電用ダイオード、 R11,D5……逆バイアス印加用のダイオード及び抵抗。
Claims (1)
- 【請求項１】直流入力に対して、トランス（３）の入力
巻線（N1）とコレクタ・エミッタ間が直列接続されたス
イッチングトランジスタ（Q1）と、このスイッチングト
ランジスタ（Q1）のベースに一端が接続された前記トラ
ンス（３）の帰還巻線（N3）とを有するブロッキング発
振部と、前記帰還巻線N3の両端間に直列に接続されたタ
ーンオフ用コンデンサ（C2）及び充電用ダイオード
（D2）と、前記ターンオフ用コンデンサ（C2）の前記充
電用ダイオード（D2）側の一端（Ａ）と前記スイッチン
グトランジスタ（Q1）のエミッタとの間の信号路を開閉
する制御用トランジスタ（Q2）と、この制御用トランジ
スタ（Q2）のベース・エミッタ間に接続されたコンデン
サ（C4）と、前記トランス（３）の出力巻線（N2）より
得られる直流電圧（V0）に応じて、前記コンデンサ
（C4）に充電される電流を制御する可変電流制御手段
（４）、（PC）と、を備えるスイッチング制御型電源回
路において、前記制御用トランジスタ（Q2）を前記スイ
ッチングトランジスタ（Q1）のオフ期間に強制的にター
ンオフさせて、前記スイッチングトランジスタ（Q1）の
オフ期間に前記帰還巻線（N3）に発生する電圧を前記制
御用トランジスタ（Q2）のベース・エミッタ間に逆バイ
アスとして印加するために、前記スイッチングトランジ
スタ（Q1）のベースと前記制御トランジスタ（Q2）のベ
ースとの間に接続された逆バイアス印加手段（R11）、
（D5）を、備えることを特徴とするスイッチング制御型
電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7697785A JPH0777514B2 (ja) | 1985-04-11 | 1985-04-11 | スイッチング制御型電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7697785A JPH0777514B2 (ja) | 1985-04-11 | 1985-04-11 | スイッチング制御型電源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61236370A JPS61236370A (ja) | 1986-10-21 |
| JPH0777514B2 true JPH0777514B2 (ja) | 1995-08-16 |
Family
ID=13620841
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7697785A Expired - Lifetime JPH0777514B2 (ja) | 1985-04-11 | 1985-04-11 | スイッチング制御型電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0777514B2 (ja) |
-
1985
- 1985-04-11 JP JP7697785A patent/JPH0777514B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61236370A (ja) | 1986-10-21 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |