JPH0778848B2 - 磁気記録再生装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は磁気記録再生装置に係り、特に回転ヘッド形デ
ィジタルオーディオテープレコーダに好適な再生波形等
化回路を有する磁気記録再生装置に関する。

（従来の技術） 従来磁気記録再生装置の波形等化回路については特公昭
54−3603号公報に記載されているように遅延線を用いた
トランスヴァーサルフィルタが多く用いられる。この公
報に記載されている波形等化回路はトランスヴァーサル
フィルタに用いられる遅延線の数および、遅延線の遅延
時間を最小にして構成したものであり、回路規模、およ
び回路の低価格化の点で大変優れている。

また、この例は記録媒体およびヘッドの周波数対位相の
関係（以下、位相周波数特性と呼ぶ）はε−ｊωτで表
わされて直線的であり、再生波形の位相を変化させるこ
となく振幅強調だけを行いたい場合は最も適した回路構
成である。ここで、最大利得の得られる角周波数ω_０は
遅延線の遅延時間をτとすると、 ω_０＝π／τ となる。しかし、記録媒体およびヘッドの上記位相周波
数特性が非直線的な場合については配慮されていなかっ
た。

次に、該位相周波数特性が非直線的であり、再生波形が
位相歪を持つ場合については特開昭58−3117号公報に記
載されている。この公知例では再生パルスにおける立上
り部分だけを改善しようとするものであり、再生パルス
が立上りおよび立上りにおいて裾が広がっている場合に
ついては配慮されていなかった。

（発明が解決しようとする問題点） 一般に回転ヘッド形磁気記録装置のように高周波再生信
号を取扱う装置においては回転ヘッドのインダクタンス
と再生前置増幅器の入力容量などにより再生周波数特性
に共振を生じ、位相周波数特性は非直線的になる。この
ため、得られる再生波形は位相歪を持っており、特公昭
54−3603号公報に開示されている波形等化回路によれ
ば、再生波形の振幅周波数特性は改善されるが、位相歪
は全く改善することができないという問題があった。

また、前記特開昭58−3117号公報に記載された装置は、
磁気記録再生装置の再生波形に位相歪がある場合にその
立上り部分だけを改善しようとするものであり、再生波
形の立上り、立下りの両方を補正するものではないとい
う問題があった。また、この従来装置は磁気記録装置が
記録信号を読み出す速度を２つもち、波形等化回路の振
幅強調を行うべき中心角周波数が２つ必要である場合に
ついては配慮されておらず、読み出し速度が可変する磁
気記録装置には適用できないという問題があった。

本発明の目的は、磁気記録再生装置の再生波形の立上
り、立下りの両方を補正し、位相歪を完全に補正すると
共に、２つ以上の読み出し速度を持つ磁気記録装置に対
応できるようにすることにある。

（問題点を解決するための手段） 前記目的を達成するために、本発明は、記録媒体から記
録信号を読み出す時に、速度V1およびV2（ただし、V1＜
V2）の少なくとも２つ速度をもつと共に、記録媒体上に
記録される信号の振幅が周波数の上昇に伴って減少する
のを補償する波形等化手段として、入力端子インピーダ
ンス整合用抵抗を介して接続すると共に出力端子と共通
電位との間に反射率を１以下の値に設定する反射率調整
抵抗を接続した遅延時間がτ秒のLCローパスフィルタを
用いた遅延回路と、該遅延回路の入力信号と入力信号か
ら２τ秒遅延した信号とを加算した信号を振幅調整する
減衰回路と、該遅延回路によって入力信号からτ秒遅延
した信号と前記減衰回路より得られた信号とを減算する
減算回路より構成される反射型波形等化回路を持つ磁気
記録再生装置において、上記LCローパスフィルタを複数
のコンデンサと該複数のコンデンサの容量切換回路とか
ら構成し、前記波形等化手段の振幅強調を行う中心角周
波数ω０を前記読出し速度V1の時にω01、読出し速度V2
の時にω02とした場合に、該切換回路を制御してコンデ
ンサの値を変更することにより、遅延時間τが読出し速
度V1およびV2に応じてそれぞれτ１＝π／ω01およびτ
２＝π／ω02となるよう遅延時間の切換えを行うように
した遅延時間切換手段と、該遅延時間切換手段の切換回
路の動作に連動して前記インピーダンス整合用抵抗およ
び前記反射率調整抵抗をそれぞれ切換選択する制御手段
とを具備した点に特徴がある。

