JPH0782055B2

JPH0782055B2 - ノイズ検出装置

Info

Publication number: JPH0782055B2
Application number: JP62264144A
Authority: JP
Inventors: 秀治柳瀬
Original assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Current assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Priority date: 1987-10-20
Filing date: 1987-10-20
Publication date: 1995-09-06
Anticipated expiration: 2010-09-06
Also published as: JPH01107170A

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕この発明は、映像信号，音声信号などのアナログ信号の
処理回路で発生し該処理回路の出力信号に混入するノイ
ズのレベルを検出するノイズ検出装置に関する。

〔従来の技術〕

従来、映像機器，音響機器の分野では、増幅器，フイル
タ回路などの映像信号，音声信号の処理回路の性能評価
などを行なうため、処理回路で発生し該処理回路を通つ
た映像信号，音声信号に混入するホワイトノイズなどの
比較的微小なノイズのレベル（大きさ）を検出すること
が行なわれている。

ところで、従来のこの種ノイズの検出は、多くの場合、
オシロスコープを利用して行なわれ、たとえば輝度レベ
ルを50％（灰色レベル）に固定した映像信号（コンポジ
ツト信号），あるいは正弦波の音声信号を検出対象の処
理回路に入力するとともに、該処理回路の出力信号の波
形をオシロスコープで観測して行なわれている。

一方、“テレビジヨン工学ハンドブツク”（テレビジヨ
ン学会編，（株）オーム社発行）の頁14−10には、映像
信号に混入した高周波ノイズのレベルを第３図の構成の
ノイズ検出装置で検出することが記載されている。

そして、第３図の検出装置の場合は、入力された検出対
象の映像信号（以下入力映像信号と称する）が映像分配
回路（１）で３分配され、高域ろ波回路（２），映像レ
ベルホールド回路（３），同期分離回路（４）に並列入
力され、ろ波回路（２）からレベルクランプ用の前置増
幅回路（５）を介して閾値検出回路（６）に入力映像信
号の高周波成分が出力される。

また、ホールド回路（３）により、入力映像信号のレベ
ルホールドにもとづき、ノイズ検出の基準となる閾値Ｅ
のレベルの信号が形成され、該信号が検出回路（６）に
出力される。

そして、増幅回路（５）の出力信号のレベルがホールド
回路（３）の出力信号の閾値Ｅのレベルを越えたときに
のみ、検出回路（６）からゲート回路（７）に信号が出
力される。

さらに、同期分離回路（４）によつて分離された入力映
像信号中の同期信号にもとづき、ノイズゲートパルス発
生回路（８）からゲート回路（７）に、各１フイールド
の予め設定したノイズ検出期間の幅のゲートパルスが出
力される。

そして、ゲート回路（７）は発生回路（８）からゲート
パルスが出力されるときにのみオンして入力信号をカウ
ンタ回路（９）に出力し、このとき、同期分離回路
（４）の同期信号にもとづき、カウンタゲートパルス発
生回路（10）からカウンタ回路（９）に、前述のノイズ
検出期間内の所定の計数期間の幅のゲートパルスが出力
され、該ゲートパルスが入力される間にのみ、カウンタ
回路（９）によつてゲート回路（７）の信号出力期間，
すなわち閾値Ｅを超えた信号期間が計数される。

そのため、計数期間によつて設定される一定期間におい
て、カウンタ回路（９）は、入力映像信号の高域成分の
レベルが閾値Ｅのレベルを越える回数の計数信号を表示
ホールド回路（11）に出力し、このとき、入力映像信号
に含まれる高周波ノイズのレベルが大きくなるにしたが
つて計数信号の値が大きくなるとともに、前記一定期間
のカウンタ回路（９）の計数くり返し数（全サンプリン
グ数）と、カウンタ回路（９）の計数信号の回数（閾値
Ｅを超えたサンプリング数）とにもとづき、入力映像信
号に含まれた高周波ノイズのレベルを算出することがで
きる。

そこで、たとえばホールド回路（11）により、入力され
た計数信号にもとづき、入力映像信号に含まれた高周波
ノイズのレベルが算出されて表示される。

〔発明が解決しようとする問題点〕

ところで、前述のようにオシロスコープによつて処理回
路の出力信号の波形を観測し、処理回路の出力信号に混
入したホワイトノイズなどの比較的微小なノイズを検出
する場合は、オシロスコープの高インピーダンスの検出
プローブに種々の外来ノイズが混入し易く、精度よく検
出できない問題点がある。

