JPH0781994B2 - 測定装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明は、超音波、電磁波その他の波動を用いた測定
装置に関するものである。

特に、パルス圧縮方式を用いた超音波非破壊検査装置な
どの測定装置に関するものである。

［従来の技術］ 従来のこの種の測定装置については、例えば、次に掲げ
る文献Ａ、Ｂ及びＣに示されている。

文献A:ビー．ビー．リーとイー．エス．ファーガソン
「高速デジタル・ゴーレイコード探傷システム」ザ・ア
イトリプルイー超音波シンポジウムの議事録1981年，第
888頁〜第891頁。

（B.B.Lee and E.S.Furgason,「High−Speed Digital G
olay Code Flaw Detection System,」in Proceedings o
f the IEEE Ultrasonics Symposium,1981,pp.888−89
1） 文献B:ビー．ビー．リーとイー．エス．ファーガソン
「超音波エヌ．デー．イー相関探傷システムの評価」音
波及び超音波のアイトリプルイー会報vol.SU−29,no.6,
11月,1982年，第359頁〜第369頁。

（B.B.Lee and E.S.Furgason,「An Evaluation of Ultr
asound NDE Correlation Flaw DetectionSystems,」IEE
E Transactions on Sonics and Ultrasonics,vol.SU−2
9,no.6,November,1982,pp.359−369） 文献C:ビー．ビー．リーとイー．エス．ファーガソン
「高速デジタル・ゴーレイコード探傷システム」超音
波、７月、1983年，第153頁〜第161頁。

（B.B.Lee and E.S.Furgason,「High−Speed Digital G
olay Code Flaw Detection System,」Ultrasonics,Jul
y,1983,pp.153−161） 従来例の構成を第19図を参照しながら説明する。

第19図は、文献Ｃに示された従来の超音波を用いた測定
装置を示すブロック図である。

第19図において、従来の測定装置は、信号源（１）と、
この信号源（１）に接続されたデジタル遅延線（２）
と、信号源（１）及びデジタル遅延線（２）に接続され
たバイポーラ変換器（３）と、このバイポーラ変換器
（３）に接続されたトランスミッタ（４）と、同じく信
号源（１）及びデジタル遅延線（２）に接続されたバイ
ポーラ変換器（５）と、超音波探触子（６）と、この超
音波探触子（６）、トランスミッタ（４）及びバイポー
ラ変換器（５）に接続されたアナログ相関器（７）と、
このアナログ相関器（７）に接続された表示器（８）
と、システムコントロール（９）とから構成されてい
る。

なお、超音波探触子（６）は、水槽の水中に設置され、
超音波探触子（６）の対向する位置に真ちゅうのダーゲ
ットＳが配置されている。また、アナログ相関器（７）
は、超音波探触子（６）及びバイポーラ変換器（５）に
接続された掛算器（7a）、この掛算器（7a）に接続され
た積分器（7b）とから構成されている。さらに、信号源
（１）とバイポーラ変換器（３）及び（５）との間、デ
ジタル遅延線（２）とバイポーラ変換器（３）及び
（５）との間にはANDゲート等の論理回路が挿入されて
いる。システムコントロール（９）は、制御するために
上述した各機器、回路に接続されている。

つぎに、上述した従来例の動作を第20図及び第21図を参
照しながら説明する。

第20図及び第21図は、文献Ｂに示された従来の測定装置
の送信信号及び圧縮パルスを示す波形図である。

第20図において、横軸はビット（BITS）の単位で表され
ているが、単位のビットに単位の時間を対応させれば横
軸の単位は時間として読み替えることができる。文献Ｂ
では、単位のビットに対応させる単位の時間を記号δで
表している。したがって、第20図に示す送信信号のパル
ス幅は、63×δである。

この送信信号は、振幅が特殊な系列により符号化され
た、周波数帯がベースバンドの信号である。振幅の符号
化については、後述することとし、まず、使用されてい
る系列について説明する。

使用されている系列は、長さが63ビットの有限長系列で
あり、周期長が63ビットの周期系列であるｍ系列（maxi
mal length sequence）を、一周期で打ち切って作られ
ている。

ｍ系列については、例えば「符号理論」宮川洋、岩垂好
裕、今井英樹共著、昭和54年６月29日昭晃堂刊、第474
頁〜第499頁（以下、文献Ｄと略称する。）に詳しく述
べられている。

ｍ系列は、長さが無限長の周期系列であり、系列をなす
成分が２つの要素からなる２値系列である。２つの要素
には、符号＋と符号−が割り当てられる場合もあるし、
数値＋１と数値−１、あるいは、数値１と数値０とが割
り当てられる場合もある。第20図の例では、周期長が63
ビットで、長さが無限長のｍ系列をもとにして、その一
周期を取り出して有限長系列を作っている。

次に、この有限長系列を用いた振幅の符号化について説
明する。

有限長系列をなす一方の要素に振幅＋１を、他方の要素
に振幅−１を対応させて、系列の２つの要素の表れる順
番にしたがって、単位時間δ毎に振幅を相対値で±１に
変調している。このような信号は、振幅を符号化された
波形を有する信号と呼ばれる。

第21図において、第20図と同様に、横軸はビットの単位
で表示されているが、単位のビットに単位の時間δを対
応させれば、横軸の単位は時間として読み替えることが
できる。

この圧縮パルスは、長さ64ビットの有限長系列により振
幅符号化した送信信号を用いた場合の例である。この系
列は、第20図の送信信号を生成するときに用いた長さ63
ビットの有限長系列に、１ビットを付加して作られたも
のである。したがって、この送信信号のパルス幅は、64
×δである。エコーのパルス幅もこれとほぼ同等の長さ
である。

しかしながら、第21図で示すように、圧縮パルスのエネ
ルギーの大半は、図中、中央の時間幅内（数ビット×
δ）に集中している。この中央の振幅の大きい信号部分
は、圧縮パルスの主ローブと呼ばれる。主ローブのパル
ス幅は短い。これは、送信信号のパルス幅と同等に長い
時間にわたってほぼ一様に分布していたエコーのエネル
ギーが、時間軸上のほぼ一点に圧縮されたことを意味し
ている。主ローブの両側における振幅の小さい信号部分
は、圧縮パルスのレンジサイドローブと呼ばれる。

さて、信号源（１）及びデジタル遅延線（２）から、バ
イポーラ変換器（３）及びトランスミッタ（４）を介し
て、第20図で示したような、送信信号が生成される。こ
の送信信号により超音波探触子（６）が駆動される。

超音波探触子（６）から水中に放射された超音波は、タ
ーゲットＳにより反射され、再び超音波探触子（６）に
より受信される。超音波探触子（６）により受信された
エコーは、アナログ相関器（７）の掛算器（7a）に伝達
される。

上述したエコーのパルス幅は、送信信号と同等に長い。
すなわち、エコーのエネルギーは、送信信号のパルス幅
にほぼ相当する長い時間（第20図の場合では、ほぼ63×
δ、第21図の場合では、ほぼ64×δ）にわたって、ほぼ
一様に分布している。