（作用） 本発明は、遅延線の非整合側端子を抵抗で終端し、反射
率を１以下に設定しているので、該遅延線の入力側であ
る整合側端子にフィードバックする信号の振幅を該反射
率に対応した値に調整でき、遅延線の入力側の遅延のな
い信号と、振幅が調整された前記フィードバックして来
た遅延量２τの信号とを加算した信号から遅延量τの信
号を減算することにより、再生波形の振幅周波数特性だ
けでなく、位相周波数特性も改善することができる。

また、２つ以上の遅延量をもつ遅延回路を、読出し速度
に応じて選択することにより、上記のような特徴を有す
る波形等化回路を２つ以上の読み出し速度をもつ磁気記
録再生装置に適用することができる。

（実施例） 以下に、本発明を実施例によって説明する。第１図は本
発明の原理を示す回路構成図である。

図において、１は記録媒体から得られた再生信号、２は
該再生信号１をτ秒遅延するための遅延線、３は該遅延
線２の特性インピーダンスZoに等しいインピーダンス整
合用の抵抗である。４は遅延線の非整合端子における反
射率を調整するための反射率調整抵抗であり、その抵抗
値は特性インピーダンスZoの３〜５倍程度にされてい
る。また６は遅延線の整合側から得られた信号の振幅を
調整する減衰器、５は遅延線の整合側と非整合側の２つ
の端子から得られた信号を減算する減算回路である。

第２図は第１図の回路の各部における時間軸上の波形を
示したものであり、第１図中の波形を示す符号と同一の
条件が付されている。第２図中の時間間隔Ｔ秒は磁気記
録装置におけるパルス伝送間隔であり、遅延線２の遅延
時間τ秒はほぼパルス伝送間隔Ｔ秒に等しくしてある。

次に、第１図の回路の詳細な動作について説明する。記
録媒体より得られた再生信号１は整合用抵抗３を介して
遅延線に入力され、再生信号１に対して振幅だけが低下
した波形第２図ｃを得る。このとき、遅延線２の特性イ
ンピーダンスをZo,反射率調整抵抗４の抵抗値をR,遅延
線２によって整合端子から伝送された信号の電圧が反射
率調整抵抗４に透過して現われる割合を示す透過率mtは で表わされる。したがって非整合端子側に現われる信号
第２図ｂの振幅は第２図ｃに比べmt倍だけ大きいものと
なる。

さらに遅延線２の非整合端子に達した再生波形は整合側
へ再び波形が戻る割合を示す反射率をmrとすると、 を満たすような割合で反射して、再び遅延線２内を伝送
され整合端子に戻り、再生波形を２τ秒遅延した波形を
得る。このとき整合用抵抗３の値は遅延線２の特性イン
ピーダンスZoと著しくしてあるため式（２）おいてｍτ
は０となり整合端子において反射が生じて再び非整合端
子へ進む信号は生じない。

第２図d,eは整合端子に生じる、再生波形を２τ秒遅延
した波形を示したものであり、ｅは反射率mrを例えば0.
6程度にした場合であり、ｄは反射率調整抵抗４を開放
にしてmr＝１とした場合を示す。

上記のようにして得た３つの信号第２図b,c,eの内ｃと
ｅは遅延線２の整合端子において加算された後、減衰器
６によって振幅が調整される。さらに減算回路５によっ
て第２図ｂと減算され第２図ｆのように立上り、立下り
時間の小さな鋭いパルスを得ることができる。

