JPH0785076B2 - 測定装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明は、超音波、電磁波などの波動を用い、パルス
圧縮方式を採用した測定装置に関するものである。

［従来の技術］ 従来のこの種の超音波を用いた測定装置については、例
えば、 ビー．ビー．リーとイー．エス．ファーガソン“高速デ
ジタル・ゴーレイコード探傷システム”ザ・アイトリプ
ルイー超音波シンポジウムの議事録1981年，第888頁〜
第891頁（以下、文献Ａと略称する。） （B.B.Lee and E.S.Furgason,“High−Speed Digital G
olay Code Flaw Detection System,"in Proceedings of
the IEEE Ultrasonics Symposium,1981,pp.888−89
1）、 ビー．ビー．リーとイー．エス．ファーガソン“超音波
エヌ．デー．イー相関探傷システムの評価”音波及び超
音波のアイトリプルイー会報vol.SU−29,no.6,11月,198
2年，第359頁〜第369頁（以下、文献Ｂと略称する。） （B.B.Lee and E.S.Furgason,“An Evaluation of Ultr
asound NDE Correlation Flaw Detection Systems,"IEE
E Transactions on Sonics and Ultrasonics,vol.SU−2
9.no.6,November,1982,pp.359−369）及び ビー．ビー．リーとイー．エス．ファーガソン“高速デ
ジタル・ゴーレイコード探傷システム”超音波、７月、
1983年，第153頁〜第161頁（以下、文献Ｃと略称す
る。） （B.B.Lee and E.S.Furgason,“High−Speed Digital G
olay Code Flaw Detection System,"Ultrasonics,July,
1983,pp.153−161）に示されている。

従来例の構成を第19図を参照しながら説明する。

第19図は、例えば文献Ｃに示された従来の超音波を用い
た測定装置を示すブロック図である。

第19図において、従来の測定装置は、信号源（１）と、
この信号源（１）に接続されたデジタル遅延線（２）
と、信号源（１）及びデジタル遅延線（２）に接続され
たバイポーラ変換器（３）と、このバイポーラ変換器
（３）に接続されたトランスミッタ（４）と、同じく信
号源（１）及びデジタル遅延線（２）に接続されたバイ
ポーラ変換器（５）と、超音波探触子（６）と、この超
音波探触子（６）、トランスミッタ（４）及びバイポー
ラ変換器（５）に接続されたアナログ相関器（７）と、
このアナログ相関器（７）に接続された表示器（８）と
から構成されている。

なお、超音波探触子（６）は、水槽の水中に設置され、
超音波探触子（６）の対向する位置にしんちゅうのター
ゲットＳが配置されている。また、アナログ相関器
（７）は、超音波探触子（６）及びバイポーラ変換器
（５）に接続された掛け算器（7a）、この掛け算器（7
a）に接続された積分器（7b）とから構成されている。
さらに、信号源（１）とデジタル遅延線（２）との間、
信号源（１）とバイポーラ変換器（３）及び（５）との
間、デジタル遅延線（２）とバイポーラ変換器（３）及
び（５）との間にはANDゲート等の論理回路が挿入され
ている。システムコントロール（９）は、制御するため
に上述した各機器、回路に接続されている。

つぎに、上述した従来例の動作を第20図及び第21図を参
照しながら説明する。

第20図は例えば文献Ｂに示された従来の超音波を用いた
測定装置の送信信号を示す波形図、第21図は例えば文献
Ｂに示された従来の超音波を用いた測定装置の圧縮パル
スを示す波形図である。

第20図において、横軸はビット（BITS）の単位で表され
ているが、単位のビットに単位の時間を対応させれば横
軸の単位は時間として読み替えることができる。文献Ｂ
では、単位のビットに対応させる単位の時間を記号δで
表している。従って、送信信号のパルス幅は、63×δで
ある。

この送信信号は、振幅が特殊な系列により符号化され
た、周波数帯がベースバンドの信号である。振幅の符号
化については、後述することとし、まず、使用されてい
る系列について説明する。

使用されている系列は、長さが63ビットの有限長系列が
用いられ、周期長が63ビットの周期系列であるｍ系列
（maximal length sequence）を、一周期で打ち切って
作られている。

ｍ系列については、例えば『符号理論』宮川 洋、岩垂
好裕、今井 英樹 共著 昭和54年６月29日 昭晃堂
刊 第474頁〜第499頁（以下、文献Ｄと略称する。）に
詳しく述べられている。

ｍ系列は、長さが無限長の周期系列であり、系列をなす
成分が２つの要素からなる２値系列である。２つの要素
には、符号＋と符号−が割り当てられる場合もあるし、
数値＋１と数値−１、あるいは数値１と数値０とが割り
当てられる場合もある。第20図の例では、周期長が63ビ
ットで、長さが無限長のｍ系列をもとにして、その一周
期を取り出して有限長系列を作っている。

次に、この有限長系列を用いた振幅の符号化について説
明する。

有限長系列をなす要素＋に振幅＋１を、要素−に振幅−
１を対応させて、系列の要素±の表れる順番にしたがっ
て、単位時間δ毎に振幅を相対値で±１に変調してい
る。このような信号は、振幅を符号化された信号と呼ば
れる。

第21図において、第20図と同様に、横軸はビットの単位
で表示されているが、単位のビットに単位の時間δを対
応させれば、横軸の単位は時間として読み替えることが
できる。

この圧縮パルスは、長さ64ビットの有限長系列により振
幅符号化した送信信号を用いた場合の例である。この系
列は、第20図の送信信号を生成するときに用いた長さ63
ビットの有限長系列に、１ビットを付加して作られたも
のである。従って、この送信信号のパルス幅は、64×δ
である。エコーのパルス幅もこれとほぼ同等の長さであ
る。

第21図で示すように、圧縮パルスのエネルギーの大半
は、図中、中央の時間幅内（数ビット×δ）に集中して
いる。この中央の振幅の大きい信号部分は、圧縮パルス
の主ローブと呼ばれる。主ローブのパルス幅は短い。こ
れは、エコーのエネルギーが時間軸上のほぼ一点に圧縮
されたことを意味している。主ローブの両側の振幅の小
さい信号部分は、圧縮パルスのレンジサイドローブと呼
ばれる。

さて、信号源（１）及びデジタル遅延線（２）から、バ
イポーラ変換器（３）及びトランスミッタ（４）を介し
て、第20図で示したような、送信信号が生成される。こ
の送信信号により超音波探触子（６）が励振される。

超音波探触子（６）から水中に放射された超音波は、タ
ーゲットＳにより反射され、再び超音波探触子（６）に
より受信される。超音波探触子（６）により受信された
エコーは、アナログ相関器（７）の掛け算器（7a）に伝
達される。

上述したエコーのパルス幅は、送信信号と同等に長い。
すなわち、エコーのエネルギーは、送信信号のパルス幅
にほぼ相当する長い時間（ほぼ、63×δ）にわたって、
ほぼ一様に分布している。

一方、前記送信信号と同じ信号が、デジタル遅延線
（２）及びバイポーラ変換器（５）を介して、アナログ
相関器（７）の掛け算器（7a）に伝達される。

アナログ相関器（７）は、エコーと送信信号との間の相
関演算を実行する。この相関演算により、送信信号と同
等に長い時間にわたって、時間軸上にほぼ一様に広がっ
て分布していたエコーのエネルギーは、時間軸上のほぼ
一点に圧縮される。圧縮されて得られたパルスは、圧縮
パルスと呼ばれる。