一方、オシロスコープの代わりに第３図の検出装置を用
いて処理回路の出力信号に混入したノイズを検出する場
合、処理回路と検出装置とを低インピーダンスの同軸ケ
ーブルなどで接続することにより、前述の検出プローブ
を用いたときのような外来ノイズの混入は防止される。

しかし、第３図の検出装置を用いる場合、入力映像信号
から形成されたホールド回路（３）の閾値Ｅにもとづく
入力映像信号のアナログ的なレベル検出と、入力映像信
号から形成された発生回路（８），（10）のゲートパル
スにもとづく検出回数の計数とを行なつてノイズを検出
するため、ホールド回路（３），同期分離回路（４），
検出回路（６），ゲート回路（７），発生回路（８），
（10），カウンタ回路（９）などの多数の回路を要し、
検出装置が複雑かつ高価になり、簡単かつ安価に検出で
きない問題点がある。

また、第３図の検出装置の場合、ろ波回路（２）によつ
て高域成分のみが抽出され、高周波ノイズのみが検出さ
れるため、全帯域のノイズの検出が困難であり、しか
も、映像信号中の同期信号を基準にして発生回路
（８），（10）でゲートパルスが形成されるため、音声
信号などの映像信号以外のアナログ信号の処理回路で発
生するノイズの検出には適用できない問題点がある。

〔問題点を解決するための手段〕

この発明は、前記の諸点に留意してなされたものであ
り、つぎに、この発明を、実施例に対応する第１図を用
いて説明する。

映像信号，音声信号などのアナログ信号の処理回路（1
2）で発生し該処理回路の出力信号に混入するノイズの
レベルを検出するノイズ検出装置において、この発明では、検出時の前記処理回路（12）の入力信号
として周期的な鋸歯状の基準信号を発生する基準信号発
生回路（13）と、前記処理回路（12）の出力信号をＮビツトのデジタル信
号に順次に変換するアナログ／デジタル変換回路（14）
と、前記変換回路（14）の変換デジタル信号の全ビツトまた
は下位のＫビツト（１≦Ｋ＜Ｎ）を前記基準信号の整数
倍の周期の期間遅延して出力する遅延回路（15）と、前記変換デジタル信号と前記遅延回路（15）の遅延デジ
タル信号の前記全ビツトまたは前記Ｋビツトの比較をく
り返し，前記ノイズのレベルを時間に変換した検出信号
を出力する比較回路（16）とを備える。

〔作用〕

したがつて、この発明のノイズ検出装置によると、検出
時には、発生回路（13）の基準信号にもとづき、処理回
路（12）の入力信号のレベルがたとえば第２図（ａ）の
実線Ａのような鋸波形状でくり返し変化し、このとき、
処理回路（12）の出力信号のレベルが、処理回路（12）
内で発生したホワイトノイズなどの比較的微小なノイズ
にもとづき、たとえば同図（ａ）の破線B,B′の範囲で
ランダムに変動する。

そして、処理回路（12）の出力信号が変換回路（14）で
デジタル変換され、このとき、変換回路（14）から出力
される変換デジタル信号は、下位のＫビツトが混入した
ノイズのレベルに応じて変動する。

さらに、変換回路（14）の変換デジタル信号の全ビツト
または下位のＫビツトが遅延回路（15）で遅延され、比
較回路（16）により、変換回路（14）の変換デジタル信
号と遅延回路（15）の遅延デジタル信号の全ビツトまた
は下位のＫビツトの一致，不一致が検出されるため、比
較回路（16）から出力される検出信号を鋸歯状の基準信
号の周期に合わせて時間的に多重合成すると、たとえば
第２図（ｂ）に示すように、基準信号の単位レベルDZの
変化によつて変換デジタル信号が最下位ビツト（LSB）
だけ変化するに要する一定期間Taにおいて、破線B,B′
のノイズレベルHZに比例した期間Tbだけ不一致によつて
連続的にノイズが有ることを示すレベルになる信号が得
られ、このとき、NZ＝DZ×（Tb/Ta）の式から全帯域の
ノイズのレベルが容易に検出される。

