JPH0777995A - 能動型ノイズ消去装置 - Google Patents
能動型ノイズ消去装置Info
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- Y10—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC
- Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
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- Y10S367/901—Noise or unwanted signal reduction in nonseismic receiving system
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- Soundproofing, Sound Blocking, And Sound Damping (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】周波数安定領域における安定した動作を維持で
き、しかも低いサンプルレートでの動作が可能な能動型
ノイズ消去装置を実現する。 【構成】能動型ノイズ消去装置（１００）は、フィルタ
の安定性を維持するために、重み更新ロジックにディレ
イを挿入している。ノイズおよび残留ノイズはセンサ１
０２およびマイクロホン１０８によって検知され、それ
ぞれの検知信号は、アダプティブフィルタ１１３で処理
するために、所定のサンプルレートでデジタル化され
る。アダプティブフィルタが安定する周波数領域の自由
度を維持しつつ、高いサンプルレートの必要性を取り除
くために、重み更新ロジックに供給される遅延は、サン
プル期間の非整数倍である。この非整数遅延は、サンプ
ル補間およびデシメイション処理によって得られる。
き、しかも低いサンプルレートでの動作が可能な能動型
ノイズ消去装置を実現する。 【構成】能動型ノイズ消去装置（１００）は、フィルタ
の安定性を維持するために、重み更新ロジックにディレ
イを挿入している。ノイズおよび残留ノイズはセンサ１
０２およびマイクロホン１０８によって検知され、それ
ぞれの検知信号は、アダプティブフィルタ１１３で処理
するために、所定のサンプルレートでデジタル化され
る。アダプティブフィルタが安定する周波数領域の自由
度を維持しつつ、高いサンプルレートの必要性を取り除
くために、重み更新ロジックに供給される遅延は、サン
プル期間の非整数倍である。この非整数遅延は、サンプ
ル補間およびデシメイション処理によって得られる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は能動型ノイズ消去装置
に関する。
に関する。
【０００２】
【従来の技術】能動型ノイズ消去の目的は有害ノイズ源
を逆転して（invert）空間の中の特定点でこれを抑制す
る波形を作ることである。このアクティブノイズキャン
セルの場合、減算（subtraction ）のために１つの波形
が作られ、この減算は電気的と言うよりも音響的に行わ
れる。
を逆転して（invert）空間の中の特定点でこれを抑制す
る波形を作ることである。このアクティブノイズキャン
セルの場合、減算（subtraction ）のために１つの波形
が作られ、この減算は電気的と言うよりも音響的に行わ
れる。
【０００３】基本的なアクティブノイズキャンセラにお
いては、ノイズ源又は振動は、加速度計又はマイクロフ
ォンの如きローカル・センサーで測定される。ノイズは
音響的に音響チャンネルを通って、ノイズの抑制を希望
する空間中の一点に伝わるが、そこには別のマイクロホ
ンが置かれている。その目的はノイズ源による音響的エ
ネルギー成分を取り除くことである。局部センサーから
の測定ノイズ波形が適応型フィルタに入力され、その出
力がスピーカーを駆動する。静かにすべきその点におけ
る第２のマイクロホン出力は適応フィルターを更新する
ためのエラー波形として作用する。適応フィルターは、
時間内での繰り返しと共にその重みを変え、そのマイク
ロホンでは、（最小平均二乗誤差的に）可能な限り、空
間の中のその点におけるノイズが逆転されたように見え
るスピーカー出力を出す。従って、最低のパワーを持つ
ように誤差波形を駆動する中で、適応フィルターがスピ
ーカーを駆動することによってノイズを除去し、これを
逆転する。
いては、ノイズ源又は振動は、加速度計又はマイクロフ
ォンの如きローカル・センサーで測定される。ノイズは
音響的に音響チャンネルを通って、ノイズの抑制を希望
する空間中の一点に伝わるが、そこには別のマイクロホ
ンが置かれている。その目的はノイズ源による音響的エ
ネルギー成分を取り除くことである。局部センサーから
の測定ノイズ波形が適応型フィルタに入力され、その出
力がスピーカーを駆動する。静かにすべきその点におけ
る第２のマイクロホン出力は適応フィルターを更新する
ためのエラー波形として作用する。適応フィルターは、
時間内での繰り返しと共にその重みを変え、そのマイク
ロホンでは、（最小平均二乗誤差的に）可能な限り、空
間の中のその点におけるノイズが逆転されたように見え
るスピーカー出力を出す。従って、最低のパワーを持つ
ように誤差波形を駆動する中で、適応フィルターがスピ
ーカーを駆動することによってノイズを除去し、これを
逆転する。