アナログ相関器（７）により得られた圧縮パルスは、表
示器（８）に伝達され、最終結果として表示される。

上述した従来の超音波を用いた測定装置の距離分解能
は、圧縮パルスの主ローブのパルス幅（圧縮パルスのパ
ルス幅と略称される。）により決まる。送信信号のパル
ス幅が長いにもかかわらず、圧縮パルスのパルス幅は上
述したように短い。従って、もともとパルス幅の短い送
信信号を用いたパルスエコー法による超音波を用いた測
定装置の場合と同等の分解能が得られる。

一方、S/N比（信号対雑音比）は、送信信号の平均送信
エネルギーが大きいほど高くなる。平均送信エネルギー
は、送信信号のパルス幅が長いほど大きい。従って、従
来の測定装置は、もともとパルス幅の短い送信信号を用
いたパルスエコー法に比べ、高いS/N比が得られる。

以上のように、従来の超音波を用いた測定装置は、分解
能も優れ、S/N比も高くとれる。

しかし、従来の測定装置は、圧縮パルスのレンジサイド
ローブのレベルが高いと、それが表れる時間に対応する
試験体内の位置に、反射体（欠陥など）があるものと誤
認してしまう問題点がある。

この問題点を避けるには、圧縮パルスのレンジサイドロ
ーブのレベルを低くする必要がある。これを達成するに
は、送信信号の符号化に用いる系列の自己相関関数のレ
ンジサイドローブのレベルを低くする必要がある。言い
換えれば、送信信号の符号化に用いる系列として、自己
相関関数のレンジサイドローブのレベルが低い系列を用
いる必要がある。

以下、圧縮パルスのレンジサイドローブと、系列の自己
相関関数のレンジサイドローブとについて第22図を参照
しながら説明する。なお、系列の自己相関関数の定義に
ついては、文献Ｄに詳しく述べられている。

第22図は、第20図の送信信号の符号化に用いた有限長系
列の自己相関関数を示す波形図である。

ｍ系列自体は、文献Ｄの第479頁〜第483頁に述べられて
いるように、自己相関関数が主ローブと呼ばれる鋭いピ
ークをもち、レンジサイドローブのレベルが低い特性を
もつ系列である。しかし、文献Ｄの第489頁に述べられ
ているように、レンジサイドローブのレベルの低い周期
系列の１周期を取り出して有限長系列を作った場合、も
ともとの周期系列の自己相関関数のレンジサイドローブ
のレベルが低いからといって、第22図で示すように、上
述したように作った有限長系列の自己相関関数のレンジ
サイドローブのレベルが低いとは限らない。

ｍ系列自体の自己相関関数のレンジサイドローブのレベ
ルは、周期長をｎで表し、主ローブのピーク値が１とな
るように規格化して表すと、絶対値で1/nとなること
が、文献Ｄの第479頁〜第480頁に示されている。従っ
て、周期長が63ビットの場合には、1/63＝0.0159とな
る。しかし、第22図をみると、第20図の送信信号の符号
化に用いた有限長系列の自己相関関数では、レンジサイ
ドローブのレベルは少なくとも0.1以上と、ｍ系列自体
の自己相関関数のレンジサイドローブのレベルよりも１
桁大きい。

すなわち、ｍ系列を有限長で打ち切って作った系列を送
信信号の符号化に用いたのでは、圧縮パルスのレンジサ
イドローブのレベルが高い欠点がある。第21図に示した
圧縮パルスは、レンジサイドローブのレベルが高い例で
ある。また、文献Ｂに述べられているように、ｍ系列を
63ビットで打ち切った系列を用いた場合も試されてい
る。この場合、レンジサイドローブの形（パターン）
は、第21図と異なるが、レンジサイドローブのレベル
は、第21図の場合と比べて3dB以上は変わらなかったと
記述されている。これらの例は、送信信号の符号化に用
いる系列として、その自己相関関数のレンジサイドロー
ブのレベルが低いものを用いなければ、圧縮パルスのレ
ンジサイドローブのレベルを低くできないことを示す例
である。

以上より、自己相関関数のレンジサイドローブが全く無
い系列であれば最良であることがわかる。しかし、文献
Ｄに述べられているように、レンジサイドローブが全く
無い２値有限長系列は存在しない。

しかし、同じく、文献Ｄに述べられているように、同じ
長さを有する２つの２値有限長系列の各々の自己相関関
数を加算すれば、加算後ではレンジサイドローブが全く
無くなることがある。このような特性をもつ、一種の対
を構成する２つの系列は、相補系列と呼ばれる。相補系
列については、エム．ジェイ．イー．ゴーレイ“相補系
列”情報理論のアイアールイー会報 vol.IT−7,第82頁
〜第87頁,4月,1961年（M.JB.E.Golay,“Complementary
Series,"IRE Transactions on Information Theory,vo
l.IT−7,pp.82−87,April,1961）に詳細に述べられてい
る。この相補系列は、Golayの相補系列とも、あるいは
略してGolayコードとも呼ばれる。

ここで、相補系列の自己相関関数について、第23図
（ａ）、（ｂ）及び第24図を参照しながら説明する。

第23図（ａ）及び（ｂ）は例えば文献Ｃに示された相補
系列をなす第１及び第２の系列の自己相関関数を示す波
形図、第24図は第１及び第２の系列の自己相関関数の加
算結果を示す波形図である。

第23図（ａ）及び（ｂ）からわかるように、これら２つ
の自己相関関数のレンジサイドローブのレベルは、どち
らも高い。加算して得られた自己相関関数（以下、合成
自己相関関数と呼ぶ。）は、第24図で示すように、中央
に主ローブに相当する鋭いピークのみをもち、レンジサ
イドローブが全く無い。

文献Ａ及びＣでは、相補系列を使用する超音波を用いた
測定装置についても述べられている。相補系列をなす２
つの系列は、交互に繰り返して用いられている。これに
ついて、第25図（ａ）、（ｂ）及び第26図を参照しなが
ら説明する。

第25図（ａ）及び（ｂ）、並びに第26図は、文献Ｃに示
された第１及び第２の圧縮パルス並びに合成圧縮パルス
の計算機シミュレーション結果を示す波形図である。

相補系列をなす２つの系列を、第１及び第２の系列と呼
ぶことにする。これら第１及び第２の系列を用いて、そ
れぞれ第20図の場合と同様にして生成した２つの送信信
号を、それぞれ第１及び第２の送信信号と呼ぶことにす
る。また、これら第１及び第２の送信信号により超音波
探触子（６）を励振したときに得られる２つのエコー
を、それぞれ第１及び第２のエコーと呼ぶことにする。
さらに、これら第１及び第２のエコーを、それぞれ第１
及び第２の送信信号を用いて第21図の場合と同様に相関
処理して得られる２つの圧縮パルスを、それぞれ第１及
び第２の圧縮パルスと呼ぶことにする。

第１の送信信号及び第２の送信信号が、ある一定の周期
で交互に繰り返されている。第１の送信信号で超音波探
触子（６）が励振される周期において、第１のエコーが
得られ、この第１のエコーは、第１の送信信号を用いて
同じ周期内で相関処理され第１の圧縮パルスが得られて
いる。同様に、第２の送信信号で超音波探触子（６）が
励振される周期において、第２のエコーが得られ、この
第２のエコーは、第２の送信信号を用いて同じ周期内で
相関処理され第２の圧縮パルスが得られている。さら
に、アナログ相関器（７）の積分時間を送信繰り返し周
期の２倍の時間よりも長くすることにより、第１の圧縮
パルス及び第２の圧縮パルスを加算する演算が行われて
いる。