一方、前記送信信号と同じ信号が、デジタル遅延線
（２）及びバイポーラ変換器（５）を介して、アナログ
相関器（７）の掛算器（7a）に伝達される。

アナログ相関器（７）は、エコーと送信信号との間の相
関演算を実行する。この相関演算により、送信信号と同
等に長い時間にわたって、時間軸上にほぼ一様に広がっ
て分布していたエコーのエネルギーは、時間軸上のほぼ
一点に圧縮される。圧縮されて得られたパルスは、圧縮
パルスと呼ばれる。

アナログ相関器（７）により得られた圧縮パルスは、表
示器（８）に伝達され、最終結果として表示される。

上述した従来の測定装置の距離分離能は、圧縮パルスの
主ローブのパルス幅（以下、圧縮パルスのパルス幅と略
称する。）により決まる。送信信号のパルス幅が長いに
もかかわらず、圧縮パルスのパルス幅は上述したように
短い。したがって、もともとパルス幅の短い送信信号を
用いたパルスエコー法による測定装置の場合と同等の分
解能が得られる。

一方、S/N比（信号対雑音比）は、送信信号の平均送信
エネルギーが大きいほど高くなる。平均送信エネルギー
は、送信信号のパルス幅が長いほど大きい。したがっ
て、従来の測定装置は、もともとパルス幅の短い送信信
号を用いたパルスエコー法に比べ、高いS/N比が得られ
る。

以上のように、従来の測定装置は、分解能も優れ、S/N
比も高くとれる。

ところで、エコーと送信信号との相関演算とは、エコー
及び送信信号をｒ（ｔ）及びｓ（ｔ）とすると、 ∫ｓ（ｔ−τ）ｒ（ｔ）dt ［積分範囲：−∞〜∞］ … 式 で表わされる演算を、τを変数とした新たな関数を求め
る演算である。この新たな関数は相関関数と呼ばれ、上
記圧縮パルスに相当する。もちろん、エコーｒ（ｔ）又
は送信信号ｓ（ｔ）のどちらか一方が有限の時間範囲内
でのみ零以外の値をとり、その時間範囲以外では零とな
る関数ならば、上記積分範囲は有限となる。

従来の測定装置では、上述したように、エコーと送信信
号との相関演算はアナログ相関器（７）を用いて行って
いる。しかし、アナログ相関器（７）は、掛算器（7a）
と積分器（7b）とだけで構成されている。このため、式
における変数τを変える操作は外部から行う必要があ
る。つまり、送信信号ｓ（ｔ）をτだけ遅らせる操作
は、デジタル遅延線（２）とシステムコントロール
（９）とにより行われ、掛算器（7a）にはｓ（ｔ−τ）
が入力される。これは、つぎのことを意味している。

まず、アナログ相関器（７）のみでは、式における変
数τを変える操作は行われていないので、アナログ相関
器（７）は正確には相関器ではない。さらに、１回の送
信だけでは圧縮パルス（相関関数）の時間波形は求まら
ない。つまり、１回の送信から求まるのは、変数τをあ
る値に固定したときの、その値における圧縮パルスの値
のみである。圧縮パルスの時間波形を求めるには、変数
τを逐次変えながら何回か送信を繰り返す必要がある。
したがって、最終結果が得られるまでにかなりの時間を
必要とする。

式で示される相関演算を行うための他の相関器につい
て第22図を参照しながら説明する。

第22図は、この発明と関連する特願平１−45316号に示
された他の相関器を示すブロック図である。

第22図において、相関器（10）は、タップ付遅延線（10
a）と、このタップ付遅延線（10a）の各出力タップに接
続された複数の掛算器（10b）と、これら複数の掛算器
（10b）に接続された加算器（10c）とから構成されてい
る。

この相関器（10）は、式がつぎのように変形できるこ
とを利用して、相関演算を実現している。すなわち、式
はつぎのように変形できる。

∫ｓ（ｔ−τ）ｒ（ｔ）dt［積分範囲：−∞〜∞］ ＝∫ｒ（ｔ＋τ）ｓ（ｔ）dt［積分範囲：−∞〜∞］ ＝∫ｒ（ｔ＋τ）ｓ（ｔ）dt［積分範囲:0〜Ｔ］ ≒Σｒ（ｋΔｔ＋ｌΔｔ）ｓ（ｋΔｔ） ［ｋ＝１〜Ｋ］ … 式 ただし、送信信号ｓ（ｔ）は、０〜Ｔの時間範囲以外で
は零をとるものとしている。また、ｋ、ｌは整数、Δｔ
はサンプリング間隔、Ｋは定数であり、ｔ＝ｋΔｔ、τ
＝ｌΔｔ、Ｔ＝ＫΔＴである。

相関器（10）では、Δｔはタップ付遅延線（10a）の遅
延時間、Ｋはタップ総数である。エコーｒ（ｔ）がタッ
プ付遅延線（10a）に入力されると、例えば、ｋ番目の
タップの出力は、あらかじめ用意された重みｓ（ｋΔ
ｔ）が掛算器（10b）により掛算される。その後、加算
器（10c）は、すべてのタップの出力を加算し、その結
果は上述した式に等しい。

この相関器（10）では、変数τを変える操作は、エコー
ｒ（ｔ）をタップ付遅延線（10a）に時間的に逐次入力
することに相当する。エコーｒ（ｔ）は、当然のことな
がら、超音波探触子（６）から時間的に逐次入力されて
くる。したがって、変数τを変える操作は自動的に行わ
れている。すなわち、第22図に示す相関器（10）では、
１回の送信だけで圧縮パルスの時間波形を得ることがで
きる。

しかし、送信信号の継続時間が長くなると、つまり、上
述のＴが大きくなるにしたがって、タップ数Ｋの多いタ
ップ付遅延線（10a）が要求される。これに伴い、掛算
器（10b）の個数も多く必要となる。さらに、加算器（1
0c）も、入力端子数の多いものが要求される。このよう
に、掛算器（10b）の個数が多くなるほど、また、加算
器（10c）の入力端子数が多くなるほど、実現できる相
関器（10）の動作スピードは遅くなってくる。また、装
置の価格も高くなる。

［発明が解決しようとする課題］ 上述したような従来の測定装置では、最終結果である圧
縮パルスを得るのに時間がかかり、これを短くして実時
間性を実現しようとすると動作スピードが遅くなるとい
う問題点があった。

この発明は、上述した問題点を解決するためになされた
もので、低価格で動作スピードを速くすることができる
測定装置を得ることを目的とする。

［課題を解決するための手段］ この発明に係る測定装置は、次に掲げる手段を備えたも
のである。

〔１〕 第１の系列に基づいて基本単位信号を生成し、
前記基本単位信号及び第２の系列に基づいて送信信号を
発生する送信信号発生手段。

〔２〕 前記送信信号により励振されて波動を対象物に
送信する送信手段。

〔３〕 前記対象物から反射されたエコーを受信する受
信手段。

〔４〕 前記第１の系列に基づいて生成される第１の参
照信号を用いて、前記エコーを相関処理する第１の相関
手段。

〔５〕 前記第２の系列に基づいて生成される第２の参
照信号を用いて、前記第１の相関手段の出力を相関処理
する第２の相関手段。

［作用］ この発明においては、送信信号発生手段によって、第１
の系列に基づいて基本単位信号が生成され、前記基本単
位信号及び第２の系列に基づいて送信信号が発生され
る。