そして、発生回路（13）の基準信号を処理回路（12）に
入力し、変換回路（14），遅延回路（15），比較回路
（16）により、処理回路（12）の出力信号をデジタル信
号に変換するとともに、そのデジタル信号と遅延したデ
ジタル信号とを比較し、処理回路（12）で発生したホワ
イトノイズなどのノイズの振幅を時間に変換した検出信
号を得る構成であるため、たとえば第３図の検出装置に
比して構成が簡単になるとともに安価になり、しかも、
比較回路（16）の検出信号が２値変化する信号であるた
め、前記多重合成にオシロスコープなどを用いても、外
来ノイズなどの影響を受けることなく精度のよい検出が
行なえ、その上、第３図の検出装置の閾値E,およびゲー
トパルスなどを必要としないため、種々のアナログ信号
の処理回路に適用できる。

〔実施例〕

つぎに、この発明を、その１実施例を示した第１図およ
び第２図とともに詳細に説明する。

第１図は映像信号の処理回路を検出対象の回路とする場
合を示し、同図において、（12）は検出対象の処理回路
であり、映像信号（コンポジツト信号）の増幅回路，フ
イルタ回路などの単体回路あるいは複数の単体回路の組
合せ回路からなり、入，出力信号レベルが比較的小さな
レベルになる。

（13）は処理回路（12）の前段に設けられた基準信号発
生回路であり、たとえば、波形のパターンデータを記憶
したROMと、該ROMの読出し用のアドレス発生器，および
読出されたパターンデータをアナログ信号に変換して処
理回路（12）に出力するデジタル／アナログ変換器とか
らなり、映像信号の１水平走査期間（以下水平走査期間
をＨと称する）毎に比較的なだらかな鋸波状に変化する
第２図（ａ）の実線Ａの波形の基準信号を出力する。

（14）は処理回路（12）の後段に設けられたアナログ／
デジタル変換回路であり、サンプリングおよび量子化を
連続的にくり返し、処理回路（12）の出力信号をＮビツ
ト（Ｎは整数）のデジタル信号に順次に変換するととも
に、該各デジタル信号を変換デジタル信号として出力す
る。

（15）は変換デジタル信号が入力される遅延回路であ
り、変換デジタル信号の設定された下位のＫビツト（１
≦ｋ＜Ｎ）のみを遅延するＫビツトの1H遅延回路を用い
て形成され、変換デジタル信号の全ビツト（＝Ｎビツ
ト）のうち、予め設定された下位のＫビツトのみを遅延
出力する。

（16）は変換回路（14）および遅延回路（15）に接続さ
れた比較回路であり、２入力の一致，不一致の検出回路
からなり、変換回路（14）から出力された変換デジタル
信号の下位のＫビツトと遅延回路（15）から出力された
1H遅延デジタル信号のＫビツトとを比較し、両Ｋビツト
の信号が全く同じになつて隣接する2H間でレベル差がな
ければ、ノイズがないとみなして出力を０に保持し、両
Ｋビツトの信号が異なつて隣接する2H間でレベル差が生
じれば、ノイズがあるとみなして出力をハイレベルに反
転し、第２図（ｂ）に示す検出信号をくり返し出力す
る。（17）は破線の構成のノイズ検出装置である。

そして、検出時には同軸ケーブルなどを用いて処理回路
（12）と検出装置（17）とが第１図のように接続され、
このとき、発生回路（13）はROMのパターンデータをく
り返し読出してアナログ信号に変換し、1H毎に同期信号
が付加された第２図（ａ）の実線Ａの波形の基準信号を
処理回路（12）に出力する。

なお、基準信号は1Hの間に処理回路（12）のほぼ最大入
力レベルまで変化する。

また、前述のＫビツトは、処理回路（12）で発生したノ
イズによつて変動する変換デジタル信号の最大ビツト数
を予想して設定され、ホワイトノイズなどにもとづき、
処理回路（12）の出力信号がたとえば第２図（ａ）の破
線B,B′の幅で変動するときは、変換デジタル信号の下
位のＫビツトが変化する。

そして、発生回路（13）の基準信号が処理回路（12）を
通ることにより、処理回路（12）から変換回路（14）に
出力される信号には、処理回路（12）内で発生したホワ
イトノイズなどの比較的微小なノイズが混入し、このと
き、混入するノイズのレベルが第２図（ａ）の破線B,
B′の幅のノイズレベル（振幅）NZであれば、処理回路
（12）の出力信号が、同図（ａ）の実線Ａのレベルを基
準にしてノイズレベルNZの範囲でランダムに変動する。

一方、変換回路（14）は最小ビツト（LSB）に対応する
第２図（ａ）の単位レベルDZが、予想される最大のノイ
ズレベルの２倍より大きく設定されるとともに、1Hより
十分小さな間隔で入力信号をサンプリングして量子化
し、Ｎビツトの変換デジタル信号（パラレル信号）を順
次に出力する。