ここで第２図中の時刻０を再生されたパルスの中心とす
ると、再生波形が第２図ｂのように位相歪を持ち、時刻
Ｔにおける振幅が時刻−Ｔにおける振幅より小さい場合
には、第２図ｅのように反射率mrを１以下に設定する。
これによって再生信号を２τ秒遅延した信号第２図ｅの
振幅が、再生信号を遅延しない信号第２図ｃの振幅より
小さくできる。したがって時刻Ｔにおける振幅の減算量
が時刻−Ｔにおける振幅の減算量に比べ小さく設定でき
るので、減算回路５から出力される波形第２図ｆは時間
軸において左右対称となり、位相歪を含むことがない。

一般に、記録媒体より得られた再生信号は第２図ａに示
すようにパルス伝送間隔Ｔ秒に対してパルスの裾が広
い。このため、パルス同士が互いに干渉する。この干渉
を除くために再生信号を高域強調し、パルスの立上りお
よび立下りを鋭くする必要がある。しかしながら、本実
施例の波形等化回路によれば、再生信号を高域強調し第
２図ｆに示すような隣接するパルス伝送時刻において振
幅が零となるようなパルスを得ることができる。

また第２図ｆのように整形されたパルスから伝送された
データを誤りなく検出するためには、パルスの中心に対
して時間軸において左右対称であることが必要である。
しかし、記録媒体から得られる再生波形は第２図ａのよ
うに位相歪を持つ場合が多くパルスは非対称になってい
る。原理によれば第２図ａのように位相歪を持ったパル
スを高域強調するだけでなく、同時にパルスの非対称性
も改善することができる。

次に、本原理を回転ヘッド型ディジタルオーディオテー
プレコーダ（以下Ｒ−DAT）に応用した場合について第
３図を参照して説明する。第３図はＲ−DAT全体の構成
図である。

まずＲ−DATが記録状態にあるときにはオーディオ入力
端子７から入力されたオーディオ信号はA/DTコンバータ
８によってディジタルデータに変換される。次にディジ
タルデータは記録信号処理回路９によって記録フォーマ
ットに従った記録データに変換され、記録アンプ10によ
って増幅をうけ、回転ヘッド11によって磁気テープ上に
記録される。

次に、Ｒ−DATが再生状態にあるときには、回転ヘッド1
1は磁気テープ上を走査し記録データを読み出す。読み
出されたデータは再生アンプ12によって増幅された後、
波形等化回路13によりパルス同士の干渉が除かれる。さ
らにデータ識別回路14によって読み出しデータ中のクロ
ックが抽出され、データの“0"と“1"が判別される。さ
らにこの読み出しデータは再生信号処理回路15に入力さ
れ誤りの検出、訂正が行われた後にD/Aコンバータ16に
より再びオーディオ信号となる。

本応用例の特徴は第３図中の波形等化回路13にある。波
形等化回路13は一般に磁気記録再生過程において生じる
諸損失を回路的に補償する手段であり、その周波数対振
幅特性は再生信号帯域の高域で上昇するようになってい
る。またコイルヘッドのような速度比例型ヘッドの場合
には、この波形等化回路13により、磁気記録再生過程に
おいて生じる微分特性を打ち消すために積分特性を持た
せる必要がある。さらにＲ−DATのように比較的高周波
の再生信号を取り扱うシステムでは回転ヘッド11と再生
アンプ12によりピーキング特性を生じ易く再生信号はそ
の高周波数において位相歪を含んでいる。したがって波
形等化回路13にピーキング特性と逆の周波数対位相特性
を持たせ位相歪を打ち消す必要もある。

また、磁気記録装置が２つの読み出し速度をもつ場合に
は、読み出し速度に応じてパルス伝送間隔Ｔ秒は変化す
るので、磁気記録装置の信号読み出し速度が変化して
も、確実にデータ検出を行うことができるようにするこ
とが必要である。

第４図は第３図中の波形等化回路の一実施例を示す回路
図である。図において、18は磁気テープ、19は回転ヘッ
ド、20は回転トランス、21は再生アンプ、22は積分回
路、30aおよび30bは整合用抵抗、31a,31b,31c,31dおよ
び31eは磁気記録装置の信号読み出し速度がV1のときに
短絡するスイッチングトランジスタ、32はLCローパスフ
ィルタを用いた遅延時間τ１およびτ２の遅延線、33は
減衰器、34,35は反射率調整抵抗、36は差動増幅器、37
は波形等化回路の出力端子、46はスイッチングトランジ
スタ31a〜31eの制御信号入力端子である。なお、第４図
において、第２図の波形に相当する波形が得られる部分
に第２図の波形を示す符号と同一の符号が付されてい
る。