【０００４】従来のアクティブノイズキャンセラの多く
は、フィルタしたＸ ＬＭＳアルゴリズムを使用してい
るが、これにはトレーニング・モード（学習モード）が
必要である。このトレーニング・モードの機能は、その
システムに使われるスピーカー及びマイクロホンの搬送
機能を学習し、相殺フィルタをＬＭＳアルゴリズムのフ
ィードバック・ループの中に挿入し、これを安定化させ
るものである。物理的状態が変化すると、このトレーニ
ング・モードは再び初期化しなければならない。例え
ば、自動車で客席の騒音を押さえるために適用する場合
は、このトレーニング・モードは、窓を開けたり、別の
客が席に乗り込んだり、又は自動車をヒートアップした
りしたとき、その都度行う必要がある。このトレーニン
グ・モードは乗客には全く不愉快なものである。
は、フィルタしたＸ ＬＭＳアルゴリズムを使用してい
るが、これにはトレーニング・モード（学習モード）が
必要である。このトレーニング・モードの機能は、その
システムに使われるスピーカー及びマイクロホンの搬送
機能を学習し、相殺フィルタをＬＭＳアルゴリズムのフ
ィードバック・ループの中に挿入し、これを安定化させ
るものである。物理的状態が変化すると、このトレーニ
ング・モードは再び初期化しなければならない。例え
ば、自動車で客席の騒音を押さえるために適用する場合
は、このトレーニング・モードは、窓を開けたり、別の
客が席に乗り込んだり、又は自動車をヒートアップした
りしたとき、その都度行う必要がある。このトレーニン
グ・モードは乗客には全く不愉快なものである。
【０００５】米国特許第５，１１７，４０１号はトレー
ニング・モードを必要としないアクティブノイズキャン
セラについて記載している。重量更新の演算に時間の遅
れを挿入することによって、キャンセラの周波数安定域
を変更する。従って、このキャンセラは、手で簡単に時
間の遅れ値を調節することによって、キャンセル程度を
いかなる場合にも容易に適応させ、所望の周波数安定区
域を得ることの出来る１つの機構を提供している。
ニング・モードを必要としないアクティブノイズキャン
セラについて記載している。重量更新の演算に時間の遅
れを挿入することによって、キャンセラの周波数安定域
を変更する。従って、このキャンセラは、手で簡単に時
間の遅れ値を調節することによって、キャンセル程度を
いかなる場合にも容易に適応させ、所望の周波数安定区
域を得ることの出来る１つの機構を提供している。
【０００６】フィルター重み更新に遅延を使用するキャ
ンセルシステムにおいては、米国特許第５，１１７，４
０１号に記載されているごとく、デジタルのサンプリン
グ期間の整数倍である遅れ値を使用した方が便利であ
る。キャンセラ周波数安定区域に小さな変化をもたらす
比較的小さな時間の遅れを挿入するための自由度を与え
るためには、比較的高いサンプリングレートを用いる必
要がある。
ンセルシステムにおいては、米国特許第５，１１７，４
０１号に記載されているごとく、デジタルのサンプリン
グ期間の整数倍である遅れ値を使用した方が便利であ
る。キャンセラ周波数安定区域に小さな変化をもたらす
比較的小さな時間の遅れを挿入するための自由度を与え
るためには、比較的高いサンプリングレートを用いる必
要がある。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】従来では、トレーニン
グ・モードを必要とし、また比較的高いサンプリングレ
ートを用いる必要があった。
グ・モードを必要とし、また比較的高いサンプリングレ
ートを用いる必要があった。
【０００８】従って、本発明の目的は、適応フィルター
と、サンプル期間の非整数倍であることができるフィル
ター重み更新における遅延とを用いた能動型ノイズ消去
装置を提供することである。
と、サンプル期間の非整数倍であることができるフィル
ター重み更新における遅延とを用いた能動型ノイズ消去
装置を提供することである。
【０００９】
【課題を解決するための手段および作用】本発明による
アクティブ型ノイズ消去装置は、押さえるべきノイズを
示すノイズセンサー信号を出すノイズ・センサーと、及
び、与えられたサンプルレートにおけるノイズ・センサ
ー信号をディジタル化するディジタル化手段とを含む。
このシステムは、又、残留ノイズを示す誤差信号を出す
音響センサーと、この誤差信号をデジタル化する第２の
デジタル化手段とを含む。音響出力デバイスが取消しの
音響信号を出す。
アクティブ型ノイズ消去装置は、押さえるべきノイズを
示すノイズセンサー信号を出すノイズ・センサーと、及
び、与えられたサンプルレートにおけるノイズ・センサ
ー信号をディジタル化するディジタル化手段とを含む。
このシステムは、又、残留ノイズを示す誤差信号を出す
音響センサーと、この誤差信号をデジタル化する第２の
デジタル化手段とを含む。音響出力デバイスが取消しの
音響信号を出す。
【００１０】遅延手段が、予め選択された時間の遅れで
デジタル化されたノイズ・センサー信号を遅らせるため
に設けられる。本発明によれば、この時間の遅れは、デ
ジタル化サンプルレートで決定されたサンプル期間の非
整数倍になるように選択される。
デジタル化されたノイズ・センサー信号を遅らせるため
に設けられる。本発明によれば、この時間の遅れは、デ
ジタル化サンプルレートで決定されたサンプル期間の非
整数倍になるように選択される。
【００１１】複数の入力を持つ適応フィルターは、デジ
タル化したノイズ・センサー信号、遅延したデジタル化