また、送信手段によって、前記送信信号により励振され
て波動が対象物に送信され、受信手段によって、前記対
象物から反射されたエコーが受信される。

さらに、第１の相関手段によって、前記第１の系列に基
づいて生成される第１の参照信号を用いて、前記エコー
が相関処理される。

そして、第２の相関手段によって、前記第２の系列に基
づいて生成される第２の参照信号を用いて、前記第１の
相関手段の出力が相関処理される。

［実施例］ これから、この発明の６つの実施例を順次説明する。

まず、この発明の第１実施例の構成を第１図を参照しな
がら説明する。

第１図は、この発明の第１実施例を示すブロック図であ
り、超音波探触子（６）及び表示器（８）は第19図で示
した上記従来装置のものと全く同一である。

第１図において、この発明の第１実施例は、上述した従
来装置のものと全く同一のものと、振幅符号化送信信号
発生器（1A）と、この振幅符号化送信信号発生器（1A）
及び超音波探触子（６）に接続された第１の相関器（1
1）と、この第１の相関器（11）及び振幅符号化送信信
号発生器（1A）に入力側が接続されかつ表示器（８）に
出力側が接続された第２の相関器（12）とから構成され
ている。

なお、超音波探触子（６）は振幅符号化送信信号発生器
（1A）にも接続され、試験体Ｓに接触している。

つぎに、上述した第１実施例の動作を第２図及び第３図
を参照しながら説明する。

第２図及び第３図は、この発明の第１実施例における基
本単位信号及び送信信号を示す波形図である。

振幅符号化送信信号発生器（1A）は、第１の系列｛ａ｝
を発生し、この系列を用いて基本単位信号を発生する。
また、第２の系列｛ｐ｝を発生し、上記基本単位信号と
上記第２の系列｛ｐ｝とから次に述べる手順にしたがっ
て送信信号を発生する。そして、送信信号を超音波探触
子（６）に伝達する。

基本単位信号は、第２図に示すように、第１の系列
｛ａ｝として、長さＭが４である、 ｛ａ｝＝｛a₁、a₂、a₃、a₄｝ ＝｛＋、＋、−、＋｝ を採用し、従来と同様に、振幅を符号化した波形を有す
る信号である。第１の系列｛ａ｝と振幅符号化との間の
関係をわかりやすくするために、この系列の符号（±）
を図中にあわせて記入してある。また、図中、δは固定
時間である。以下、上記基本単位信号をｇ（ｔ）で表わ
す。ただし、ｔは時間である。

送信信号は、第３図に示すように、第２の系列｛ｐ｝と
して、長さＮが３である、 ｛ｐ｝＝｛p₁、p₂、p₃｝ ＝｛＋、＋、−｝ を採用し、この系列と第２図に示した基本単位信号ｇ
（ｔ）とから、次に述べる手順にしたがって発生した信
号である。すなわち、第２の系列｛ｐ｝の符号＋には基
本単位信号ｇ（ｔ）を割り当て、符号−には基本単位信
号ｇ（ｔ）に−１を掛けて得られる信号−ｇ（ｔ）を割
り当てて、第２の系列｛ｐ｝の符号の現れる順序にした
がって、±ｇ（ｔ）が時間軸上に配列されている。第２
の系列｛ｐ｝の系列の符号（±）と、信号±ｇ（ｔ）と
の間の関係をわかりやすくするため、図中、第２の系列
｛ｐ｝の系列の符号をあわせて記入してある。Tpは固定
時間である。

第３図に示した送信信号は、次の式で表わされる。

ｓ（ｔ）＝Σp_ig［ｔ−（ｉ−１）Tp］ （和はｉについて１〜Ｎまでとる。） ＝p₁g（ｔ）＋p₂g（ｔ−Tp） ＋p₃g（ｔ−2Tp） … 式 ここで、p_i（ｉ＝１、２、…、Ｎ）の符号±は±１（複
合同順）と同一とみなして掛算している（以下同様）。

超音波探触子（６）は、前記送信信号ｓ（ｔ）により駆
動されて、超音波を試験体Ｓ内へ送信する。そして、超
音波探触子（６）は、試験体Ｓ内の欠陥などの反射体に
より反射されたエコーを受信する。

エコーｒ（ｔ）は、次の式で表わされる。

ｒ（ｔ）＝C₀×∫ｓ（t₁）ｈ（ｔ−t₀−t₁）dt₁ ［積分範囲：−∞〜∞］ … 式 ここで、C₀は定数を表わす。また、ｈ（ｔ）は、振幅符
号化送信信号発生器（1A）の出力端から、超音波探触子
（６）、試験体Ｓの反射体、再び超音波探触子（６）を
経由して、第１の相関器（11）の入力端に至るまでの信
号伝搬経路における周波数応答特性の逆フーリエ変換を
表わす。すなわち、前記信号伝搬経路のインパルス応答
を表わす。また、t₀は試験体Ｓ内の反射体まで超音波が
往復するのに要する時間である。

C₀＝１としても一般性を失わないので、以下C₀＝１とし
て説明する。

受信されたエコーｒ（ｔ）は、第１の相関器（11）に伝
達される。一方、エコーの相関処理に用いられる第１の
参照信号が、振幅符号化送信信号発生器（1A）により発
生され、同じく第１の相関器（11）に伝達される。第１
の参照信号は第１の系列｛ａ｝に関連した信号である。
この信号をua（ｔ）で表わす。

第１の相関器（11）では、エコーｒ（ｔ）と第１の参照
信号ua（ｔ）との間で相関演算を実行する。すなわち、
相関演算の結果をCa（ｔ）とすると次の式で表わされ
る。

Ca（ｔ）＝∫ua（t₂−ｔ）ｒ（t₂）dt₂ ［積分範囲：−∞〜∞］ … 式 なお、この相関演算の結果は、 Ａ（ｔ）＝∫∫ua（t₂−ｔ）ｇ（t₁） ｈ（t₂−t₁）dt₁dt₂ ［積分範囲：−∞〜∞］ … 式 とおけば、式〜式から次式に等しい。

Ca（ｔ）＝Σp_iA［ｔ−t₀−（ｉ−１）Tp］ （和はｉについて１〜Ｎまでとる。） ＝p₁A（ｔ−t₀） ＋p₂A（ｔ−t₀−Tp） ＋p₃A（ｔ−t₀−2Tp） …式 この式において、Ａ（ｔ−t₀）は、基本単位信号ｇ
（ｔ）により超音波探触子（６）を駆動し、このとき得
られるエコーを、参照信号として上記第１の参照信号ua
（ｔ）を用いて相関処理して得られる圧縮パルス（以
下、基本単位圧縮パルスと呼ぶ。）に対応している。

また、式より、Ca（ｔ）は、上記基本単位圧縮パルス
Ａ（ｔ−t₀）を３個、時間軸上に０、Tp、2Tpだけずら
して配置し、それぞれ、第２の系列｛ｐ｝の成分p₁、
p₂、p₃を掛けて加算したものに等しいことがわかる。