そして、変換デジタル信号はノイズレベルNZによつて下
位のＫビツト以下がランダムに変動し、処理回路（12）
の出力信号が第２図（ａ）の実線Ａの基準信号のレベル
になるノイズのないときに比し、処理回路（12）の出力
信号が同図（ａ）の破線Ｂのレベルになるときは、変換
デジタル信号がノイズレベルNZの半値幅に相当する期間
だけ早く変化し、処理回路（12）の出力信号が同図の破
線Ｂ′のレベルになるときは、変換デジタル信号がノイ
ズレベルNZの半値幅に相当する期間だけ遅く変化する。

さらに、変換デジタル信号は遅延回路（15）と比較回路
（16）に入力され、比較回路（16）からは、変換デジタ
ル信号の下位のＫビツトを1H遅延した遅延デジタル信号
が出力される。

そして、比較回路（16）によつて変換デジタル信号の下
位のＫビツトと遅延デジタル信号とが比較され、このと
き、比較回路（16）は両Ｋビツトが同一になれば、ノイ
ズがないとみなして出力レベルを０に保持し、両Ｋビツ
トが異なれば、ノイズがあるとみなして出力レベルをハ
イレベルに反転する。

そのため、比較回路（16）の検出信号は、第２図（ａ）
の実線A,破線B,B′が単位レベルDZ変化するのに要する
一定期間Taにおいて、ノイズレベルNZに比例した期間Tb
に連続的にノイズ有りを示すハイレベルになり、このと
き、NZ＝DZ×（Tb/Ta）の式が成立する。

すなわち、比較回路（16）の検出信号が処理回路（12）
で発生したホワイトノイズなどのレベルを時間に変換し
た信号になり、比較回路（16）の検出信号の期間Ta,Tb
の長さからノイズのレベルが検出される。

本実施例に於て、例えば、AD変換ビット数を８として比
較するＫ番目のビットをAD変換ビットの下位より５ビッ
ト目と仮定すると、図２（ａ）においてAD変換最大入力
は256ステップに区切られる。また、単位レベルDZは16
ステップ間隔で区切られ、下位より５ビット目は16ステ
ップ毎に反転する。TAは、図２（ａ）中Ａで示す鋸歯状
波が単位レベル分変化する期間に相当し、鋸歯状波にホ
ワイトノイズが重畳された信号をAD変換すると、図２
（ａ）のTb期間においてホワイトノイズに左右されて５
ビット目が変動するAD変換タイミングが発生する。この
期間Tbはホワイトノイズレベルに比例して時間幅が変動
する。従って、ホワイトノイズレベルが６ステップであ
るとすると、図２（ｂ）において、Tb/Ta＝6/16とな
り、Tbの時間幅を測定すればノイズレベルが判る。

ところで、期間Ta,Tbの長さの測定はたとえばオシロス
コープを利用し、基準信号に同期した掃引トリガにもと
づき、オシロスコープに比較回路（16）の検出信号の波
形を画面表示して行なわれ、このとき、残像効果によつ
て一度に見える１フイールドあるいは１フレーム分程度
の比較回路（16）の検出信号を重ね合わせた多重合成波
形から期間Ta,Tbが測定され、しかも、比較回路（16）
の検出信号が、処理回路（12）の出力信号のレベルによ
らず、ノイズの有，無に応じて大きく２値変化するた
め、期間Tbの連続性が明確に表示されるとともに、外来
ノイズなどの影響を受けることがなく、期間Ta,Tbを正
確に測定してノイズレベルNZを容易に精度よく検出する
ことができる。

なお、オシロスコープに表示された波形から期間Ta,Tb
を測定する場合、期間Tbの中央間の長さが期間Taに等し
くなるため、実際には、期間Tbの中央間の長さと期間Tb
の長さとが測定される。

そして、第１図の場合は、基準信号を処理回路（12）に
供給し、処理回路（12）の出力信号をデジタル信号に変
換するとともに、該デジタル信号と1H遅延したデジタル
信号の下位のＫビツトを比較する構成であるため、第３
図の検出装置のような入力信号の増幅，同期分離および
ゲートパルスの作成などを行なう必要がなく、簡単かつ
安価に検出装置（17）が形成され、簡単かつ安価にノイ
ズレベルNZを検出することができる。