ノイズ・センサー信号、及び、デジタル化した誤差信号
に応答し音響出力デバイスを駆動する出力信号を作り出
す。遅延手段は、この適応フィルターを１以上の周波数
安定区域に亘って安定させ、トレーニング・モードを必
要とせず、サンプリングレートを低減化して所望の周波
数安定化領域において安定した動作を得る事ができる。
タル化したノイズ・センサー信号、遅延したデジタル化
ノイズ・センサー信号、及び、デジタル化した誤差信号
に応答し音響出力デバイスを駆動する出力信号を作り出
す。遅延手段は、この適応フィルターを１以上の周波数
安定区域に亘って安定させ、トレーニング・モードを必
要とせず、サンプリングレートを低減化して所望の周波
数安定化領域において安定した動作を得る事ができる。
【００１２】
【実施例】図１は、説明の便宜上、能動型ノイズ除去装
置として実現されたアダプティブノイズキャンセラ（以
下ＡＮＣと略記する）５０を周波数領域アナログで表現
している。その詳細は、トレーニングモードを必要とし
ない場合について、米国特許第5,117,401 号公報に開示
がある。まず、このキャンセラの周波数安定領域を図解
するために、周波数領域アナログについて述べる。ノイ
ズ源からのノイズｎ（ｘ）は高速フーリエ変換器（以下
ＦＦＴと略記する）５２に与えられ、その結果得られた
ＦＦＴ成分ｘω（ｎ）は、伝達関数Ｐ（ｊω）を持つブ
ロック５４のアコースティックチャネルに与えられる。
ＡＮＣシステム５０は、伝達関数ＨＭ（ｊω）を持つマ
イクロフォン５８と、伝達関数ＨＳ（ｊω）を持つスピ
ーカ６０とを含んでいる。アコースティックチャネル５
４は、チャネルレスポンスをスピーカ励起に加える混合
関数５６を本質的に処理する。マイクロフォン５８は、
混合器５６からの混合信号に応答する。そのフーリエ成
分は、伝達関数Ｇ（ｊω）を持つアダプティブＬＭＳフ
ィルタ６２に与えられる。このフィルタのウエイトは、
遅延時間Δ（６６）だけ遅延されたマイクロフォンレス
ポンスによって更新される。
置として実現されたアダプティブノイズキャンセラ（以
下ＡＮＣと略記する）５０を周波数領域アナログで表現
している。その詳細は、トレーニングモードを必要とし
ない場合について、米国特許第5,117,401 号公報に開示
がある。まず、このキャンセラの周波数安定領域を図解
するために、周波数領域アナログについて述べる。ノイ
ズ源からのノイズｎ（ｘ）は高速フーリエ変換器（以下
ＦＦＴと略記する）５２に与えられ、その結果得られた
ＦＦＴ成分ｘω（ｎ）は、伝達関数Ｐ（ｊω）を持つブ
ロック５４のアコースティックチャネルに与えられる。
ＡＮＣシステム５０は、伝達関数ＨＭ（ｊω）を持つマ
イクロフォン５８と、伝達関数ＨＳ（ｊω）を持つスピ
ーカ６０とを含んでいる。アコースティックチャネル５
４は、チャネルレスポンスをスピーカ励起に加える混合
関数５６を本質的に処理する。マイクロフォン５８は、
混合器５６からの混合信号に応答する。そのフーリエ成
分は、伝達関数Ｇ（ｊω）を持つアダプティブＬＭＳフ
ィルタ６２に与えられる。このフィルタのウエイトは、
遅延時間Δ（６６）だけ遅延されたマイクロフォンレス
ポンスによって更新される。
【００１３】図１に示したＡＮＣシステム５０内のアダ
プティブ（適応型）フィルタは、マイクロフォンースピ
ーカ間伝達関数と遅延線伝達関数との積の実数部分が正
である周波数領域、すなわちＲｅａｌ｛ｅｘｐ（ｊω
Δ）Ｈｍ（ｊω）｝＞０である周波数領域で、安定して
いる。この不等式に対する当然の結果として、｛ｅｘｐ
（ｊωΔ）Ｈｍ（ｊω）Ｈｓ（ｊω）｝の位相は（２ｎ
πーπ／２、２ｎπ＋π／２）の範囲内、すなわち複素
平面の右側にあらねばならないことになる。ここでｎ＝
１、２、…である。図２は、｛ｅｘｐ（ｊωΔ）Ｈｍ
（ｊω）Ｈｓ（ｊω）｝の位相をプロットしたものであ
る。ここで、Ｈｍ（ｊω）およびＨｓ（ｊω）は、それ
ぞれ、たとえばチェビチェフおよびバターワースフィル
タによりモデル化してある。この例において、遅延が存
在しないとき、すなわちΔ＝０の場合は、アダプティブ
フィルタの安定領域は、｛ｅｘｐ（ｊωΔ）Ｈｍ（ｊ
ω）Ｈｓ（ｊω）｝の位相を、図中点々のバンドに配置
した場合に得られる。この安定領域バンドは、およそ１
〜２Ｈｚ、１７〜４２Ｈｚ、７０〜１７０Ｈｚ、１５０
０〜２９００Ｈｚ、および３４００〜５０００Ｈｚにあ
る。ここで、１００００Ｈｚのサンプル周波数に基づ
き、７サンプル分の遅延を加えると、スピーカーマイク
ロフォン位相応答関数の位相曲線の曲がり具合は上向き
となり、その安定領域は、大略１〜２Ｈｚ、１７〜４２
Ｈｚ、７０〜１４００Ｈｚ、および３０００〜５０００
Ｈｚに変化する。このＡＮＣシステムにおける「周波数
安定領域」とは、この周波数領域内の外乱信号を抑圧す
る動作が行なわれるときにアダプティブフィルタが安定
している周波数領域のことを言う。別の言い方をすれ
ば、この周波数領域外の信号で励起されたときにはアダ
プティブフィルタが絶対的に安定して動作することはで
きない。図２の例において、１００００Ｈｚのサンプル
周波数に基づく７サンプル分の遅延を挿入すると、遅延
挿入がない場合の７０〜１７０Ｈｚに対して、周波数安
定領域が７０〜１４００Ｈｚに拡大される。仮に周波数
安定領域が注目の周波数バンドをさしているとして、こ
の実施例においてはサンプル周波数をナイキストレート
３０００Ｈｚ（１４００Ｈｚの約２倍）よりも十分に高
い１００００Ｈｚとしたので、７サンプル分（または0.