第１の圧縮パルスと第２の圧縮パルスとの加算結果を、
合成圧縮パルスと呼ぶことにする。合成圧縮パルスが、
表示器（８）に表示される。

第25図（ａ）及び（ｂ）に示すように、第１及び第２の
圧縮パルスはともにレンジサイドローブのレベルが高
い。しかし、第26図に示すよに、合成圧縮パルスのレン
ジサイドローブのレベルは、中央に主ローブのみ表れて
おり、レンジサイドローブは全く無い。

このように、相補系列を使用する従来の超音波を用いた
測定装置は、レンジサイドローブが無いという優れた利
点をもっている。

しかし、合成自己相関関数のレンジサイドローブが無い
という特性をもつ相補系列は、系列の長さｎが、すべて
の自然数について存在する訳ではない。相補系列は、限
られた長さについてのみ存在する。例えば、長さｎが50
以下では、文献Ｄに記述されているように、ｎ＝２、
４、８、10、16、20、26、32、40、について存在する。
但し、ｎ＝34、36、50の場合の存在は不明である。

［発明が解決しようとする課題］ 上述したような従来の測定装置では、レンジサイドロー
ブのレベルが高く、このレンジサイドローブのレベルを
零にできる相補系列を用いる場合には、系列の長さｎが
限られたものしかないという問題点があった。

この発明は、上述した問題点を解決するためになされた
もので、合成自己相関関数のレンジサイドローブのレベ
ルを完全に零に保ったまま、系列の長さｎの選択の自由
度を大きくすることができる測定装置を得ることを目的
とする。

［課題を解決するための手段］ この発明に係る測定装置は、次に掲げる手段を備えたも
のである。

〔１〕 複数補系列に基づいて複数個の送信信号を発生
する送信信号発生手段。

〔２〕 前記複数個の送信信号により励振されて波動を
対象物に送信する送信手段。

〔３〕 前記複数個の送信信号にそれぞれ対応する複数
個のエコーを受信する受信手段。

〔４〕 前記複数補系列により規定される複数個の参照
信号を用いてそれぞれ前記複数個のエコーを相関処理す
る相関手段。

［５］ 複数個の相関処理の結果を加算する加算手段。

［作用］ この発明においては、送信信号発生手段によって、複数
補系列に基づいて複数個の送信信号が発生される。

また、送信手段によって、前記複数個の送信信号により
励振されて波動が対象物に送信される。

さらに、受信手段によって、前記複数個の送信信号にそ
れぞれ対応する複数個のエコーが受信される。

さらにまた、相関手段によって、前記複数補系列により
規定される複数個の参照信号を用いて、それぞれ前記複
数個のエコーが相関処理される。

そして、加算手段によって、複数個の相関処理の結果が
加算される。

［実施例］ 上述した相補系列は、同じ長さを有する２つの系列から
なっているが、我々は、同じ長さを有する４つ以上の偶
数個の系列からなり、かつ個々の系列の自己相関関数を
加算すると、レンジサイドローブが無くなるという特性
をもつ系列が存在することを見いだした。このような特
性をもつ系列については、いままで報告例がない。この
ような特性をもつ系列は、複数個で補完しあうことによ
りレンジサイドローブが無くなるので、ここでは便宜
上、複数補系列と呼ぶことにする。

この発明の第１実施例の構成を第１図を参照しながら説
明する。

第１図は、この発明の第１実施例を示すブロック図であ
り、超音波探触子（６）及び表示器（８）は第19図で示
した上記従来装置のものと全く同一である。

第１図において、この発明の第１実施例は、上述した従
来装置のものと全く同一のものと、振幅符号化送信信号
発生器（1A）と、この振幅符号化送信信号発生器（1A）
及び超音波探触子（６）に接続された相関器（7A）と、
入力側がこの相関器（7A）に接続されかつ出力側が表示
器（８）に接続されたメモリを含む加算器（10）とから
構成されている。

なお、超音波探触子（６）は振幅符号化送信信号発生器
（1A）にも接続され、試験体Ｓに接触している。

つぎに、上述した第１実施例の動作を第２図、第３図及
び第４図を参照しながら説明する。

第２図（ａ）、（ｂ）、（ｃ）及び（ｄ）はこの発明の
第１実施例の送信信号を示す波形図、第３図はこの発明
の第１実施例の４つの送信信号を示す波形図、第４図は
この発明の第１実施例の４つのエコーを示す波形図であ
る。

第２図（ａ）〜（ｄ）に示す送信信号は、従来と同様
に、振幅を符号化した信号である。しかし、符号化に用
いている系列は、５の長さを有する４つの系列からなる
複数補系列である。４つの系列それぞれを第１、第２、
第３及び第４の系列と呼ぶことにすると、 第１の系列は（−、−、−、＋、−）、 第２の系列は（−、−、−、＋、＋）、 第３の系列は（−、−、＋、−、−）、 第４の系列は（−、−、＋、−、＋）、 である。これらの系列と送信信号の振幅符号化との間の
関係をわかりやすくするために、第２図中に上述した系
列の符号を合わせて記入してある。

以下、送信信号にも、系列の通し番号に対応させて、通
し番号を付して呼ぶこととし、第２図（ａ）〜（ｄ）に
示した送信信号を、それぞれ第１、第２、第３及び第４
の送信信号と呼ぶことにする。

振幅符号化送信信号発生器（1A）は、上述した４つの送
信信号を、第３図に示すように、ある一定の送信繰り返
し周期Trで、順次繰り返して発生し、超音波探触子
（６）に伝達する。

超音波探触子（６）は、４つの送信信号により順次励振
されて、超音波を試験体Ｓ内へ送信する。そして、試験
体Ｓ内の欠陥などにより反射されたエコーは、超音波探
触子（６）により受信される。受信されたエコーは、相
関器（7A）に伝達される。

第１、第２、第３及び第４の送信信号により超音波探触
子（６）を励振したときに得られるエコーを、それぞ
れ、第４図に示すように、第１、第２、第３及び第４の
エコーと呼ぶことにする。なお、送信信号は受信回路側
（相関器（7A）側）に一部漏れ込むので、第４図ではそ
の様子も合わせて示している。

相関器（7A）は、第ｉ番目（ｉ＝1,2,3,4）のエコーを
第ｉ番目の送信信号を用いて相関処理し、圧縮する。第
ｉ番目のエコーが圧縮されて得られた圧縮パルスを第ｉ
番目の圧縮パルスと呼ぶことにする。第１、第２、第３
及び第４の圧縮パルスは、順次加算器（10）に伝達され
る。

加算器（10）は、第４の圧縮パルスが伝達されてくるま
で、第１、第２及び第３の圧縮パルスをメモリに記憶し
ている。第４の圧縮パルスが伝達されてきた時点で、第
１、第２、第３及び第４の圧縮パルスを加算する。以
下、加算結果を合成圧縮パルスを呼ぶことにする。この
合成圧縮パルスが加算器（10）から表示器（８）に伝達
される。

なお、この発明では、合成圧縮パルスのレンジサイドロ
ーブの相対的なレベルを問題にしているので、加算器
（10）では４つの圧縮パルスを上述したように、単に加
算して表示器（８）へ伝達しても良いし、あるいは４つ
の圧縮パルスを加算平均して表示器（８）へ伝達しても
良い。

表示器（８）では、合成圧縮パルスが、従来と同様に表
示される。

つづいて、この発明の第１実施例の効果について第５
図、第６図、第７図、第８図、第９図、第10図、第11図
及び第12図を参照しながら説明する。

第５図（ａ）、（ｂ）、（ｃ）及び（ｄ）はそれぞれ第
１、第２、第３及び第４の系列の自己相関関数の計算結
果を示す波形図、第６図は第５図の４つの自己相関関数
の加算結果を示す波形図である。