第１の相関器（11）の出力であるCa（ｔ）は第２の相関
器（12）に伝達される。一方、第２の相関器（12）にお
ける相関処理に用いられる第２の参照信号が、振幅符号
化送信信号発生器（1A）により発生され、第２の相関器
（12）に伝達される。この第２の参照信号は、第２の系
列｛ｐ｝に関連した信号である。

第２の参照信号をup（ｔ）で表わす。第２の相関器（1
2）では、第１の相関器（11）の出力であるCa（ｔ）と
第２の参照信号up（ｔ）との間で相関演算を実行する。
すなわち、この相関演算の結果をＣ（ｔ）とすれば、相
関演算は次の式で表わされる。

Ｃ（ｔ）＝∫up（t₃−ｔ）Ca（t₃）dt₃ ［積分範囲：−∞〜∞］ … 式 第２の相関器（12）の出力Ｃ（ｔ）は、表示器（８）に
伝達され従来と同様に表示される。

ここで、上述したこの発明の第１実施例の動作原理を第
４図、第５図、第６図及び第７図を参照しながら説明す
る。

第４図はこの発明の第１実施例の基本単位圧縮パルスを
示す波形図、第５図は第１の相関器（11）の出力信号を
示す波形図、第６図は第２の参照信号を示す波形図、第
７図は第２の相関器（12）の出力信号（圧縮パルス）を
示す波形図である。

第４図に示す基本単位圧縮パルスＡ（ｔ−t₀）は、基本
単位信号ｇ（ｔ）として第２図に示した信号を用い、ま
た、第１の参照信号ua（ｔ）として基本単位信号ｇ
（ｔ）自体を用い、さらに、ｈ（ｔ）はデルタ関数とし
た場合の式による計算結果である。

第４図に示すように、基本単位圧縮パルスＡ（ｔ−t₀）
は、ｔ＝t₀近傍のみ大きな振幅（主ローブ）を有し、ｔ
≠t₀における振幅（サイドローブレベル）は小さいこと
がわかる。

第５図に示す第１の相関器（11）の出力信号Ca（ｔ）
は、第４図に示した基本単位圧縮パルスＡ（ｔ−t₀）と
式とからの計算結果である。なお、Tpは６δとした。
第５図に示すように、第１の相関器（11）の出力信号Ca
（ｔ）では、エネルギーが時間軸上に分散している。こ
のように、エネルギーが時間軸上に分散することは、Tp
を６δから変化させても変わらない。

しかし、第１の相関器（11）の出力信号Ca（ｔ）を第２
の相関器（12）により相関処理することにより、以下に
示すように、第１の相関器（11）の出力信号Ca（ｔ）を
圧縮することができる。

これについて、第２の参照信号として第２の系列｛ｐ｝
を用いて発明した、第６図に示す信号について説明す
る。

第６図に示す信号は、第２の系列｛ｐ｝を用いて振幅を
符号化した波形を有する信号である。この信号と第２の
系列｛ｐ｝の符号との間の関係をわかりやすくするた
め、図中、第２の系列｛ｐ｝の符号をあわせて記入して
ある。

第６図に示す第２の参照信号up（ｔ）を用いた場合、Ｃ
（ｔ）は式からつぎのようになる。

Ｃ（ｔ）＝Σp_iCa［ｔ＋（ｉ−１）Tp］ （和はｉについて１〜Ｎまでとる。） ＝p₁Ca(ｔ)＋p₂Ca(ｔ＋Tp)＋p₃Ca(ｔ＋2Tp) …式 さらに、第２の系列｛ｐ｝の自己相関関数をρpp
（ｉ）、（ｉ＝０、±１、±２、…、±（Ｎ−１））と
表わすと、Ｃ（ｔ）は式及びからつぎのようにな
る。

Ｃ（ｔ）＝ρpp（０）Ａ（ｔ−t₀） ＋Σρpp（ｉ）［Ａ（ｔ−t₀−iTp）＋Ａ（ｔ−t₀＋iT
p）］ （和はｉについて１〜Ｎまでとる） ＝ρpp（０）Ａ（ｔ−t₀） ＋ρpp（１）［Ａ（ｔ−t₀−Tp）＋Ａ（ｔ−t₀＋Tp）］ ＋ρpp（２）［Ａ（ｔ−t₀−2Tp） ＋Ａ（ｔ−t₀＋2Tp）］ …式 この式より、第２の系列｛ｐ｝の自己相関関数ρpp
（ｉ）が、ｉ＝０において大きな振幅（主ローブ）をも
ち、ｉ≠０における振幅（サイドローブレベル）が小さ
ければ、式の右辺における第２項及び第３項は、第１
項に比べて小さくなることがわかる。

さらに、基本単位圧縮パルスＡ（ｔ−t₀）が、ｔ＝t₀近
傍にのみ大きな振幅（主ローブ）を有し、ｔ≠t₀におけ
る振幅（サイドローブレベル）が小さければ、式の右
辺の第１項は、ｔ＝t₀近傍にのみ大きな振幅（主ロー
ブ）を有し、ｔ≠t₀における振幅（サイドローブレベ
ル）は小さくなることがわかる。すなわち、第１の相関
器（11）の出力であるCa（ｔ）は圧縮され、サイドロー
ブレベルの低い圧縮パルスＣ（ｔ）が得られることがわ
かる。

第７図は、式から計算により求めた圧縮パルスＣ
（ｔ）を示す。

第７図では、基本単位圧縮パルスＡ（ｔ−t₀）として第
４図に示したものを用い、また、第２の系列の自己相関
関数ρpp（ｉ）において、ρpp（０）＝３、ρpp（１）
＝０、ρpp（２）＝−１であることを用いた。また、Tp
＝４δとした。

第７図において、信号のエネルギーの大半は、ｔ＝t₀近
傍に集中している。すなわち、ｔ＝t₀近傍にのみ大きな
振幅（主ローブ）を有し、ｔ≠t₀における振幅（サイド
ローブレベル）の小さい圧縮パルスが得られていること
がわかる。

すなわち、この発明の第１実施例においても、従来と同
様に、ｔ＝t₀近傍にのみ大きな振幅（主ローブ）を有
し、ｔ≠t₀における振幅（サイドローブレベル）の小さ
い圧縮パルスが得られることがわかった。

つぎに、この発明の第１実施例の効果について第８図、
第９図及び第10図を参照しながら説明する。

第８図はこの発明の第１実施例のTp＝４δとした場合の
送信信号を示す波形図、第９図は第１の相関器（11）の
構成を示すブロック図、第10図は第２の相関器（12）の
構成を示すブロック図である。

送信信号は、第８図に示すように、第３の系列｛＋、
＋、−、＋、＋、＋、−、＋、−、−、＋、−｝を用い
て振幅を符号化した波形を有する信号に等しい。なお、
上記第３の系列は、第１の系列｛ａ｝と第２の系列
｛ｐ｝とから、次式にしたがって生成した長さ12の系列
に等しい。