7 ミリセコンド）の遅延の挿入は容易に実現できる。と
ころで、0.7 ミリセコンドの遅延を行なうときは、処理
に対する要求を下げる目的でより低いサンプル周波数を
採用する場合に、整数タップディレイを用いた遅延方式
では問題が起こり得る。本願発明では、非整数サンプル
ディレイをもたらすデジタル処理技術により、この問題
を回避して、低いサンプル周波数を可能にしている。こ
の非整数サンプルディレイ値をもたらすデジタル処理技
術は、デジタル補間（インタ−ポーレイション；ｉｎｔ
ｅｒｐｏｌａｔｉｏｎ）処理およびデジタル間引（デシ
メイション；ｄｅｃｉｍａｔｉｏｎ）処理を含んでい
る。これらのデジタル処理は数学的なフィルタ処理とし
て捕えることができる。
プティブ（適応型）フィルタは、マイクロフォンースピ
ーカ間伝達関数と遅延線伝達関数との積の実数部分が正
である周波数領域、すなわちＲｅａｌ｛ｅｘｐ（ｊω
Δ）Ｈｍ（ｊω）｝＞０である周波数領域で、安定して
いる。この不等式に対する当然の結果として、｛ｅｘｐ
（ｊωΔ）Ｈｍ（ｊω）Ｈｓ（ｊω）｝の位相は（２ｎ
πーπ／２、２ｎπ＋π／２）の範囲内、すなわち複素
平面の右側にあらねばならないことになる。ここでｎ＝
１、２、…である。図２は、｛ｅｘｐ（ｊωΔ）Ｈｍ
（ｊω）Ｈｓ（ｊω）｝の位相をプロットしたものであ
る。ここで、Ｈｍ（ｊω）およびＨｓ（ｊω）は、それ
ぞれ、たとえばチェビチェフおよびバターワースフィル
タによりモデル化してある。この例において、遅延が存
在しないとき、すなわちΔ＝０の場合は、アダプティブ
フィルタの安定領域は、｛ｅｘｐ（ｊωΔ）Ｈｍ（ｊ
ω）Ｈｓ（ｊω）｝の位相を、図中点々のバンドに配置
した場合に得られる。この安定領域バンドは、およそ１
〜２Ｈｚ、１７〜４２Ｈｚ、７０〜１７０Ｈｚ、１５０
０〜２９００Ｈｚ、および３４００〜５０００Ｈｚにあ
る。ここで、１００００Ｈｚのサンプル周波数に基づ
き、７サンプル分の遅延を加えると、スピーカーマイク
ロフォン位相応答関数の位相曲線の曲がり具合は上向き
となり、その安定領域は、大略１〜２Ｈｚ、１７〜４２
Ｈｚ、７０〜１４００Ｈｚ、および３０００〜５０００
Ｈｚに変化する。このＡＮＣシステムにおける「周波数
安定領域」とは、この周波数領域内の外乱信号を抑圧す
る動作が行なわれるときにアダプティブフィルタが安定
している周波数領域のことを言う。別の言い方をすれ
ば、この周波数領域外の信号で励起されたときにはアダ
プティブフィルタが絶対的に安定して動作することはで
きない。図２の例において、１００００Ｈｚのサンプル
周波数に基づく７サンプル分の遅延を挿入すると、遅延
挿入がない場合の７０〜１７０Ｈｚに対して、周波数安
定領域が７０〜１４００Ｈｚに拡大される。仮に周波数
安定領域が注目の周波数バンドをさしているとして、こ
の実施例においてはサンプル周波数をナイキストレート
３０００Ｈｚ（１４００Ｈｚの約２倍）よりも十分に高
い１００００Ｈｚとしたので、７サンプル分（または0.
7 ミリセコンド）の遅延の挿入は容易に実現できる。と
ころで、0.7 ミリセコンドの遅延を行なうときは、処理
に対する要求を下げる目的でより低いサンプル周波数を
採用する場合に、整数タップディレイを用いた遅延方式
では問題が起こり得る。本願発明では、非整数サンプル
ディレイをもたらすデジタル処理技術により、この問題
を回避して、低いサンプル周波数を可能にしている。こ
の非整数サンプルディレイ値をもたらすデジタル処理技
術は、デジタル補間（インタ−ポーレイション；ｉｎｔ
ｅｒｐｏｌａｔｉｏｎ）処理およびデジタル間引（デシ
メイション；ｄｅｃｉｍａｔｉｏｎ）処理を含んでい
る。これらのデジタル処理は数学的なフィルタ処理とし
て捕えることができる。
【００１４】このデジタル処理を説明するために、上記
例において、遅延時間は0.7 ミリセコンドのままで、サ
ンプル周波数を１００００Ｈｚから３０００Ｈｚに下げ
る場合を想定してみる。このような遅延を満足する補間
および間引処理は、３００００Ｈｚのサンプル周波数に
対する時系列に沿った第一の補間処理を含む。この処理
の第２のステップでは、間引係数を１０としたとき、所
望の遅延時系列を生成する所望の遅延時間サンプルが選
択される。
例において、遅延時間は0.7 ミリセコンドのままで、サ
ンプル周波数を１００００Ｈｚから３０００Ｈｚに下げ
る場合を想定してみる。このような遅延を満足する補間
および間引処理は、３００００Ｈｚのサンプル周波数に
対する時系列に沿った第一の補間処理を含む。この処理
の第２のステップでは、間引係数を１０としたとき、所
望の遅延時系列を生成する所望の遅延時間サンプルが選
択される。
【００１５】デジタルサンプリングには幾つかの方法が
知られている。本実施例に適用できる一例として、「"N
ew Results in the Design of Digital Interpolator
s," G.Oetken et al., IEEE Trans. Acoust., Speech,
Signal Processing, Vol. ASSP-23, pp. 301-309, Jun
e, 1975 」を挙げておく。この文献のフィルタは、元の
入力データ列に対する歪が極小である点で、本実施例に
とって理想的である。この文献の内容全体は、本明細書
の開示内容の一部とする。この文献の設計手法によるフ
ィルタのインパルス応答はｓｉｎ（ｘ）／ｘの変形を採
用しており、入力サンプルが無限に与えられるならば、
これは理論的に誤差なしの補間を可能にする。本願発明
のＡＮＣシステムに利用可能なデジタルリサンプリング
処理技術は、その他にも色々ある。
知られている。本実施例に適用できる一例として、「"N
ew Results in the Design of Digital Interpolator
s," G.Oetken et al., IEEE Trans. Acoust., Speech,
Signal Processing, Vol. ASSP-23, pp. 301-309, Jun