自己相関関数は、文献Ｄの第475頁に示されている式（1
7.4）を修正した次式から計算した。

ρ_aa（ｋ）＝Σa_j+ka_j …… （和は、ｊについて０〜ｎ−１までとる。） ここで、ρ_aaは系列ａの自己相関関数であり、ｋは整数
である。また、a_jは系列ａの第ｊ番目の要素（＋１また
は−１）であり、ｎは系列の長さである。例えば、系列
ａを、上述した第１の系列（−、−、−、＋、−）とす
ると、a₀＝a₁＝a₂＝a₄＝−１、a₃＝１である。

以下、第１、第２、第３及び第４の系列の自己相関関数
を、それぞれρ₁₁、ρ₂₂、ρ₃₃及びρ₄₄で表す。式
は、文献Ｄ中の式（17.4）の右辺を、単にｎ倍しただけ
の式である。ｎ倍する又はｎ倍しないかは、自己相関関
数を主ローブのピーク値が１となるように規格化して表
すか、主ローブのピーク値がｎとなるように規格化して
表すかの差であり、レンジサイドローブの相対的なレベ
ルを問題にする場合には、どちらで考えても変わりはな
い。

第５図に示した４つの自己相関関数ρ₁₁、ρ₂₂、ρ₃₃及
びρ₄₄のレンジサイドローブのレベルはいずれも高い。
しかしながら、第６図に示すように、ρ₁₁＋ρ₂₂＋ρ₃₃
＋ρ₄₄（以下、これを合成自己相関関数と呼ぶ。）は、
レンジサイドローブが全く無いことがわかる。

なお、上述した４つの系列のうち、どの２つの系列を取
り出して組み合わせても、相補系列となる組み合わせは
ない。これは、第５図（ａ）〜（ｄ）に示した４つの自
己相関関数のうち、どの２つの自己相関関数を取り出し
て加算しても、加算後でレンジサイドローブが全く無く
なる組み合わせがないことからわかる。

第６図に示したように、４つの自己相関関数ρ₁₁、
ρ₂₂、ρ₃₃及びρ₄₄を加算すると、レンジサイドローブ
が全く無くなることから、合成圧縮パルスにおいてもレ
ンジサイドローブが全く無くなることが期待できる。

そこで、計算機シミュレーションによりこれを次のよう
にして確認した。

圧縮パルスは、文献Ｃに述べられているように、送信信
号の自己相関関数と超音波探触子（６）のインパルス応
答との畳み込み積分で与えられる。ここで、インパルス
応答とは、超音波の送信及び受信を総合して考えた時の
送受総合での超音波探触子（６）のインパルス応答を表
す。

ここで、第７図は超音波探触子（６）のインパルス応答
を示す波形図、第８図（ａ）、（ｂ）、（ｃ）及び
（ｄ）は第１、第２、第３及び第４の圧縮パルスの計算
結果を示す波形図、第９図は合成圧縮パルスを示す波形
図である。

インパルス応答を、第７図に示す振動継続時間1.5サイ
クルのパルスとして計算した。なお、図中、f_cは超音波
探触子（６）の中心周波数を表す。

上述したように、第ｉ番目の圧縮パルスは、第２図
（ａ）〜（ｄ）に示した第ｉ番目の送信信号の自己相関
関数と、第７図に示した超音波探触子（６）のインパル
ス応答とを、畳み込み積分することにより求めた。な
お、第ｉ番目の送信信号の自己相関関数は、第５図
（ａ）〜（ｄ）において横軸の単位のビットに単位の時
間δを対応させれば、第５図（ａ）〜（ｄ）に示した第
ｉ番目の系列の自己相関関数と同一である。ここでは、
δ＝1/（2f_c）として計算した。

第８図（ａ）〜（ｄ）に示すように、４つの圧縮パルス
ともレンジサイドローブのレベルが高い。しかしなが
ら、第９図に示すように、合成圧縮パルスでは、期待通
りレンジサイドローブが全く無い。第８図（ａ）〜
（ｄ）及び第９図では、上述した単位時間δを1/（2
f_c）として計算したが、δをこの値から変化させても、
合成圧縮パルスにおいてレンジサイドローブは生じなか
った。また、超音波探触子（６）のインパルス応答を1.
5サイクルのパルスとして計算したが、サイクル数を1.5
サイクルから変化させても、同様に、合成圧縮パルスに
おいてレンジサイドローブは生じなかった。

以上のように、この発明の第１実施例は、相補系列の存
在しなかった長さｎが５の系列を用いて、レンジサイド
ローブの無い合成圧縮パルスが得られる第１の利点があ
ることがわかった。

ところで、この種の測定装置において、S/N比の改善量
をSNREで表すと、 SNRE＝nNBδ …… で与えられることが、文献Ｂに示されている。ここで、
SNREはエコーのS/N比を基準にして、そこからエコーを
相関処理した後のS/N比が、幾ら改善されたかを表して
いる。

式において、ｎは系列の長さ、Ｎは各送信繰り返し周
期毎に相関処理を行って圧縮パルスを得て、これらの圧
縮パルスを加算して得られる結果を、最終結果として表
示することを前提としたときの送信繰り返し回数、つま
り、従来の相補系列を用いた場合にはＮ＝２、第１実施
例の複数補系列を用いた場合にはＮ＝４、Ｂはエコーの
帯域幅、δは単位のビットに対応させる単位の時間を表
す。

式において、ｎとδとの積は、送信信号のパルス幅に
相当する。S/N比は、式から、送信信号のパルス幅
（ｎδ）を長くするにしたがって大きくできることがわ
かる。従って、S/N比の改善のみを考えれば、送信信号
のパルス幅は長くする必要がある。

しかし、送信信号のパルス幅を長くすると、次の問題点
が生じる。信号を送信している間は、第４図に示したよ
うに、送信信号が受信回路側に漏れ込むので、エコーを
正確に受信できない。従って、送信信号が継続している
時間（ｎδ）は、検査に利用できないデッド時間とな
る。これは、試験体Ｓの表面から、送信信号のパルス幅
の２分の１の時間に対応する領域、すなわち、試験体Ｓ
内の超音波の伝搬速度をｖで表すと、試験体Ｓの表面か
ら（vnδ）/2までの深さの領域は、デッドゾーンとなり
検査できないことを意味している。ここで、パルス幅を
２分の１倍して考えることは、超音波が試験体Ｓ内を往
復することによる。このデッドゾーンを狭くするには、
送信信号のパルス幅は、短くする必要がある。

つまり、S/N比を改善する要求と、デットゾーンを狭く
する要求とは、相反する要求である。このため、送信信
号のパルス幅は、試験体Ｓの種類や検査目的から考え
て、所要のS/N比が得られ、かつデッドゾーンが許容で
きる範囲内に入るように決める必要がある。

送信信号のパルス幅（ｎδ）を、上述のように決めた所
要の幅となるように設定するには、ｎ又はδを変化させ
れば達成できる。

しかし、δは送信信号のエネルギー利用効率を良くする
ため、超音波探触子（６）の中心周波数をf_cで表すと、
通常、1/（2f_c）近くに設定される。これについて、第1
0図を参照しながら説明する。