｛a₁p₁、a₂p₁、a₃p₁、a₄p₁、a₁p₂、a₂p₂、a₃p₂、a₄p₂、
a₁p₃、a₂p₃、a₃p₃、a₄p₃｝ ここで、符号（±）は±１と同等とみなして掛算してい
る。

さて、第８図に示した送信信号を用いたときの従来の検
査装置について考えてみる。

送信信号の継続時間Ｔは第８図より12δである。したが
って、単位時間δ当りK₁個のサンプリングを行い、式
にしたがって第22図に示す相関器（10）を構成すると、
Ｋ＝12×K₁となるから、タップ数12×K₁個のタップ付遅
延線（10a）と、このタップ付遅延線（10a）の各出力タ
ップに接続された12×K₁個の掛算器（10b）と、入力端
子数12×K₁個の加算器（10c）とが必要である。

一方、この発明の第１実施例に係る測定装置では、第１
の参照信号として基本単位信号ｇ（ｔ）を用いている。
基本単位信号ｇ（ｔ）の継続時間は、第２図より４×δ
である。したがって、式を式と同様に変形し、単位
時間δ当りK₁個のサンプリングを行うものとして、第１
の相関器（11）を構成すれば、第９図に示すようにな
る。

第９図において、第１の相関器（11）は、タップ数４×
K₁個のタップ付遅延線（11a）と、このタップ付遅延線
（11a）の各出力タップに接続された４×K₁個の掛算器
（11b）と、入力端子数４×K₁個の加算器（11c）とから
構成される。

つぎに、この発明の第１実施例に係る測定装置の第２の
相関器（12）について考えてみる。

第２の相関器（12）は、第１の相関器（11）の出力であ
るCa（ｔ）から、式の右辺の演算を行う機能を有して
いれば良い。式の右辺は、時間ｔにおけるCa（ｔ）の
値にp₁を掛け、時間（ｔ＋Tp）におけるCa（ｔ）の値に
p₂を掛け、時間（ｔ＋2Tp）におけるCa（ｔ）の値にp₃
を掛けて、これらを加算することを意味している。した
がって、単位時間δ当りK₁個のサンプリングを行うもの
とすれば、Tp＝４δであるので、第２の相関器（12）は
第10図に示すように構成すれば良い。

すなわち、第10図において、第２の相関器（12）は、タ
ップ数８×K₁個のタップ付遅延線（12a）と、このタッ
プ付遅延線（12a）の出力タップにおいて４×K₁個（時
間Tpに相当する。）おきに接続された３個の掛算器（12
b）と、入力端子数３個の加算器（12c）とから構成され
ている。

さて、この発明の第１実施例に係る測定装置の第１の相
関器（11）と第２の相関器（12）とにおいて要求される
掛算器（11b）及び（12b）の総個数を、従来の測定装置
の相関器（10）において要求される掛算器（10b）の個
数と比較してみる。この発明の第１実施例においては、
総数（４×K₁＋３）個、従来装置においては、12×K₁個
である。すなわち、この発明の第１実施例においては、
掛算器の個数が大幅に少なくて済む。このように、掛算
器の個数が少なくなることは、装置の動作スピードの向
上や低価格化につながる効果がある。

さらに、第２の相関器（12）において要求される掛算器
（12b）への重み付けは、上述の第１実施例では、±１
のいずれかである。重み付けが＋１であることは、掛算
器（12b）は不要であることを意味している。また、重
み付けが−１であることは、掛算器（12b）をインバー
タで置き換えられることを意味している。したがって、
この発明の第１実施例は、動作スピードや価格の面で益
々有利である。

一方、同様に、加算器について比較してみる。この発明
の第１実施例においては、入力端子数４×K₁個の加算器
（11c）と、入力端子数３個の加算器（12c）とで済む。
これに対し、従来装置においては、入力端子数12×K₁個
の加算器（10c）が必要である。加算器は、ねずみ算式
に加算していくので、入力端子数が少なくなれば、これ
も動作スピードの向上や低価格化につながる効果があ
る。

なお、上記第１実施例では、基本単位信号ｇ（ｔ）にお
いて、第１の系列｛ａ）の各要素（±）に対応する波形
が矩形の場合について説明したが、上記各要素に対応す
る波形を矩形に近い波形とした場合についても、上記第
１実施例と同様の作用、効果がある。

この発明の第２実施例の構成を第11図を参照しながら説
明する。

第11図は、この発明の第２実施例を示すブロック図であ
り、振幅符号化送信信号発生器（1A）、第１の相関器
（11）、第２の相関器（12）、超音波探触子（６）及び
表示器（８）は上記第１実施例のものと全く同一であ
る。

第11図において、この発明の第２実施例は、上述した第
１実施例のものと全く同一のものと、振幅符号化送信信
号発生器（1A）に入力側が接続されかつ第１の相関器
（11）に出力側が接続された第１の参照信号発生器（1
3）と、振幅符号化送信信号発生器（1A）に入力側が接
続されかつ第２の相関器（12）に出力側が接続された第
２の参照信号発生器（14）とから構成されている。

第１の参照信号発生器（13）は、上述した第１実施例に
おける基本単位信号ｇ（ｔ）により超音波探触子（６）
を駆動したときに得られるエコーの波形と類似あるいは
同一の波形を有する信号を発生し、これを第１の参照信
号として第１の相関器（11）に伝達する。

第２の参照信号発生器（14）は、上記第１実施例におけ
る第２の参照信号と類似あるいは同一の波形を有する信
号を発生し、これを第２の参照信号として第２の相関器
（12）に伝達する。

上記第１の参照信号の波形は、式の右辺においてｓ
（t₁）をｇ（t₁）で置き換えたときに得られる信号の波
形にほぼ等しいものである。したがって、第１の参照信
号発生器（13）は、超音波探触子（６）が送受総合で有
する周波数応答特性と、試験体Ｓの周波数応答特性と、
欠陥などの反射体の超音波反射に関する周波数応答特性
とをあわせもった周波数応答特性を有するフィルタとし
て働く。

このように、エコーを相関処理することは、エコーを整
合フィルタ又は近似的整合フィルタに通す信号処理を行
っていることに相当する。整合フィルタは雑音に埋もれ
た信号を最大のS/N比で受信する効果をもっている。

したがって、この発明の第２実施例は、第１の参照信号
として、基本単位信号自身を用いる第１実施例に比べS/
N比をさらに改善できる効果が、第１実施例の作用、効
果に相乗する。

なお、第２の参照信号発生器（14）は、時間Tpごとに振
幅が±１から少しづつずれた信号を第２の参照信号とし
て発生してもよい。圧縮パルスＣ（ｔ）が高いS/N比で
得られる波形を有する第２の参照信号を発生させればよ
い。