e, 1975 」を挙げておく。この文献のフィルタは、元の
入力データ列に対する歪が極小である点で、本実施例に
とって理想的である。この文献の内容全体は、本明細書
の開示内容の一部とする。この文献の設計手法によるフ
ィルタのインパルス応答はｓｉｎ（ｘ）／ｘの変形を採
用しており、入力サンプルが無限に与えられるならば、
これは理論的に誤差なしの補間を可能にする。本願発明
のＡＮＣシステムに利用可能なデジタルリサンプリング
処理技術は、その他にも色々ある。
【００１６】図３（ａ）〜（ｄ）はデジタル再サンプリ
ングの変化である非整数サンプル遅延処理の機械化(mec
hanization) を示している。上記例を用いて、この処理
に含まれるステップは次のように説明できる。入力時系
列（図３（ａ））は最初に９つのゼロでサンプル間をゼ
ロ充填され、これが３，０００Ｈｚから３０，０００Ｈ
ｚ（図３（ｂ））までのオリジナルサンプル周波数を効
果的に増加する。それから、新たな時系列がローパスフ
イルタに入力される。ローパスフイルタの設計は、オエ
トケン他（Oetken et al. ）に記述された設計手順に基
づいている。将来の問題を考慮して、１つの３，０００
Ｈｚサンプルを発生するために４つの３０，０００Ｈｚ
の入力サンプルの最大値を用いることは、理想的のよう
である。図４には、最初の２つのサイドローブで裁頭さ
れたサイン（sin ）(x)/x 形状を示す結果フイルタ(res
ulting filter)のインパルス応答が示されている。これ
は、入力を受ける以前に出力発生できない原因システム
(causal system) であるので、フイルタは、処理によっ
て導入される全部の遅延の一部として明らかにすべき大
きな時間遅延を導き出す。この場合、大きな遅延は２０
サンプル間隔（または３，０００Ｈｚレートで２サンプ
ル間隔）またはフイルタのピーク応答の位置によって示
されるように０．６６７ミリ秒である。補間のための２
以上の入力サンプルは、０．７ミリ秒の時間遅延要求を
越えて出力での１０の追加のサンプルの他の遅延を引き
起こすことになるので、このフイルタの大きな遅延は、
例えば４入力サンプル補間を選択する理由となる。この
ローパスフイルタは、そのsin(x)/xのような特性により
オリジナル入力時系列をエラーなく再構成させる。必要
な遅延は０．７ミリ秒であり、フイルタの大きな遅延は
０．６６７ミリ秒だけを与えるので、３０，０００Ｈｚ
では正確にサンプル間隔に等しい追加の０．０３３３ミ
リ秒の遅延が要求を満たすために必要である。ローパス
フイルタ（図３（ｄ）の出力で挿入された追加の遅延お
よびデシメイション（decimation）によって、遅延要求
を満たす時系列が得られる。
ングの変化である非整数サンプル遅延処理の機械化(mec
hanization) を示している。上記例を用いて、この処理
に含まれるステップは次のように説明できる。入力時系
列（図３（ａ））は最初に９つのゼロでサンプル間をゼ
ロ充填され、これが３，０００Ｈｚから３０，０００Ｈ
ｚ（図３（ｂ））までのオリジナルサンプル周波数を効
果的に増加する。それから、新たな時系列がローパスフ
イルタに入力される。ローパスフイルタの設計は、オエ
トケン他（Oetken et al. ）に記述された設計手順に基
づいている。将来の問題を考慮して、１つの３，０００
Ｈｚサンプルを発生するために４つの３０，０００Ｈｚ
の入力サンプルの最大値を用いることは、理想的のよう
である。図４には、最初の２つのサイドローブで裁頭さ
れたサイン（sin ）(x)/x 形状を示す結果フイルタ(res
ulting filter)のインパルス応答が示されている。これ
は、入力を受ける以前に出力発生できない原因システム
(causal system) であるので、フイルタは、処理によっ
て導入される全部の遅延の一部として明らかにすべき大
きな時間遅延を導き出す。この場合、大きな遅延は２０
サンプル間隔（または３，０００Ｈｚレートで２サンプ
ル間隔）またはフイルタのピーク応答の位置によって示
されるように０．６６７ミリ秒である。補間のための２
以上の入力サンプルは、０．７ミリ秒の時間遅延要求を
越えて出力での１０の追加のサンプルの他の遅延を引き
起こすことになるので、このフイルタの大きな遅延は、
例えば４入力サンプル補間を選択する理由となる。この
ローパスフイルタは、そのsin(x)/xのような特性により
オリジナル入力時系列をエラーなく再構成させる。必要
な遅延は０．７ミリ秒であり、フイルタの大きな遅延は
０．６６７ミリ秒だけを与えるので、３０，０００Ｈｚ
では正確にサンプル間隔に等しい追加の０．０３３３ミ
リ秒の遅延が要求を満たすために必要である。ローパス
フイルタ（図３（ｄ）の出力で挿入された追加の遅延お
よびデシメイション（decimation）によって、遅延要求
を満たす時系列が得られる。
【００１７】ゼロ値を含む演算および出力を発生するた
めに必要としない中間計算を省くことによって計算を最
も効率的に行うことはデジタル信号処理において普通の
ことである。記述した非整数サンプル遅延処理はゼロ充
填演算によってゼロを含む多くの乗算および出力のフイ
ードバックを含まない有限インパルス応答（ＦＩＲ）フ
イルタ出力のデシメーションを含むので、この処理の必
要な計算はかなり減少できる。例えば、ゼロを含むすべ
ての乗算および廃棄された出力サンプルを発生するとき
の全ての計算が省かれると、非整数サンプル遅延処理の
機械化が４タップＦＩＲフイルタの正確な等価となる。
要求されたような追加の０．０３３３ミリ秒遅延を実現
するために、図４に示したフイルタ係数ｈ（ｎ），ｎ＝
０，１，２，．．．３９のサブセットを表す係数セット
が次式で表される。
めに必要としない中間計算を省くことによって計算を最
も効率的に行うことはデジタル信号処理において普通の
ことである。記述した非整数サンプル遅延処理はゼロ充
填演算によってゼロを含む多くの乗算および出力のフイ