第10図は、例えば文献Ｂに示されたクロック周波数とS/
N比の関係を示す特性図である。

第10図は、δの逆数で与えられるクロック周波数を変化
させたとき、送信信号のエネルギー利用効率が変化する
ことにより生じるS/N比の相対的な変化の様子を示す。

第10図において、送信信号のエネルギー利用効率を高く
して、良好なS/N比で検査するには、クロック周波数は2
f_c近くに選ぶ必要があることがわかる。つまり、δは1/
（2f_c）近くに選ぶ必要がある。

従って、送信信号のパルス幅（ｎδ）を所要の幅となる
ように設定するには、系列の長さｎを変化させることに
より達成する方が望ましい。

しかし、レンジサイドローブが生じないという利点のあ
る従来の相補系列を用いる場合、相補系列はｎが全ての
自然数につて存在するわけではない。相補系列は、限ら
れた長さについてのみ存在し、長さｎが50以下では、
２、４、８、10、16、20、26、32、40と限られたものし
か存在しない。従って、例えばｎを８に設定すれば、送
信信号のパルス幅が長いので、S/N比は十分所要の値が
得られるが、デッドゾーンが許容範囲内におさまらず、
一方、ｎを４に設定すれば、送信信号のパルス幅が短い
ので、デッドゾーンは許容範囲内におさまるが、所要の
S/N比が得られないといった状況が発生する。このよう
な場合、ｎが４と８との間にあるこの発明の第１実施例
で示したｎが５の複数補系列を用いれば、レンジサイド
ローブが全く生じないという上述した第１の利点を保っ
たまま、S/N比も所要の値が得られ、デッドゾーンも許
容範囲内におさめることができ、検査要求を達成できる
という第２の利点が生じる。

さらに、複数補系列を用いると次の利点もある。

試験体Ｓの底面近傍にある微小欠陥を検出したい場合、
微小欠陥からのエコーのレベルは小さい。一方、底面か
らのエコーのレベルは大きい。送信信号のパルス幅が長
いと、レベルの差の大きいこれらの２つのエコーが、時
間軸上で一部分が互いに重なり合ってしまう。このよう
なレベル差が大きく互いに重なり合った２つのエコーを
信号処理するには、相関器（7A）などの受信回路系は大
きなダイナミックレンジが要求される。しかし、送信信
号のパルス幅が短く、上述した２つのエコーが時間軸上
で分離できるならば、底面エコーに時間ゲートをかけ
て、これを削除して微小欠陥からのエコーのみを増幅し
て信号処理できる。このような信号処理ができる場合に
は、受信回路系のダイナミックレンジはそれ程大きくな
くてもすむ。時間ゲートを利用した上述の信号処理は、
エコーをA/D変換し、計算機内にデータとして取り込
み、そして、計算機を用いて、相関処理や加算などのエ
コーに対する信号処理を行う場合、A/D変換器のビット
数が、少なくてすむので特に都合が良い。

受信回路系のダイナミックレンジが十分でなく、時間ゲ
ートを利用した上述の信号処理を行いたい場合、従来の
相補系列を用いると、長さｎが４ではパルス幅が短いの
で、所望の信号処理は可能であるがS/N比が不十分であ
り、一方、ｎが８ではパルス幅が長いので、S/N比は十
分であるが、所望の信号処理はできないといった状況が
生じることがある。このとき、ｎが４と８との間にある
この発明の第１実施例で示したｎが５の複数補系列を用
いれば、S/N比も十分で、かつ所望の信号処理を行うこ
とができるという第３の利点がある。すなわち、複数補
系列を用いる第１実施例は、レンジサイドローブが無い
という上述した第１の利点を保ったまま、利用できる系
列の長さの選択の範囲が、相補系列も含めて考えると、
従来より広がったので、受信回路系へのダイナミックレ
ンジ要求値が小さくてすむ。

またさらに、複数補系列を用いると次の利点もある。

エコーに重畳する雑音に何等かの癖があり、この雑音と
送信信号の符号化に用いている系列との間に相関が有っ
た場合、雑音も圧縮されるので、この雑音によって生じ
た圧縮パルスを、試験体Ｓの欠陥によって生じた圧縮パ
ルスとして誤認する問題点がある。従来の相補系列で
は、２つの系列しか用いていないので、どちらか一方の
系列と雑音との間に相関があれば、第１及び第２の圧縮
パルスを加算平均して最終結果として表示すると、表示
段階では雑音による圧縮パルスのレベルは２分の１倍に
しかならない。これに対して、この発明の第１実施例
は、４つの系列を用いているので、どれか１つの系列と
雑音との間で相関が有ったとしても、第１、第２、第３
及び第４の圧縮パルスを加算平均して最終結果として表
示すると、表示段階では雑音による圧縮パルスのレベル
は、４分の１倍となり、従来の相補系列を用いた場合よ
りも小さくなる。すなわち、複数補系列を用いたこの発
明の第１実施例は、相補系列を用いた従来の測定装置に
比べて、雑音によって生じた圧縮パルスを欠陥によって
生じた圧縮パルスとして誤認してしまう確率を小さくで
きるという第４の利点がある。

複数補系列を用いるとさらに次の利点もある。

超音波を用いた非破壊検査では、例えば第３図に示した
ように、送信信号をある一定の周期で繰り返して超音波
探触子（６）を励振する。このとき、試験体Ｓ内で超音
波が何回も多重反射を繰り返し、送信信号を発生した送
信繰り返し周期よりも後の送信繰り返し周期において、
エコーとして受信されることがある。このようなエコー
は、残響エコーと呼ばれる。

第11図は、この発明の第１実施例おける残響エコーを示
す波形図である。

第11図において、残響エコーが送信信号を発生した送信
繰り返し周期の次の送信繰り返し周期で受信された場合
を図示している。この場合が、残響エコーのレベルが最
も高い。何故なら、送信信号の発生時から、より遅れて
受信される残響エコーほど、より長い伝搬経路を通った
後受信されるので、レベルが小さくなるからである。以
下、第ｉ番目の送信信号により生じた残響エコーを第ｉ
番目の残響エコーと呼ぶことにする。残響エコーは、試
験体Ｓ内の反射体により１回反射され、送信信号を発生
した送信繰り返し周期において受信されたエコーと区別
がつかない。従って、残響エコーは検査の妨害となるも
のである。

この発明の第１実施例と、従来の超音波を用いた測定装
置との間で、残響エコーが検査へ及ぼす妨害度を第12図
を参照しながら比較してみる。

第12図は、従来の超音波を用いた測定装置における残響
エコーを示す波形図である。

従来装置として、以下に示す長さが４の相補系列を用い
た場合について考えてみる。

第１の系列＝（＋、＋、＋、−） 第２の系列＝（＋、＋、−、＋） ここでは、残響エコーのレベルが最も高く、最も問題と
なる場合、すなわち、残響エコーが送信信号を発生した
送信繰り返し周期の次の送信繰り返し周期において受信
された場合について検討してみる。

まず、従来装置の場合には、残響エコーは第12図に示す
ように現れる。すなわち、第１の残響エコーは第２の送
信信号を発生する送信繰り返し周期において受信され、
第２の残響エコーは第１の送信信号を発生する送信繰り
返し周期において受信される。従って、エコーの信号処
理過程において、第１の残響エコーは第２の送信信号と
の間で相関演算が実施されることになる。同様に、第２
の残響エコーは第１の送信信号との間で相関演算が実施
される。さらに、これら２つの相関演算結果が加算され
て、最終結果として表示されることになる。