また、この発明の第２実施例では、第１の参照信号の継
続時間内にK₃個のサンプリング点があり、時間Tp間にK₂
個のサンプリング点があるものとすると、第１の相関器
（11）は、式を式と同様に変形するばわかるよう
に、タップ数K₃個のタップ付遅延線と、このタップ付遅
延線の各出力タップに接続されたK₃個の掛算器と、入力
端子数K₃個の加算器とから、第９図と同様に構成すれば
よい。第２の相関器（12）は、タップ数（Ｎ−１）×K₂
個のタップ付遅延線と、このタップ付遅延線の各出力タ
ップにおいて、K₂個おきに接続されたＮ個の掛算器と、
入力端子数Ｎ個の加算器とから、第10図と同様に構成す
ればよい。ただし、Ｎ個の掛算器への重み付けp_i（ｉ＝
１、２、３、…、Ｎ）は、±１としてもよいし、上述の
ように圧縮パルスＣ（ｔ）が高いS/N比で得られるよう
に、ｉごとに、それぞれ±１から値をずらしてもよい。

この発明の第３実施例の構成を第12図を参照しながら説
明する。

第12図は、この発明の第３実施例を示すブロック図であ
り、位相符号化送信信号発生器（1B）以外は、上記第１
実施例のものと全く同一である。

つぎに、上述した第３実施例の動作を第13図、第14図及
び第15図を参照しながら説明する。

第13図はこの発明の第３実施例における基本単位信号を
示す波形図、第14図（ａ）及び（ｂ）は基本単位信号を
構成する他の単位波形を示す波形図、第15図は送信信号
を示す波形図である。

第13図において、基本単位信号は、上述した第１実施例
の場合と同一の第１の系列｛ａ｝を用いて発生させた信
号である。図中、δ_０は固定時間である。第１の系列と
基本単位信号との関係をわかりやすくするため、第１の
系列｛ａ｝の符号（±）をあわせて記入してある。

第13図では、第１の系列｛ａ）の各要素（±）に対応す
る単位波形が正弦波の場合を示しているが、上記単位波
形は、第14図（ａ）又は（ｂ）に示すように、滑らかな
曲線部を有する波形や、振幅や零クロス点の間隔が一定
でない振動波形であってもよい。

なお、第13図において、固定時間δが固定時間δ_０に等
しい場合には、基本単位信号は位相を符号化した波形を
有する信号となる。位相符号化の方法については、この
発明と関連する特願平１−45316号に詳細に述べられて
いる。

第15図において、送信信号は、上述した第１実施例の場
合と同一の第２の系列｛ｐ｝と、第13図に示した基本単
位信号とから、第１実施例の場合と同一の手順にしたが
って発生した信号である。すなわち、第２の系列｛ｐ｝
の符号＋には基本単位信号ｇ（ｔ）を割り当て、符号−
には基本単位信号ｇ（ｔ）に−１を掛けて得られる信号
−ｇ（ｔ）を割り当てて、第２の系列｛ｐ｝の符号の現
れる順序にしたがって、±ｇ（ｔ）が時間軸上に配列さ
れている。第２の系列｛ｐ｝の符号±と、信号±ｇ
（ｔ）との関係をわかりやすくするため、図中、第２の
系列｛ｐ｝の符号±をあわせて記入してある。

この発明の第３実施例では、第３図に示した第１実施例
の送信信号を、第15図に示した送信信号で置き換えて超
音波探触子（６）を駆動する。エコーの信号処理は、第
１実施例と同様である。すなわち、第１の参照信号とし
て、第13図に示した基本単位信号を用い、第２の参照信
号としては、第１実施例のものと全く同一のものを用い
る。

この発明の第３実施例においても、式〜が基本単位
信号ｇ（ｔ）の波形の形状にかかわらず成立すること、
及び、第13図に示した基本単位信号を式に代入して求
まる基本単位圧縮パルスＡ（ｔ−t₀）がｔ＝t₀近傍にの
み大きな振幅を有し、ｔ≠t₀における振幅が小さいこと
から、第１実施例と同様の作用がある。基本単位圧縮パ
ルスの上述した特性は、第14図（ａ）及び（ｂ）に示し
た単位波形を用いた場合にも成り立つので、この場合も
第１実施例と同様の作用がある。

つづいて、上述した第３実施例の効果について説明す
る。

この発明の第３実施例では、第１実施例の場合と同様の
作用、効果が得られるとともに、この発明と関連する特
願平１−45316号及び特願平１−86383号からわかるよう
に、信号の周波数特性を、超音波探触子（６）の周波数
特性と、試験体Ｓの周波数特性と、試験体Ｓの反射体の
超音波反射に関する周波数特性とを合成した周波数特性
に近付けることができる。

したがって、信号エネルギーの利用効率を高くすること
が期待できる。逆に、第１の系列の要素（±）に対応す
る単位波形は、上記合成周波数特性に近い周波数特性を
有するように選定すれば、益々、信号エネルギーの利用
効率が高くなり、S/N比が向上することが期待できる。

なお、第１の相関器（11）及び第２の相関器（12）を、
タップ付遅延線、掛算器及び加算器から構成する場合
は、その構成法は上述した第１実施例の場合と同様であ
る。

この発明の第４実施例の構成を第16図を参照しながら説
明する。

第16図は、この発明の第４実施例を示すブロック図であ
り、位相符号化送信信号発生器（1B）以外は、上述した
第２実施例のものと全く同一である。

第１の参照信号発生器（13）は、上述した第３実施例に
おける基本単位信号を用いて超音波探触子（６）を駆動
したときに得られるエコーの波形と同一又は類似の波形
を有する信号を発生し、これを第１の参照信号として第
１の相関器（11）に伝達する。

第２の参照信号発生器（14）は、上述した第３実施例に
おける第２の参照信号の波形と同一又は類似の波形を有
する信号を発生し、これを第２の参照信号として第２の
相関器（12）に伝達する。

つづいて、上述した第４実施例の効果について説明す
る。

上記第４実施例においても、第１の参照信号は、式の
右辺においてｓ（t₁）を、第３実施例における基本単位
信号ｇ（t₁）で置き換えたときに得られる信号の波形に
ほぼ等しいものである。

したがって、上述した第２実施例と同様の効果が、上述
した第３実施例の作用、効果に相乗することが期待でき
る。

なお、第４実施例においても、第２の参照信号発生器
（14）は、時間Tpごとに振幅が±１から少しずれた信号
を第２の参照信号として発生してもよい。圧縮パルスＣ
（ｔ）が高いS/N比で得られるような波形を有する第２
の参照信号を発生させればよい。

また、第１の相関器（11）及び第２の相関器（12）を、
タップ付遅延線、掛算器及び加算器から構成する場合
は、その構成法は上述した第２実施例の場合と同様であ
る。

この発明の第５実施例の構成を第17図を参照しながら説
明する。

第17図は、この発明の第５実施例を示すブロック図であ
り、送信用の超音波探触子（6A）及び受信用の（6B）以
外は、上述した第４実施例のものと全く同一である。

この第５実施例は、第４実施例の場合と同様の作用、効
果を奏する。

もちろん、送信用の超音波探触子（6A）及び受信用の超
音波探触子（6B）を、この発明の第１、第２及び第３実
施例に適用してもよい。

この発明の第６実施例の構成を第18図を参照しながら説
明する。

第18図は、この発明の第６実施例を示すブロック図であ
り、第３の相関器（15）及び第３の参照信号発生器（1
6）以外は、上述した第５実施例のものと全く同一であ
る。