ードバックを含まない有限インパルス応答（ＦＩＲ）フ
イルタ出力のデシメーションを含むので、この処理の必
要な計算はかなり減少できる。例えば、ゼロを含むすべ
ての乗算および廃棄された出力サンプルを発生するとき
の全ての計算が省かれると、非整数サンプル遅延処理の
機械化が４タップＦＩＲフイルタの正確な等価となる。
要求されたような追加の０．０３３３ミリ秒遅延を実現
するために、図４に示したフイルタ係数ｈ（ｎ），ｎ＝
０，１，２，．．．３９のサブセットを表す係数セット
が次式で表される。
【００１８】ｈ’（ｎ）＝ｈ（Ｌｎ＋１） 但し、ｎ＝０，１，２，３，そしてＬ＝１０ 一般に、０．６６７＋ｋ０．０３３３ミリ秒の遅延が所
望なら、遅延を発生するフイルタ係数は次のようにｈ
（ｎ）から得ても良い。
望なら、遅延を発生するフイルタ係数は次のようにｈ
（ｎ）から得ても良い。
【００１９】ｈ’（ｎ）＝ｈ（Ｌｎ＋ｋ） 但し、ｋ＝０，１，２，．．．，９。この係数ｋは０か
ら９の値の範囲に限定される。これは、この例に適用さ
れる時間遅延の有効範囲が０．６６７から１．０ミリ秒
に制限されることを意味する。
ら９の値の範囲に限定される。これは、この例に適用さ
れる時間遅延の有効範囲が０．６６７から１．０ミリ秒
に制限されることを意味する。
【００２０】１ミリ秒よりも大きな時間遅延を達成する
ために、入力への追加の整数サンプル遅延が非整数遅延
処理の前に挿入し得る。例えば、上述した例で関心周波
数領域において安定性を達成するためにｘミリ秒の遅延
を挿入することが要求されるとする。この設計目的に合
うことが非整数遅延処理が追従するｄサンプル処理整数
遅延を最初に含むカスケード遅延処理の使用を取り込
む。但し、ｄは以下に示すような不等式に基づいて決定
される。
ために、入力への追加の整数サンプル遅延が非整数遅延
処理の前に挿入し得る。例えば、上述した例で関心周波
数領域において安定性を達成するためにｘミリ秒の遅延
を挿入することが要求されるとする。この設計目的に合
うことが非整数遅延処理が追従するｄサンプル処理整数
遅延を最初に含むカスケード遅延処理の使用を取り込
む。但し、ｄは以下に示すような不等式に基づいて決定
される。
【００２１】０．６６７ ＜ （ｘ−ｄ）（０．３３
３） ＜ １．０ ０．６６７ミリ秒以下の時間遅延を達成するために、入
力サンプル周波数は、必要な遅延が大きな遅延（この例
では、２サンプル期間である）よりも大きくなるような
レートまで増加される。
３） ＜ １．０ ０．６６７ミリ秒以下の時間遅延を達成するために、入
力サンプル周波数は、必要な遅延が大きな遅延（この例
では、２サンプル期間である）よりも大きくなるような
レートまで増加される。
【００２２】非整数サンプル遅延処理を採用したＡＮＣ
システム１００が図５に示されている。ノイズ源９２は
ＡＮＣシステムによって抑制されるべき音響ノイズ信号
を発生する。音響チャンネルは、本来的には、ＡＮＣシ
ステムを構成するスピーカ１２６により発生する音響エ
ネルギをノイズ源９２によって発生するノイズエネルギ
から引き算する。このシステムは、バンドパスフイルタ
１０４によってフイルタ処理される電気ノイズ信号を発
生するノイズ音響信号センサ１０２を含んでいる。フイ
ルタ１０４のパスバンドはシステム１００のノイズ消去
動作の周波数を決定する。これは、特に共通に譲渡され
た同時継続出願“多重適応フイルタ能動ノイズキャンセ
ラ”、願番 、出願日 、発明者：P.L. F
eintuchおよび A.K. Lo, 代理人整理番号 PD 92306,
その全体の内容はこの参照によりここに含まれる。フイ
ルタ処理のノイズ信号はアナログ／デジタル変換器(AD
C)１０６によってデジタル化される。
システム１００が図５に示されている。ノイズ源９２は
ＡＮＣシステムによって抑制されるべき音響ノイズ信号
を発生する。音響チャンネルは、本来的には、ＡＮＣシ
ステムを構成するスピーカ１２６により発生する音響エ
ネルギをノイズ源９２によって発生するノイズエネルギ
から引き算する。このシステムは、バンドパスフイルタ
１０４によってフイルタ処理される電気ノイズ信号を発
生するノイズ音響信号センサ１０２を含んでいる。フイ
ルタ１０４のパスバンドはシステム１００のノイズ消去
動作の周波数を決定する。これは、特に共通に譲渡され
た同時継続出願“多重適応フイルタ能動ノイズキャンセ
ラ”、願番 、出願日 、発明者：P.L. F
eintuchおよび A.K. Lo, 代理人整理番号 PD 92306,
その全体の内容はこの参照によりここに含まれる。フイ
ルタ処理のノイズ信号はアナログ／デジタル変換器(AD
C)１０６によってデジタル化される。
【００２３】システム１００は、さらに、エラーマイク
ロホン１０８を含んでいる。このエラーマイクロホン１
０８は、静粛にすべき空間内の少なくとも１つの地点
に、あるいはその近くに置かれている。マイクロホン１
０８は残留ノイズを示す電気的信号を発生し、そのマイ
クロホン信号は、フィルタ１０４と同一の通過帯域幅を
持つ別のバンドパスフィルタ１１０を通る。そのフィル
タリングされたエラー信号は、ＡＤＣ１１２によってデ
ジタル化される。
ロホン１０８を含んでいる。このエラーマイクロホン１
０８は、静粛にすべき空間内の少なくとも１つの地点
に、あるいはその近くに置かれている。マイクロホン１
０８は残留ノイズを示す電気的信号を発生し、そのマイ
クロホン信号は、フィルタ１０４と同一の通過帯域幅を
持つ別のバンドパスフィルタ１１０を通る。そのフィル
タリングされたエラー信号は、ＡＤＣ１１２によってデ
ジタル化される。
【００２４】このデジタル化およびフィルタリングされ
たノイズ信号は、ＬＭＳアルゴリズムを用いた回帰型の
アダプティブＬＭＳフィルタ１１３を駆動（ドライブ）
する。そのアダプティブフィルタ１１３は、フィード−
フォワード型フィルタ１１４、フィード−バック型フィ
ルタ１２８、および加算ノード１２２を具備しており、
アダプティブフィルタ１１３は、文献“Ａｎ Ａｄａｐ