第１及び第２の残響エコーは、それぞれ第１及び第２の
系列により振幅符号化した送信信号に係わって生じたエ
コーである。従って、もし第１の系列と第２の系列の相
互相関関数（以下、相互相関関数ρ₁₂と呼ぶ。）と、第
２の系列と第１の系列の相互相関関数（以下、相互相関
関数ρ₂₁と呼ぶ。）との加算結果ρ₁₂＋ρ₂₁（以下、合
成相互相関関数と呼ぶ。）のレベルが、合成自己相関関
数ρ₁₁＋ρ₂₂の主ローブのピーク値に比べて小さければ
小さいほど、残響エコーが検査へ及ぼす妨害度は小さく
なるものと考えられる。

そこで、第１の系列＝（＋、＋、＋、−）と第２の系列
＝（＋、＋、−、＋）について、上述した合成相互相関
関数を計算し、次にこれを合成自己相関関数の主ローブ
のピーク値である８で割る計算を行った。その結果は、
（０、1/8、3/8、3/8、3/8、1/8、０）となった。この
結果において、ピーク値は3/8＝0.375である。

なお、相互相関関数は、文献Ｄの第476頁に示されてい
る式（17.8）を修正した次式から計算した。

ρ_ab（ｋ）＝Σa_j+kb_j …… （和は、ｊについて０〜ｎ−１までとる。） 式において、ρ_abは同じ長さｎを有する系列ａと系列
ｂの相互相関関数であり、添字ｊ、ｋについては、式
と同一である。式は、自己相関関数の計算に用いた式
との統一性をとるため、文献Ｄ中の式（17.8）の右辺
を、単にｎ倍しただけである。

上述した計算結果と比較するため、第11図に示したこの
発明の第１実施例の場合についても、同様の計算を行っ
た。

第11図において、第１の残響エコーは、第２の送信信号
を発生する送信繰り返し周期で受信され、第２の残響エ
コーは、第３の送信信号を発生する送信繰り返し周期で
受信され、第３の残響エコーは、第４の送信信号を発生
する送信繰り返し周期で受信され、第４の残響エコー
は、第１の送信信号を発生する送信繰り返し周期におい
て受信されている。従って、エコーの信号処理過程にお
いて、第１の残響エコーは第２の送信信号との間で、第
２の残響エコーは第３の送信信号との間で、第３の残響
エコーは第４の送信信号との間で、第４の残響エコーは
第１の送信信号との間で、それぞれ、相関演算が実施さ
れる。そして、これら４つの相関演算結果が加算され
て、最終結果として表示されることになる。そこで、こ
の発明の第１実施例で用いている 第１の系列＝（−、−、−、＋、−）、 第２の系列＝（−、−、−、＋、＋）、 第３の系列＝（−、−、＋、−、−）、 第４の系列＝（−、−、＋、−、＋）、 について、第１の系列と第２の系列の相互相関関数（以
下、相互相関関数ρ₁₂と呼ぶ。）、第２の系列と第３の
系列の相互相関関数（以下、相互相関関数ρ₂₃と呼
ぶ。）、第３の系列と第４の系列の相互相関関数（以
下、相互相関関数ρ₃₄と呼ぶ。）、第４の系列と第１の
系列の相互相関関数（以下、相互相関関数ρ₄₁と呼
ぶ。）を計算し、さらに、これら４つの相互相関関数を
加算して合成相相互関関数ρ₁₂＋ρ₂₃＋ρ₃₄＋ρ₄₁を求
めた。そして、上述した合成相互相関関数を、合成自己
相関関数ρ₁₁＋ρ₂₂＋ρ₃₃＋ρ₄₄のピーク値である20で
割る計算を行った。

その結果は、（０、０、０、1/5、1/5、1/5、０、０、
０）となった。この計算結果におけるピーク値は、1/5
＝0.2であり、従来装置の同様の計算結果におけるピー
ク値0.375に比べ小さい。従って、この発明の第１実施
例の方が、残響エコーの検査へ及ぼす妨害度が小さいこ
とが期待できる第５の利点がある。

以上は、この発明の第１実施例について説明したが、複
数補系列は上述した以外にも存在する。複数補系列の他
の例を第13図（ａ）及び（ｂ）を参照しながら説明す
る。

第13図（ａ）及び（ｂ）は、４つ及び６つの系列からな
る複数補系列を示す説明図である。

第13図（ａ）は、４つの系列の自己相関関数を加算する
と、レンジサイドローブが無くなる複数補系列の例であ
る。系列は次の対応関係を用いて、数値で表している。
すなわち、まず、符号＋に１を対応させ、符号−に０を
対応させて、例えば系列（＋、＋、＋、−）を［1110］
と表す。次に、［1110］を２進法で表記した数を表すも
のとみなし、この数を10進法で表した数値に変換する。
すなわち、［1110］を［14］に直す。これにより、１つ
の系列と１つの数値とを対応付けている。

なお、文献Ｄの第476頁に記述されているように、ある
２値系列に対し、その符号＋と−を反転させた系列、及
び成分の順序を逆転させた系列は、同一の自己相関関数
をもつ。例えば、（＋、＋、＋、−）に対し、（−、
−、−、＋）、（−、＋、＋、＋）及び（＋、−、−、
−）は、いずれも同一の自己相関関数をもつ。これら４
つの系列を、上述した対応関係を用いて数値で表すと、
［14］、［１］、［７］、［８］となるが、第13図
（ａ）では、このような場合、最小値［１］を用いるこ
とにより他の３つを代表させている。

第13図（ｂ）は、６つの系列の自己相関関数を加算する
と、レンジサイドローブが無くなる複数補系列の例であ
る。数値の見方は、第13図（ａ）と同一である。第13図
（ｂ）に示す複数補系列を用いる場合には、各々の系列
により振幅符号化した６つの送信信号を、順次繰り返し
て発生させ、これらの送信信号にそれぞれ対応する６つ
のエコーを、それぞれ対応する送信信号を用いて相関処
理して６つの圧縮パルスを得る。そして、これらを加算
して合成圧縮パルスを得て、これを表示すれば、第１実
施例の場合と同様の作用、効果が得られる。

第13図（ａ）及び（ｂ）は、複数補系列の数例であり、
我々は、第13図（ａ）及び（ｂ）以外の複数補系列を多
数見つけている。例えば、４つの系列からなる複数補系
列としては、長さｎが２の場合には１通り、ｎが３の場
合には１通り、ｎが７の場合には34通り、ｎが８の場合
には56通り、ｎが９の場合には477通りの組み合わせが
あることがわかっている。ここで、「組み合わせ」と呼
ぶ言葉の意味は、第13図中に記載している意味と同一で
ある。また、組み合わせの数は、ある系列に対し、その
符号を反転させた系列、成分の順序を逆転させた系列、
及び、上記２つの操作を続けて行って得られる系列は、
同一の系列と見なして数えている。以下、同様である。
６つの系列からなる複数補系列としては、ｎが２の場合
には１通り、ｎが６の場合には48通りの組み合わせがあ
り、さらに、ｎが３、５及び７の場合には、６つの系列
からなる複数補系列は存在しないこともわかっている。
また、８つの系列からなる複数補系列としては、ｎが２
の場合には１通り、ｎが３の場合には１通り、ｎが４の
場合には５通り、ｎが５の場合には35通り、ｎが６の場
合には517通りの組み合わせがあることなどもわかって
いる。