さらに、第３図のろ波回路（２）などを用いないため、
全帯域のノイズレベルNZを検出することができ、しか
も、処理回路（12）の出力信号中の同期信号から検出用
のゲートパルスなどを形成する必要がないため、たとえ
ば処理回路（12）を音声信号の処理回路に置換えても、
前述と同様にして検出することができ、種々のアナログ
信号の処理回路で発生するノイズの検出に用いることが
できる。

なお、変換回路（14）の変換デジタル信号の全ビツトを
遅延回路（15）で遅延し、比較回路（16）によつて両回
路（14），（15）のデジタル信号の全ビツト（＝Ｎビツ
ト）を比較しても前述と同様の効果が得られるが、第１
図の場合は、両回路（14），（15）のデジタル信号のＫ
ビツトのみを比較しているため、全ビツトを比較する場
合に比し、遅延回路（15），比較回路（16）の構成が簡
素化し、検出装置（17）の構成が著しく簡素かつ安価で
ある。

ところで、前述のＮビツト,Kビツトは用途，ノイズレベ
ルNZなどに応じて任意に設定できるのは勿論である。

また、変換回路（14）の単位レベルDZの可変設定が行な
えるようにすることもでき、この場合は、たとえばノイ
ズレベルNZが予想したレベルより大きくなつたときに、
単位レベルDZを大きくして変換回路（14）の分解能を小
さくすることにより、期間Taが長くなつて期間Ta,Tbの
測定が行なえ、広いレベル範囲のノイズレベルNZの検出
が行なえる。

さらに、比較回路（16）の検出信号の期間Ta,Tbの測定
は、オシロスコープを用いる代わりに、たとえばカウン
タなどを用いて自動的に行なうこともできる。

そして、前記実施例の場合は映像信号の処理回路（12）
に適用するため、発生回路（13）の基準信号を同期信号
などを付加した映像信号形式の信号としたが、音声信号
の処理回路などに適用する場合などには、同期信号など
を付加することなく形成してよく、この場合、基準信号
の可変レベル範囲，周期長などを任意に設定することが
できるのは勿論である。

また、発生回路（13）を種々の構成の鋸歯信号発生器で
形成してよいのは勿論であり、さらに、遅延回路（15）
の遅延期間を複数Ｈなどの基準信号の周期の整数倍の任
意の期間に設定してよいのも勿論である。

〔発明の効果〕

以上のように、この発明のノイズ検出装置によると、基
準信号発生回路の周期的な鋸歯状の信号を処理回路に入
力するとともに、処理回路の出力信号をデジタル変換し
て形成した変換デジタル信号と，該変換デジタル信号を
基準信号の周期の整数倍の期間遅延した遅延デジタル信
号の全ビツトまたは下位のＫビツトの比較をくり返し、
処理回路で発生するホワイトノイズなどのノイズのレベ
ルを時間に変換した信号を検出信号としてくり返し出力
したことにより、該検出信号の多重合成の波形にもとづ
き、簡単かつ安価な構成で全帯域のホワイトノイズなど
の比較的微小なノイズのレベルを容易に精度よく検出す
ることができ、しかも、処理回路が映像信号，音声信号
などの種々の処理回路であつても検出が行なえるため、
汎用性の高いノイズ検出装置を提供することができるも
のである。

【図面の簡単な説明】

第１図および第２図（ａ），（ｂ）はこの発明のノイズ
検出装置の１実施例を示し、第１図はブロツク図、第２
図（ａ），（ｂ）は動作説明用の波形図、第３図は従来
のノイズ検出装置のブロツク図である。（12）……処理回路、（13）……基準信号発生回路、
（14）……アナログ／デジタル変換回路、（15）……遅
延回路、（16）……比較回路。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】映像信号，音声信号などのアナログ信号の
処理回路で発生し該処理回路の出力信号に混入するノイ
ズのレベルを検出するノイズ検出装置において、検出時の前記処理回路の入力信号として周期的な鋸歯状
の基準信号を発生する基準信号発生回路と、前記処理回路の出力信号をＮビツトのデジタル信号に順
次に変換するアナログ／デジタル変換回路と、前記変換回路の変換デジタル信号の全ビツトまたは下位
のＫビツト（１≦Ｋ＜Ｎ）を前記基準信号の整数倍の周
期の期間遅延して出力する遅延回路と、前記変換デジタル信号と前記遅延回路の遅延デジタル信
号の前記全ビツトまたは前記Ｋビツトの一致，不一致の
検出比較をくり返し，前記ノイズの検出信号を出力する
比較回路とを備えたことを特徴とするノイズ検出装置。