ｔｉｖｅ Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ ＬＭＳ Ｆｉｌｔｅ
ｒ”ＩＥＥＥプロシーディングス、Ｖｏｌ．６４，Ｎ
ｏ．１１，１９７６年１１月、Ｐ．Ｌ．Ｆｅｉｎｔｕｃ
ｈ著に記載された方式を改良したものである。また、デ
ジタル化およびフィルタリングされたノイズ信号は、補
間フィルタ１１４を通過する。補間フィルタ１１４は、
整数ディレイ１１６および非整数ディレイ１１８を具備
しており、整数ディレイ１１６の遅延量はＡＤＣ１０６
のサンプリング期間の整数倍であり、非整数ディレイ１
１８の遅延量は上述したようにｈ´（ｎ）である。遅延
およびフィルタリングされたノイズ信号は、ＡＤＣ１１
２からのデジタル化されたエラー信号と一緒に、重み付
け更新ロジック１２０の入力に結合される。重み付け更
新ロジック１２０は、それら入力データ値に基づいて、
アダプティブフィルタ１１４のフィルタ重みを更新す
る。
たノイズ信号は、ＬＭＳアルゴリズムを用いた回帰型の
アダプティブＬＭＳフィルタ１１３を駆動（ドライブ）
する。そのアダプティブフィルタ１１３は、フィード−
フォワード型フィルタ１１４、フィード−バック型フィ
ルタ１２８、および加算ノード１２２を具備しており、
アダプティブフィルタ１１３は、文献“Ａｎ Ａｄａｐ
ｔｉｖｅ Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ ＬＭＳ Ｆｉｌｔｅ
ｒ”ＩＥＥＥプロシーディングス、Ｖｏｌ．６４，Ｎ
ｏ．１１，１９７６年１１月、Ｐ．Ｌ．Ｆｅｉｎｔｕｃ
ｈ著に記載された方式を改良したものである。また、デ
ジタル化およびフィルタリングされたノイズ信号は、補
間フィルタ１１４を通過する。補間フィルタ１１４は、
整数ディレイ１１６および非整数ディレイ１１８を具備
しており、整数ディレイ１１６の遅延量はＡＤＣ１０６
のサンプリング期間の整数倍であり、非整数ディレイ１
１８の遅延量は上述したようにｈ´（ｎ）である。遅延
およびフィルタリングされたノイズ信号は、ＡＤＣ１１
２からのデジタル化されたエラー信号と一緒に、重み付
け更新ロジック１２０の入力に結合される。重み付け更
新ロジック１２０は、それら入力データ値に基づいて、
アダプティブフィルタ１１４のフィルタ重みを更新す
る。
【００２５】アダプティブフィルタ１１４からの出力
は、帰還関係においてＬＭＳアルゴリズムを利用するこ
とによって、第２のアダプティブフィルタ１２８からの
出力と加算ノード１２２において加算され、その加算さ
れた信号はフィルタ１２８を駆動（ドライブ）する。加
算された信号は、また、整数ディレイ１３１および非整
数ディレイ１３２を具備した第２の補間フィルタ１３０
によって遅延され、そして、ＡＤＣ１１２からのデジタ
ル化されたエラー信号と一緒に、重み付け更新ロジック
１３４の入力に供給される。加算ノード１２２からのデ
ジタル化および加算された信号は、デジタル−アナログ
変換器（ＡＤＣ）１２４によってアナログ形式に変換さ
れ、そして、その結果としてのアナログ信号は、音響変
換器、つまりスピーカ１２６を駆動する。
は、帰還関係においてＬＭＳアルゴリズムを利用するこ
とによって、第２のアダプティブフィルタ１２８からの
出力と加算ノード１２２において加算され、その加算さ
れた信号はフィルタ１２８を駆動（ドライブ）する。加
算された信号は、また、整数ディレイ１３１および非整
数ディレイ１３２を具備した第２の補間フィルタ１３０
によって遅延され、そして、ＡＤＣ１１２からのデジタ
ル化されたエラー信号と一緒に、重み付け更新ロジック
１３４の入力に供給される。加算ノード１２２からのデ
ジタル化および加算された信号は、デジタル−アナログ
変換器（ＡＤＣ）１２４によってアナログ形式に変換さ
れ、そして、その結果としてのアナログ信号は、音響変
換器、つまりスピーカ１２６を駆動する。
【００２６】ＡＤＣ１０６および１１２は、共通クロッ
ク１３６によって決定される所定のサンプルレートで動
作する。クロック１３６は、アクティブデジタル素子、
つまり、補間フィルタ１１５および１３０、重み更新回
路１２０および１３４、およびアダプティブフィルタ１
１４および１２８も、クロック制御する。この発明によ
れば、ディレイ１１８によって生成される遅延は、装置
１０６および１１２のサンプル期間の非整数倍にする事
ができる。この結果、システム１００は、そのシステム
の周波数安定領域における安定した動作の利益と同時
に、その計算の負荷を低減する目的のために低いサンプ
ルレートで動作する事が可能となる。
ク１３６によって決定される所定のサンプルレートで動
作する。クロック１３６は、アクティブデジタル素子、
つまり、補間フィルタ１１５および１３０、重み更新回
路１２０および１３４、およびアダプティブフィルタ１
１４および１２８も、クロック制御する。この発明によ
れば、ディレイ１１８によって生成される遅延は、装置
１０６および１１２のサンプル期間の非整数倍にする事
ができる。この結果、システム１００は、そのシステム
の周波数安定領域における安定した動作の利益と同時
に、その計算の負荷を低減する目的のために低いサンプ
ルレートで動作する事が可能となる。
【００２７】上述の実施例はこの発明の原理を表す事が
できる特定の実施例について記述したものであり、この
発明の技術的範囲内で種々更新する事が可能である。
できる特定の実施例について記述したものであり、この
発明の技術的範囲内で種々更新する事が可能である。
【００２８】
【発明の効果】以上のように、この発明によれば、ディ
レイによって生成される遅延はサンプル期間の非整数倍
にする事ができる。この結果、システムの周波数安定領
域における安定した動作の利益と同時に、その計算の負
荷を低減する目的のために低いサンプルレートで動作す
る事が可能となる。
レイによって生成される遅延はサンプル期間の非整数倍
にする事ができる。この結果、システムの周波数安定領