なお、長さｎの４つの系列からなる複数補系列を、 ｛a₀,a₁,…,a_n-1｝、 ｛b₀,b₁,…,b_n-1｝、 ｛c₀,c₁,…,c_n-1｝、 ｛d₀,d₁,…,d_n-1｝、 とすると、 ｛a₀,b₀,a₁,b₁,…,a_n-1,b_n-1｝ ｛a₀,−b₀,a₁,−b₁,…,a_n-1,−b_n-1｝ ｛c₀,d₀,c₁,d₁,…,c_n-1,d_n-1｝ ｛c₀,−d₀,c₁,−d₁,…,c_n-1,−d_n-1｝ は長さが2nの複数補系列となる。６つ以上の系列からな
る複数補系列からも、同様に、長さが２倍の新たな複数
補系列を作れる。

以上は、複数補系列を用いて、送信信号の振幅を符号化
する方式について説明したが、この発明はこれに限ら
ず、送信信号の位相を符号化する方式にも適用できる。

この発明の第２実施例の構成を第14図を参照しながら説
明する。

第14図は、この発明の第２実施例を示すブロック図であ
り、位相符号化送信信号発生器（1B）以外は上記第１実
施例のものと全く同一である。

第14図において、この発明の第２実施例は、上述した第
１実施例と全く同一のものと、超音波探触子（６）及び
相関器（7A）に接続された位相符号化送信信号発生器
（1B）とから構成されている。

つぎに、上述した第２実施例の動作について第15図
（ａ）、（ｂ）、（ｃ）及び（ｄ）を参照しながら説明
する。

第15図（ａ）〜（ｄ）は、この発明の第２実施例の位相
符号化送信信号発生器（1B）により発生された送信信号
を示す波形図である。

第15図（ａ）〜（ｄ）において、送信信号は、上述した
第１実施例の場合と同一の４つの系列を用いて、位相を
符号化した信号である。４つの系列と送信信号の位相符
号化との間の関係をわかりやすくするために、図中に系
列の符号を合わせて記入してある。

なお、位相符号化の方法については、この発明と関連す
る特願平１−45316号に詳細に述べられている。

この発明の第２実施例では、第１実施例の第２図（ａ）
〜（ｄ）に示した送信信号を、それぞれ第15図（ａ）〜
（ｄ）に示した送信信号で置き換えて超音波探触子
（６）を励振する。エコーの信号処理は、第１実施例と
同一である。

つづいて、上述した第２実施例の効果について説明す
る。

この発明の第２実施例では、第１実施例の場合と同様の
作用、効果が得られるとともに、この発明と関連する特
願平１−45316号からわかるように、送信信号の周波数
特性を、超音波探触子（６）の周波数応答特性に近づけ
ることができる。従って、送信エネルギーの利用効率を
高くできることが期待できる。

以上の第１及び第２実施例では、エコーと送信信号との
間で相関演算を行い、圧縮パルスを得る方式について説
明したが、この発明はこれに限らず、この発明と関連す
る特願平１−45316号に述べているように、超音波探触
子（６）が送受総合で有する周波数応答特性をもつフィ
ルタを用意し、送信信号をこのフィルタに通して参照信
号を発生させ、この参照信号とエコーとの間の相関演算
を行うことにより、圧縮パルスを得る方式に適用しても
よい。

この方式を適用した、この発明の第３実施例について第
16図を参照しながら説明する。

第16図は、この発明の第３実施例を示すブロック図であ
り、参照信号発生器（11）以外は上記第１実施例のもの
と全く同一である。

第16図において、この発明の第３実施例は、上述した第
１実施例のものと全く同一のものと、入力側が振幅符号
化送信信号発生器（1A）に接続され、かつ出力側が相関
器（7A）に接続された参照信号発生器（11）とから構成
されている。

参照信号発生器（11）は、超音波探触子（６）が送受総
合で有する周波数応答特性をもつフィルタとして働き、
エコーを相関処理するのに用いる参照信号を発生する。

この第３実施例は、特願平１−45316号からわかるよう
に、送信信号を用いてエコーを相関処理する方式に比べ
て、S/N比をさらに改善できることが期待できる。何故
なら、超音波探触子（６）の帯域幅が有限であるため、
超音波の送信時と受信時に、超音波探触子（６）のフィ
ルタ作用が信号に対して働くので、送信信号の波形と、
エコーの波形とは一致しない。しかし、この第３実施例
では、エコーと同じ波形を有する波形を、参照信号発生
器（11）を用いて参照信号として発生させ、この参照信
号を用いてエコーを相関処理している。これは、エコー
を整合フィルタに通す信号処理を行っていることに相当
し、整合フィルタは雑音に埋もれた信号を最大のS/N比
で受信する効果をもっているからである。

この発明の第３実施例は、上述した作用、効果が、第１
実施例の作用、効果に相乗することが期待できる。

なお、試験体Ｓ中を超音波が伝搬するときの伝搬特性に
周波数特性があると、これによるフィルタ作用も同時に
信号に対して働く。このような場合には、参照信号発生
器（11）は、超音波探触子（６）が送受総合で有する周
波数応答特性と、試験体Ｓの周波数特性とを合わせもっ
た周波数特性を有するフィルタで置き換えれば良い。

この発明の第４実施例を第17図を参照しながら説明す
る。

第17図は、この発明の第４実施例を示すブロック図であ
り、参照信号発生器（11）以外は第２実施例のものと全
く同一である。

第17図において、この発明の第４実施例は、上述した第
２実施例のものと全く同一のものと、入力側が位相符号
化送信信号発生器（1B）に接続され、かつ出力側が相関
器（7A）に接続された参照信号発生器（11）とから構成
されている。

この第４実施例は、上述した第３実施例と同様の作用、
効果を奏するとともに、上述した第２実施例の効果も相
乗されることが期待できる。

この発明の第５実施例を第18図を参照しながら説明す
る。

第18図は、この発明の第５実施例を示すブロック図であ
り、超音波探触子（6A）及び（6B）以外は上述した第４
実施例のものと全く同一である。

第18図において、この発明の第５実施例は、上述した第
４実施例のものと全く同一のものと、入力側が位相符号
化送信信号発生器（1B）に接続された送信用の超音波探
触子（6A）と、出力側が相関器（7A）に接続された受信
用の超音波探触子（6B）とから構成されている。

この第５実施例では、参照信号発生器（11）の周波数特
性として、送信用の超音波探触子（6A）の送信時の周波
数応答特性と、受信用の超音波探触子（6B）の受信時の
周波数応答特性とを、兼ね合わせて得られる周波数特性
を用いる。

この第５実施例は、上述した第４実施例と同様の作用、
効果を奏する。

もちろん、送信用の超音波探触子（6A）と、受信用の超
音波探触子（6B）とをこの発明の第１、第２及び第３実
施例に適用してもよい。

また、この発明は上述した各実施例に限らず、送信信号
の振幅や位相の符号化に、４つ以上の系列からなる複数
補系列と、従来の相補系列とを組み合わせて用いてもよ
い。

例えば、長さ４の相補系列と、この発明の第１実施例で
用いた４つの系列からなる長さ５の複数補系列とを組み
合わせる場合、合計６つの系列を用いて、この発明の第
１及び第２実施例と同様に振幅や位相を符号化した６つ
の送信信号を繰り返して発生させ、エコーはこの発明の
第１、第２、第３、第４及び第５実施例と同様に信号処
理を実施すればよい。この場合は、式の右辺における
Ｎが６となるから、S/N比はより大きくなる利点があ
る。また、送信信号の符号化に用いる相補系列の長さと
複数補系列の長さとは、同一でも、上述の場合のように
異なっていても構わない。