第３の参照信号発生器（16）は位相符号化送信信号発生
器（1B）に接続され、第３の相関器（15）は第２の相関
器（12）及び第３の参照信号発生器（16）に入力側が接
続されかつ表示器（８）に出力側が接続されている。

この第６実施例では、位相符号化送信信号発生器（1B）
は、新たに第３の系列｛ｖ｝を発生し、一方、第５実施
例で発生させた送信信号ｓ（ｔ）を新たに第２の基本単
位信号g₂（ｔ）とみなして、上記第３の系列｛ｖ｝と第
２の基本単位信号g₂（ｔ）とを用いて送信信号を発生さ
せる。この送信信号の発生手順は、上述の第５実施例に
おいて、基本単位信号ｇ（ｔ）と第２の系列｛ｐ｝とを
用いた送信信号発生手順と同じ手順にしたがう。

すなわち、第３の系列｛ｖ｝の符号＋には第２の基本単
位信号g₂（ｔ）を割り当て、符号−には第２の基本単位
信号g₂（ｔ）に−１を掛けて得られる信号−g₂（ｔ）を
割り当てて、第３の系列｛ｖ｝の符号±の現れる順序に
したがって、信号±g₂（ｔ）を配列する。

第３の参照信号発生器（16）は、上記第３の系列により
振幅符号化した波形と同一又は類似の波形を有する第３
の参照信号を発生する。

第３の相関器（15）は、上記第３の参照信号を用いて、
第２の相関器（12）の出力の相関処理を実行する。そし
て、この第３の相関器（15）の出力は表示器（８）に伝
達され表示される。

なお、第３の相関器（15）を、タップ付遅延線、掛算器
及び加算器から構成する場合、その構成法は上述した第
２の相関器（12）と同様である。

この第６実施例では、送信信号の継続時間を上述した第
５実施例に比べて長くすることができる。このように、
送信信号の継続時間が長くなればなるほど、従来装置と
比較して、掛算器の個数、及び加算器の入力端子数の差
が大きくなり、ますます、動作スピードや価格の面で有
利になる。

さらに、第６実施例における送信信号発生手順を繰り返
し用いて、これに対応して、第４、第５、…の参照信号
発生器と、第４、第５、…の相関器とを設ければ、送信
信号の継続時間がますます長くなるので、従来装置と比
較して、掛算器の個数、及び加算器の入力端子数の差が
ますます大きくなり、動作スピードや価格の面でますま
す有利になる。

また、第６実施例と同様の構成を上述した第１から第４
実施例に適用してもよい。

次に、各種の応用例等について説明する。

上述した各実施例においては、第１の系列｛ａ｝として
長さＭが４のものを用い、第２の系列｛ｐ｝として長さ
Ｎが３のものを用いた場合について説明したが、長さＭ
及びＮについてはこれに限らない。長さＭ及びＮが任意
の自然数の場合にも適用できる。

例えば、第１の参照信号として基本単位信号を用い、時
間δの間にK₁個のサンプリング点がある場合について、
長さＭ及びＮを任意の自然数として考えてみる。とく
に、ＭあるいはＮが１であっても構わない。

Tp＝Ｍδとした場合には、第１の相関器（11）は、タッ
プ数Ｍ×K₁個のタップ付遅延線（11a）と、タップ付遅
延線（11a）の各出力タップに接続されたＭ×K₁個の掛
算器（11b）と、入力端子数Ｍ×K₁個の加算器（11c）と
から第９図と同様に構成すればよい。

また、第２の相関器（12）は、タップ数（Ｎ−１）×Ｍ
×K₁個のタップ付遅延線（12a）と、このタップ付遅延
線（12a）の出力タップにおいて、Ｍ×K₁個おきに接続
されたＮ個の掛算器（12b）と、入力端子数Ｎ個の加算
器（12c）とから、第10図と同様に構成すればよい。

この場合も、従来装置では、タップ数Ｍ×Ｎ×K₁個のタ
ップ付遅延線（10a）と、このタップ付遅延線（10a）の
各出力タップに接続されたＭ×Ｎ×K₁個の掛算器（10
b）と、入力端子数Ｍ×Ｎ×K₁個の加算器（10c）とが要
求されるから、上述した実施例の場合と同様の効果があ
る。

つぎに、Tp＞Ｍδ又はTp＜Ｍδの場合について考えてみ
る。これらの場合には、時間Tpの間に、K₂個のサンプリ
ングがあるものとすると、第１の相関器（11）は、タッ
プ数Ｍ×K₁個のタップ付遅延線（11a）と、タップ付遅
延線（11a）の各出力タップに接続されたＭ×K₁個の掛
算器（11b）と、入力端子数Ｍ×K₁個の加算器（11c）と
から第９図と同様に構成し、また、第２の相関器（12）
は、タップ数（Ｎ−１）×K₂個のタップ付遅延線（12
a）と、このタップ付遅延線（12a）の出力タップにおい
て、K₂個おきに接続されたＮ個の掛算器（12b）と、入
力端子数Ｎ個の加算器（12c）とから、第10図と同様に
構成すればよい。この場合も、上述した実施例の場合と
同様の作用、効果がある。

また、一般に、第１の参照信号の継続時間内にK₃個のサ
ンプリング点があり、時間Tpの間に、K₂個のサンプリン
グがあるものとすると、第１の相関器（11）は、タップ
数K₃個のタップ付遅延線（11a）と、タップ付遅延線（1
1a）の各出力タップに接続されたK₃個の掛算器（11b）
と、入力端子数K₃個の加算器（11c）とから第９図と同
様に構成し、また、第２の相関器（12）は、タップ数
（Ｎ−１）×K₂個のタップ付遅延線（12a）と、このタ
ップ付遅延線（12a）の出力タップにおいて、K₂個おき
に接続されたＮ個の掛算器（12b）と、入力端子数Ｎ個
の加算器（12c）とから、第10図と同様に構成すればよ
い。この場合も、上述した実施例の場合と同様の作用、
効果がある。なお、Ｍが１の場合は、基本単位信号の波
形は、矩形波形、近似的矩形波形、正弦波形、滑らかな
曲線部を有する波形、あるいは、振動波形などの単位波
形自体に等しい。したがって、この場合には、上述した
第１実施例及び第３実施例では第１の相関器（11）は取
り除いてもよい。また、第２実施例、第４実施例、第５
実施例及び第６実施例などでは、第１の相関器（11）
は、整合フィルタあるいは近似的整合フィルタとして機
能させるべくそのまま残しておけばよい。また、Ｎが１
の場合は、上述した第１から第６実施例において第２の
相関器（12）は取り除いてもよい。

さらに、上述した各実施例では、ｈ（ｔ）がデルタ関数
の場合について説明したが、ｈ（ｔ）が振動成分などを
含む任意の波形を有する関数の場合についても、上述し
た実施例の場合と同様の作用、効果がある。

さらに、上述した各実施例では、第１の系列と第２の系
列とが異なる場合について説明したが、これら２つの系
列は同一でもよい。また、これらの系列の特性に対する
制限はない。