域における安定した動作の利益と同時に、その計算の負
荷を低減する目的のために低いサンプルレートで動作す
る事が可能となる。
【図１】周波数域においてトレーニング・モードの必要
性を無くすために重み更新に遅れを用いた本発明のノイ
ズキャンセルシステムを説明するための図。
性を無くすために重み更新に遅れを用いた本発明のノイ
ズキャンセルシステムを説明するための図。
【図２】図１のノイズキャンセルシステムにおいてスピ
ーカ−マイクロホンのプロダクトと時間遅延転送機能と
の位相応答の説明図。
ーカ−マイクロホンのプロダクトと時間遅延転送機能と
の位相応答の説明図。
【図３】本発明による非整数サンプル遅延処理の過程を
示す説明図。
示す説明図。
【図４】本発明におけるサンプル補間のためのローパス
フィルターのインパルス応答を示す図。
フィルターのインパルス応答を示す図。
【図５】重み更新に非整数遅延を用いた本発明のノイズ
キャンセルシステムを説明するためのブロック図。
キャンセルシステムを説明するためのブロック図。
９２…ノイズ源、１００…ノイズキャンセルシステム、
１０２…ノイズセンサ、１０６…Ａ／Ｄコンバータ、１
０８…マイクロホン、１１２…Ａ／Ｄコンバータ、１２
６…スピーカ、１１３…適応型ＬＭＳフィルタ、１１５
…補間フィルタ。
１０２…ノイズセンサ、１０６…Ａ／Ｄコンバータ、１
０８…マイクロホン、１１２…Ａ／Ｄコンバータ、１２
６…スピーカ、１１３…適応型ＬＭＳフィルタ、１１５
…補間フィルタ。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ポール・エル・フェンタッチ アメリカ合衆国、カリフォルニア州 91724、コビナ、サウス・チャパーロ・ロ ード 635
Claims (9)
- 【請求項１】 消去すべきノイズを示すノイズ検出信号
を発生するノイズ検出器と、所定のサンプリングレート
で前記ノイズ検出信号を二値化する第１の二値化手段
と、残留ノイズを示す誤差信号を発生する音響検出器
と、前記誤差信号を前記サンプリングレートで二値化す
る第２の二値化手段と、およびノイズ消去音響信号を発
生する音響出力装置から成り、ノイズ源からのノイズ信
号を消去する能動型ノイズ消去装置において、 前記二値化されたノイズ検出信号を、前記サンプリング
レートにより決定されるサンプリング期間の非整数倍の
遅延量だけ遅延させる遅延手段と、 前記二値化されたノイズ検出信号、前記遅延された二値
化ノイズ検出信号、および前記二値化誤差信号を入力す
るための複数の入力端子と、前記音響出力装置に供給さ
れる信号を出力するフィルタ手段とを備え、前記遅延手
段により、前記フィルタ手段を複数の周波数安定化領域
において安定化させ、学習モードを不用にし、サンプリ
ングレートを低減化して所望の周波数安定化領域におい
て安定した動作が得られることを特徴とする能動型ノイ
ズ消去装置。 - 【請求項２】 前記遅延手段はローパスフィルタで構成
されることを特徴とする請求項１記載の能動型ノイズ消
去装置。 - 【請求項３】 前記遅延手段は、前記二値化ノイズ検出
信号にデジタル補間を行うデジタル補間手段と、前記補
間されたノイズ検出信号に対してデシメーション処理を
行うデジタルデシメーション手段とで構成されることを
特徴とする請求項１または２記載の能動型ノイズ消去装
置。 - 【請求項４】 前記遅延手段は、前記二値化されたノイ
ズ信号を零充填し、前記サンプリングレートよりも高い
エミュレートされたサンプリング周波数により二値化さ
れたノイズ信号をエミュレートする手段と、前記零充填
された二値化ノイズ信号の高域成分を除去するロウパス
フィルタ手段と、前記ロウパスフィルタを通した零充填
二値化ノイズ信号の２番目のサンプルで始まる零充填ノ
イズ二値化信号に対してデシメーション処理を行う手段
とで構成されることを特徴とする請求項３記載の能動適
応ノイズ消去器。 - 【請求項５】 前記エミュレートされたサンプリング周
波数は前記サンプリングレートの１０倍であり、前記デ
シメーション手段は、１０の係数により前記ロウパスフ
ィルタを通した零充填二値化ノイズ信号に対しデシメー
ション処理を行う手段により構成されることを特徴とす
る請求項４記載の能動型ノイズ消去装置。 - 【請求項６】 前記遅延手段は、前記サンプル期間の整
数倍の遅延量を与える第１遅延手段と、前記サンプル期
間の非整数倍の遅延量を与える第２遅延手段とで構成さ
れ、前記遅延手段の合計遅延量は前記サンプル期間の整
数倍の遅延量と前記サンプル期間の非整数倍の遅延量の
和に等しいことを特徴とする請求項１及至４に記載の能
動型ノイズ消去装置。 - 【請求項７】 前記フィルタ手段は、前記遅延された二
値化ノイズ検出信号と前記二値化誤差信号に応答して前
記フィルタ手段の重み入力を更新する重み更新手段とで
構成されることを特徴とする請求項１及至６記載の能動
型ノイズ消去装置。 - 【請求項８】 前記フィルタ手段はリカーシブフィルタ
手段により構成されることを特徴とする請求項１及至７
記載の能動型ノイズ消去装置。 - 【請求項９】 前記リカーシブフィルタ手段は、 前記二値化ノイズ信号に応答して複数の重みを入力し、
第１フィルタ出力信号を出力する第１フィルタと、 前記遅延された二値化ノイズ検出信号と前記二値化誤差
信号に応答して前記第１フィルタの重み入力信号を更新
する第１重み更新手段と、 前記音響出力装置に供給される出力信号に応答して複数
の重みを入力し、第２フィルタ出力信号を出力する第２
フィルタと、 前記第１および第２フィルタの各出力信号を結合して前
記音響出力装置に供給する手段と、 前記結合された出力信号を所定の遅延量だけ遅延する第
２遅延手段と、 前記遅延された出力信号および二値化誤差信号に応答し
て前記第２フィルタの複数の重み入力を更新する第２重
み更新手段とで構成されることを特徴とする請求項８記
載の能動型ノイズ消去装置。
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