次に、第４図の回路の一般的な動作について説明する。
スイッチングトランジスタ31a〜31dは開放状態であると
し、遅延線32の遅延時間はτ秒であるとする。まず、磁
気テープ18上に記録されている信号は回転ヘッド19から
回転トランス20、再生アンプ21によって読み出される。
再生アンプ21から出力された再生波形は積分回路22に入
力され、磁気記録再生過程で生じる微分特性が打消され
る。次に、再生波形は整合用抵抗30aを介して遅延線32
に入力され、第２図のように入力信号を遅延しない波形
ｃと、入力信号をτ秒遅延した波形ｂ、および入力信号
を２τ秒遅延した波形ｅを得る。

この時、第４図の回路では、第１図の回路とは異なり、
整合用抵抗30a（第１図の整合用抵抗３に相当する）の
前段に、積分回路22が接続されているため、若干再生波
形が第２図と異なるが、第２図を用いて説明した過程と
全く同様に高域強調が行われるため、第２図を引用して
説明する。

入力を遅延しない波形ｃと、２τ秒遅延し且つ反射調整
抵抗34によって振幅が調整された波形ｅが加算された波
形は、第４図のような遅延線32の整合端子から取り出さ
れ、減衰器33によって波形ｃとｅの振幅を調整され、差
動増幅器36の正相入力端子に入力する。一方、入力信号
をτ秒遅延した信号ｂは遅延線32の非整合端子から差動
増幅器36の逆相入力端子に入力される。該差動増幅器36
は、上記の波形c,eの加算信号と前記信号ｂとの差分が
差動増幅され出力端子37から出力される。該出力端子37
から出力された信号は、第２図ｆのように高域強調さ
れ、且つ位相歪が除かれた波形となっている。

次に、本実施例を、磁気記録装置を比較的遅い読み出し
速度V1と速い読み出し速度V2とで切換えて使用する場合
の動作を説明する。ここで、磁気テープ上の記録信号パ
ルスの記録間隔は一定であって、読み出し速度V₁のとき
のパルス伝送時間間隔は比較的長い時間T₁となり、読み
出し速度V₂のときのパルス伝送時間間隔は短い時間T₂と
なる。第４図の回路の全体の構成としては２つの異なる
パルス伝送時間間隔に対応するために１つの遅延線32の
遅延時間をτ_１およびτ_２に可変できるようにしてい
る。このためトランジスタスイッチ31b,31c,31dで切替
回路を構成し、さらに遅延時間を切替えたことによって
生じる特性インピーダンスの変化もトランジスタスイッ
チ31a,31eにより整合用抵抗および反射率調整抵抗を切
替えるようになっている。

次にこの回路の詳細な動作について説明する。まず磁気
記録装置の信号の読み出し速度が比較的速いV₂のとき、
再生アンプ21により得られた再生信号は積分回路22に入
力される。次に積分回路の出力は整合用抵抗30aを介し
て遅延線32に入力される。ここで、スイッチングトラン
ジスタ31a,,31b,31c,31dおよび31eは全て開放状態にな
っており、遅延線32の遅延時間τ_２に対する整合用抵抗
の抵抗値は30aだけで決定されている。同様に遅延時間
τ_２に対する反射率調整抵抗の抵抗値は34だけで決定さ
れている。さらに遅延線32はLC7ローパスフィルタで構
成したものを用いており、内蔵されているコンデンサは
一つ一つがその容量を２種類に可変できるようになって
いる。

いま、比較的短い遅延時間τ_２が選択されたときはスイ
ッチングトランジスタ31b,31cおよび31dは開放状態にあ
るため遅延線32内のコンデンサの容量が減少して遅延時
間が短くなる。遅延線32から得られる３つの信号、再生
信号を遅延しない信号、τ秒遅延した信号および２τ秒
遅延した信号は差動増幅器36に入力され波形等化回路の
出力37にパルス伝送時間間隔T₂に対して立上り、立下り
時間の小さい鋭いパルスを得る。