また、複数の複数補系列と複数の相補系列とを組み合わ
せて上述と同様に送信信号の符号化に用いてもよい。こ
の場合は、式の右辺におけるＮが大きくなるので、S/
N比がより大きくなる利点があるとともに、用いる系列
の種類が多いので、第ｉ番目の送信信号の符号化に用い
る系列と第（ｉ＋１）番目の送信信号の符号化に用いる
系列の相互相関関数が小さい組み合わせを選べる自由度
が大きくなる。従って、残響エコーが検査に及ぼす影響
をより軽減できる効果もある。

ところで上記説明では、超音波探傷装置に利用する場合
について述べたが、その他の波動、例えば電磁波を用い
た装置等にも利用できることはいうまでもない。

また、上記説明では、超音波探触子を試験体に接触させ
ている場合について述べたが、超音波探触子は試験体に
接触させなくてもよい。この場合、超音波探触子と試験
体との間の超音波の送受信は、水などのカップリング媒
体を介して行えばよい。

さらに、この発明は、超音波アレイ探触子を構成する個
別の素子の超音波の送受信回路系に適用してもよい。

さらに、この発明は、相関器（相関手段）をＮ個の各エ
コーごとに個別に独立に設けてもよい。

上記実施例においては、複数補系列の単位ビット（正符
号又は負符号）に、矩形波、あるいは、正弦波を対応さ
せた送信信号を用いる場合について説明したが、この発
明はこれに限らず、正符号に単位波形を割り当て、負符
号に上記単位波形の振幅に−１を掛算して得られる波形
を割り当てて、これら２種類の波形を、正負の符号の表
れる順番にしたがって時間軸上に配列した波形を有する
信号を送信信号として用いてもよい。上記単位波形は、
矩形又は矩形に類似の波形であってもよい。また、上記
単位波形は、滑らかな曲線部を含む波形又は振動波形で
あってもよい。

また、上記実施例においては、参照信号として、送信信
号そのもの、又は送信信号を、超音波探触子が送受総合
で有する周波数応答特性をもつフィルタを通した信号を
用いたが、次に掲げる信号を参照信号として用いてもよ
い。

1.対応する送信信号により超音波探触子（送信手段）を
励振したとき、同一又は別の超音波探触子（受信手段）
により得られる対象物からのエコーの波形と同一又は類
似の波形を有する信号。

2.対応する送信信号により超音波探触子を励振したと
き、同一又は別の超音波探触子により得られる試験体の
表面又は底面からのエコーの波形と同一又は類似の波形
を有する信号。

3.対応する送信信号により超音波探触子を励振したと
き、同一又は別の超音波探触子により得られる対象物と
は別の試験体からのエコーの波形と同一又は類似の波形
を有する信号。

4.対応する送信信号により超音波探触子を励振したと
き、振幅又は位相符号化送信信号発生器（送信信号発生
手段）の出力端から送信手段としての超音波探触子、対
象物、及び受信手段としての超音波探触子を介して相関
器（相関手段）の入力端に至る信号伝搬経路の周波数応
答特性と、送信信号とに基づいて算出された波形を有す
る信号。

なお、上記周波数応答特性は、対象物の反射体の反射に
関する周波数特性を含む。

［発明の効果］ この発明は、以上説明したとおり、複数補系列に基づい
て複数個の送信信号を発生する送信信号発生手段と、前
記複数個の送信信号により励振されて波動を対象物に送
信する送信手段と、前記複数個の送信信号にそれぞれ対
応する複数個のエコーを受信する受信手段と、前記複数
補系列により規定される複数個の参照信号を用いてそれ
ぞれ前記複数個のエコーを相関処理する相関手段と、複
数個の相関処理の結果を加算する加算手段とを備えたの
で 第１に、合成圧縮パルスのレンジサイドローブを全く無
くすることができ、 第２に、S/N比とデッドゾーンの選択自由度を広げるこ
とができ、 第３に、受信回路系のダイナミックレンジ要求値を軽減
することができ、 第４に、雑音が検査に及ぼす影響を軽減することがで
き、 第５に、残響エコーが検査に及ぼす影響を軽減すること
ができるという効果を奏する。

また、送信信号の位相を符号化した場合は、送信エネル
ギーの利用効率を向上でき、より大きいS/N比で検査す
ることができるという効果を奏する。

さらに、超音波探触子及び試験体がもっている周波数応
答特性を有する参照信号発生器に送信信号を通した場合
は、より大きいS/N比で検査することができるという効
果を奏する。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の第１実施例を示すブロック図、 第２図（ａ）、（ｂ）、（ｃ）及び（ｄ）はこの発明の
第１実施例の送信信号を示す波形図、 第３図はこの発明の第１実施例の４つの送信信号を示す
波形図、 第４図はこの発明の第１実施例の４つのエコーを示す波
形図、 第５図（ａ）、（ｂ）、（ｃ）及び（ｄ）はこの発明の
第１実施例の第１、第２、第３及び第４の系列の自己相
関関数の計算結果を示す波形図、 第６図はこの発明の第１実施例の４つの自己相関関数の
加算結果を示す波形図、 第７図はこの発明の第１実施例の超音波探触子のインパ
ルス応答を示す波形図、 第８図（ａ）、（ｂ）、（ｃ）及び（ｄ）はこの発明の
第１実施例の第１、第２、第３及び第４の圧縮パルスの
計算結果を示す波形図、 第９図はこの発明の第１実施例の合成圧縮パルスの計算
結果を示す波形図、 第10図はクロック周波数とS/N比との関係を示す特性
図、 第11図はこの発明の第１実施例の残響エコーを示す波形
図、 第12図は従来装置の残響エコーを示す波形図、 第13図（ａ）及び（ｂ）は４つ及び６つの系列からなる
複数補系列を示す説明図、 第14図はこの発明の第２実施例を示すブロック図、 第15図（ａ）、（ｂ）、（ｃ）及び（ｄ）はこの発明の
第２実施例の送信信号を示す波形図、 第16図はこの発明の第３実施例を示すブロック図、 第17図はこの発明の第４実施例を示すブロック図、 第18図はこの発明の第５実施例を示すブロック図、 第19図は従来の超音波非破壊検査装置を示すブロック
図、 第20図は従来の超音波非破壊検査装置の送信信号を示す
波形図、 第21図は従来の超音波非破壊検査装置の圧縮パルスを示
す波形図、 第22図は従来の超音波非破壊検査装置の有限長系列の自
己相関関数を示す波形図、 第23図（ａ）及び（ｂ）は従来の超音波非破壊検査装置
の相補系列の自己相関関数を示す波形図、 第24図は従来の超音波非破壊検査装置の相補系列の自己
相関関数の加算結果を示す波形図、 第25図（ａ）及び（ｂ）は従来の超音波非破壊検査装置
の圧縮パルスを示す波形図、 第26図は従来の超音波非破壊検査装置の合成圧縮パルス
を示す波形図である。 図において、 （1A）……振幅符号化送信信号発生器、 （1B）……位相符号化送信信号発生器、 （６）……超音波探触子、 （6A）……送信用の超音波探触子、 （6B）……受信用の超音波探触子、 （7A）……相関器、 （８）……表示器、 （10）……加算器、 （11）……参照信号発生器である。 なお、各図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】複数補系列に基づいて複数個の送信信号を
   発生する送信信号発生手段、 前記複数個の送信信号により励振されて波動を対象物に
   送信する送信手段、 前記複数個の送信信号にそれぞれ対応する複数個のエコ
   ーを受信する受信手段、 前記複数補系列により規定される複数個の参照信号を用
   いてそれぞれ前記複数個のエコーを相関処理する相関手
   段、 及び 複数個の相関処理の結果を加算する加算手段 を備えたことを特徴とする測定装置。