さらに、上述した各実施例では、第１及び第２の系列が
２値有限長系列である場合について説明したが、この発
明はこれに限らず、上記第１及び第２の系列は、どちら
か一方が、又は両方が２値周期系列であってもよい。２
値周期系列の場合には、第１又は第２の相関器はそれぞ
れ対応する２値周期系列の１周期分について上述した実
施例における場合と同様に構成すればよい。

さらに、上述した第１の参照信号は、基本単位信号によ
り超音波探触子を励振したときに、この超音波探触子に
より得られる試験体Ｓの表面若しくは底面からのエコー
の波形と同一若しくは類似の波形、又は別の対象物の表
面若しくは底面からのエコーの波形と同一若しくは類似
の波形を有する信号であってもよい。

さらに、上述した第１の参照信号は、基準単位信号によ
り超音波探触子を励振したときに、振幅又は位相符号化
送信信号発生器の出力端から超音波探触子、試験体Ｓ、
超音波探触子を介して第１の相関器の入力端に至る信号
伝搬経路の周波数応答特性と、基本単位信号とに基づい
て算出された波形を有する信号であってもよい。なお、
上記信号伝搬経路の周波数応答特性には、試験体Ｓの反
射体の反射に関する周波数特性を含んでも構わない。

この発明の実施例は、上述したように、相関器の構成が
従来に比べて簡単になり、これにより動作スピードを向
上でき、また、低価格化が図れるという効果を奏すると
ともに、第１の系列の要素（±）に対応させる単位波形
として、超音波探触子、試験体及びその反射体の周波数
応答特性を考慮して選定した波形を用いれば、信号エネ
ルギーの利用効率を向上でき、より大きいS/N比で検査
できるという効果を奏し、超音波探触子、試験体及びそ
の反射体がもっている総合周波数応答特性を有する参照
信号発生器に送信信号を通した場合には、より大きいS/
N比で検査できるという効果を奏する。

ところで、上記説明では、超音波探傷装置に利用する場
合について述べたが、その他の例えば超音波診断装置な
どにも利用できることはいうまでもない。

また、上記説明では、超音波探触子を試験体に接触させ
ている場合について述べたが、超音波探触子は接触させ
なくてもよい。この場合、超音波探触子と試験体との間
の超音波の送受信は、水などのカップリング媒体を介し
て行えばよい。

さらに、この発明は、超音波アレイ探触子を構成する個
別の素子の超音波の送受信回路系に適用してもよい。

さらに、上記説明では、波動として超音波を用いる場合
について述べたが、超音波以外の波動、例えば、電磁波
を用いるシステムの送受信回路系に適用しても構わな
い。

［発明の効果］ この発明は、以上説明したとおり、第１の系列に基づい
て基本単位信号を生成し、前記基本単位信号及び第２の
系列に基づいて送信信号を発生する送信信号発生手段
と、前記送信信号により励振されて波動を対象物に送信
する送信手段と、前記対象物から反射されたエコーを受
信する受信手段と、前記第１の系列に基づいて生成され
る第１の参照信号を用いて、前記エコーを相関処理する
第１の相関手段と、前記第２の系列に基づいて生成され
る第２の参照信号を用いて、前記第１の相関手段の出力
を相関処理する第２の相関手段とを備えたので、動作ス
ピードを向上でき、また、低価格化が図れるという効果
を奏する。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の第１実施例を示すブロック図、第２
図はこの発明の第１実施例の基本単位信号を示す波形
図、第３図はこの発明の第１実施例の送信信号を示す波
形図、第４図はこの発明の第１実施例の基本単位圧縮パ
ルスを示す波形図、第５図はこの発明の第１実施例の第
１の相関器の出力信号を示す波形図、第６図はこの発明
の第１実施例の第２の参照信号を示す波形図、第７図は
この発明の第１実施例の圧縮パルスを示す波形図、第８
図はこの発明の第１実施例の他の送信信号を示す波形
図、第９図はこの発明の第１実施例の第１の相関器を示
すブロック図、第10図はこの発明の第１実施例の第２の
相関器を示すブロック図、第11図はこの発明の第２実施
例を示すブロック図、第12図はこの発明の第３実施例を
示すブロック図、第13図はこの発明の第３実施例の基本
単位信号を示す波形図、第14図（ａ）及び（ｂ）はこの
発明の第３実施例の単位波形を示す波形図、第15図はこ
の発明の第３実施例の送信信号を示す波形図、第16図は
この発明の第４実施例を示すブロック図、第17図はこの
発明の第５実施例を示すブロック図、第18図はこの発明
の第６実施例を示すブロック図、第19図は従来の測定装
置を示すブロック図、第20図は従来の測定装置の送信信
号を示す波形図、第21図は従来の測定装置の圧縮パルス
を示す波形図、第22図は従来の測定装置の相関器を示す
ブロック図である。 図において、 （1A）……振幅符号化送信信号発生器、 （1B）……位相符号化送信信号発生器、 （６）……超音波探触子、 （6A）……送信用の超音波探触子、 （6B）……受信用の超音波探触子、 （８）……表示器、 （11）……第１の相関器、 （12）……第２の相関器、 （13）……第１の参照信号発生器、 （14）……第２の参照信号発生器、 （15）……第３の相関器、 （16）……第３の参照信号発生器である。 なお、各図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】第１の系列に基づいて基本単位信号を生成
   し、前記基本単位信号及び第２の系列に基づいて送信信
   号を発生する送信信号発生手段、 前記送信信号により励振されて波動を対象物に送信する
   送信手段、 前記対象物から反射されたエコーを受信する受信手段、 前記第１の系列に基づいて生成される第１の参照信号を
   用いて、前記エコーを相関処理する第１の相関手段、 並びに 前記第２の系列に基づいて生成される第２の参照信号を
   用いて、前記第１の相関手段の出力を相関処理する第２
   の相関手段 を備えたことを特徴とする測定装置。
2. 【請求項２】前記基本単位信号は、前記第１の系列を用
   いて振幅符号化若しくは位相符号化された波形を有して
   いる信号、 前記第１の系列の正符号若しくは負符号に単位波形若し
   くは前記単位波形に−１を掛算して得られる波形を割り
   当てた信号、 前記第１の系列の正符号若しくは負符号に矩形波形若し
   くは前記矩形波形に−１を掛算して得られる波形を割り
   当てた信号、 又は 前記第１の系列の正符号若しくは負符号に振動波形若し
   くは前記振動波形に−１を掛算して得られる波形を割り
   当てた信号 であることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の測
   定装置。
3. 【請求項３】前記送信信号は、前記第２の系列の正符号
   若しくは負符号に前記基本単位信号が有する波形若しく
   は前記基本単位信号が有する波形に−１を掛算して得ら
   れる波形を割り当てた信号であることを特徴とする特許
   請求の範囲第１項記載の測定装置。
4. 【請求項４】前記第１の参照信号は、前記基本単位信号
   が有する波形を有する信号若しくは 前記基本単位信号により前記送信手段を励振したとき前
   記受信手段により得られる前記対象物からのエコーの波
   形と同一若しくは類似の波形を有する信号、 又は 前記第２の参照信号は、前記第２の系列を用いて振幅符
   号化された波形と同一若しくは類似の波形を有する信号 であることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の測
   定装置。