次に、磁気記録装置の読み出し速度が比較的遅いV₁のと
きはスイッチングトランジスタ31a,31b,31c,31dおよび3
0eは全て短絡状態となり遅延線32の遅延時間τ_１に対す
る整合用抵抗の抵抗値は30aおよび30bの並列合成値で決
定される。同様に、反射率抵抗の抵抗値は34および35の
並列合成値で決定される。また遅延線32内のコンデンサ
の容量値はスイッチングトランジスタ31b,31cおよび31d
が短絡状態にあるため増加して遅延時間が比較的長いτ
_１秒となる。したがって、波形等化回路の出力端子37に
はパルス伝送間隔T₁秒に対して立上り、立下り時間の小
さい鋭いパルスを得ることができる。

一般に遅延線は非常に高価で、外形の大きいものである
が、本実施例を採用することにより１つの遅延線を用い
るだけで２つの異った読み出し速度を持つ磁気記録装置
に対応することができ、回路の低コスト化、省スペース
化を図ることができる。

（発明の効果） 本発明によれば、遅延線の反射率を抵抗１つを用いて調
整することにより、回転ヘッド型磁気記録装置などで容
易に発生する再生信号の位相歪を除くことができるの
で、特に位相除去回路を設ける必要がなく、装置の低コ
スト化を図ることができる。また、反射を用いない遅延
線を使用する３タップ型トランスヴァーサルフィルタに
おいて同様の動作を行う場合に比べ、調整を著しく簡単
化することができるので装置の製作工数の低減および信
頼性の向上を図ることができる。

さらに、最も少ない遅延線および差動増幅器の数で２つ
の磁気記録装置の読み出し速度に対応することができる
ので、回路コストの低減および回路の信頼性向上を図る
ことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の原理を示す回路構成図、第２図は第１
図の主要部の信号の時間軸波形を示す図、第３図は前記
原理の回路が適用される回転ヘッド形ディジタルオーデ
ィオテープレコーダのブロック図、第４図は本発明の一
実施例を示す回路図である。 １……再生信号、２……遅延線、３……整合用抵抗、４
……反射率調整抵抗、５……減算回路、６……減衰器、
32……遅延線、31a〜31e……遅延時間を切替えるための
スイッチングトランジスタ

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】記録媒体から記録信号を読み出す時に、速
   度V1およびV2（ただし、V1＜V2）の少なくとも２つの速
   度をもつと共に、記録媒体上に記録される信号の振幅が
   周波数の上昇に伴って減少するのを補償する波形等化手
   段として、入力端子をインピーダンス整合用抵抗を介し
   て接続すると共に出力端子と共通電位との間に反射率を
   １以下の値に設定する反射率調整抵抗を接続した遅延時
   間がτ秒のLCローパスフィルタを用いた遅延回路と、該
   遅延回路の入力信号と入力信号から２τ秒遅延した信号
   とを加算した信号を振幅調整する減衰回路と、該遅延回
   路によって入力信号からτ秒遅延した信号と前記減衰回
   路より得られた信号とを減算する減算回路より構成され
   る反射型波形等化回路を持つ磁気記録再生装置におい
   て、 上記LCローパスフィルタを複数のコンデンサと該複数の
   コンデンサの容量切換回路とから構成し、前記波形等化
   手段の振幅強調を行う中心角周波数ω０を前記読出し速
   度V1の時にω01、読出し速度V2の時にω02とした場合
   に、該切換回路を制御してコンデンサの値を変更するこ
   とにより、遅延時間τが読出し速度V1およびV2に応じて
   それぞれτ１＝π／ω01およびτ２＝π／ω02となるよ
   う遅延時間の切換えを行うようにした遅延時間切換手段
   と、 該遅延時間切換手段の切換回路の動作に連動して前記イ
   ンピーダンス整合用抵抗および前記反射率調整抵抗をそ
   れぞれ切換選択する制御手段とを具備したことを特徴と
   する磁気記録再生装置。