JPH0783233B2 - サンプリングされたデータ用バンド・パスろ波方法 - Google Patents
サンプリングされたデータ用バンド・パスろ波方法Info
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- JPH0783233B2 JPH0783233B2 JP62151559A JP15155987A JPH0783233B2 JP H0783233 B2 JPH0783233 B2 JP H0783233B2 JP 62151559 A JP62151559 A JP 62151559A JP 15155987 A JP15155987 A JP 15155987A JP H0783233 B2 JPH0783233 B2 JP H0783233B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H17/00—Networks using digital techniques
- H03H17/02—Frequency selective networks
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Description
【発明の詳細な説明】 発明の背景 この発明は、サンプリングされたデータ用バンド・パス
ろ波方法およびフィルタ装置に関するものであり、特
に、信号処理装置に含まれるようになっているフイルタ
装置に関するものである。
ろ波方法およびフィルタ装置に関するものであり、特
に、信号処理装置に含まれるようになっているフイルタ
装置に関するものである。
通常、バンド・パスろ波を行うために、コンデンサ、コ
イルおよび抵抗からなる受動タイプの、または、演算増
幅器、抵抗およびコンデンサからなる能動タイプの“時
間連続性（time−continuous）”フィルタが使用されて
いる。
イルおよび抵抗からなる受動タイプの、または、演算増
幅器、抵抗およびコンデンサからなる能動タイプの“時
間連続性（time−continuous）”フィルタが使用されて
いる。
既知の別な方法としては、いわゆる“サンプリングされ
たデータ”技術が使用されている。即ち、ろ波されるべ
き信号はまずサンプリングされ、次いでろ波されるので
ある。この方法にしたがって動作するフィルタは、“サ
ンプリングされたデータ用フィルタ”として知られてい
る。サンプリングされたデータ方法による信号のサンプ
リングおよびその処理に関する諸問題については、多く
の文献が出されている（例えば、1975年、米国、ニュー
ジャージ州、イングルウッド・クリフス所在のプレンテ
イス・ホール社（Prentice−Hall,Inc.）発行の、エイ
・ヴイ・オツペンハイム（A.V.Oppenheim）およびアー
ム・ダブリュ・シエイフア（R.W.Schafer）共著の“デ
ジタル信号処理”）。
たデータ”技術が使用されている。即ち、ろ波されるべ
き信号はまずサンプリングされ、次いでろ波されるので
ある。この方法にしたがって動作するフィルタは、“サ
ンプリングされたデータ用フィルタ”として知られてい
る。サンプリングされたデータ方法による信号のサンプ
リングおよびその処理に関する諸問題については、多く
の文献が出されている（例えば、1975年、米国、ニュー
ジャージ州、イングルウッド・クリフス所在のプレンテ
イス・ホール社（Prentice−Hall,Inc.）発行の、エイ
・ヴイ・オツペンハイム（A.V.Oppenheim）およびアー
ム・ダブリュ・シエイフア（R.W.Schafer）共著の“デ
ジタル信号処理”）。
サンプリングされたデータ用フィルタによってもたらさ
れる重要な利点は、極めて正確なろ波作用が行われると
いうことにある。ろ波の仕様は、実際、極めて正確にな
され、また、環境条件および／または動作条件からは実
質的に独立している態様で行われ得る。
れる重要な利点は、極めて正確なろ波作用が行われると
いうことにある。ろ波の仕様は、実際、極めて正確にな
され、また、環境条件および／または動作条件からは実
質的に独立している態様で行われ得る。
更に、このようなフィルタは、モノリシツクな集積化の
ために極めて好適なものである。
ために極めて好適なものである。
サンプリング処理に関連して知られている現象は、信号
スペクトル内に若干の成分を導入することであり、これ
ら成分はサンプリング周波数の全約数（wholemultiple
s）の周囲における原信号のスペクトル成分をシフトし
たものである。いま、Ｍ（ω）が時間連続性信号ｍ
（ｔ）のスペクトルであるとすれば、互いに間隔TSをも
って配列された微小時間（“デイラツクのデルタ”）を
有する一連のパルスで時間連続性信号ｍ（ｔ）を理想的
にサンプリングすることによって得られた信号のスペク
トルMS（ω）は、次式によって与えられる。
スペクトル内に若干の成分を導入することであり、これ
ら成分はサンプリング周波数の全約数（wholemultiple
s）の周囲における原信号のスペクトル成分をシフトし
たものである。いま、Ｍ（ω）が時間連続性信号ｍ
（ｔ）のスペクトルであるとすれば、互いに間隔TSをも
って配列された微小時間（“デイラツクのデルタ”）を
有する一連のパルスで時間連続性信号ｍ（ｔ）を理想的
にサンプリングすることによって得られた信号のスペク
トルMS（ω）は、次式によって与えられる。
こゝに、 は、角サンプリング周波数である。
実際には、サンプリング処理が理想的なものではないか
ら、そのスペクトル成分は、ωが増大するにつれて、い
わゆる だけ減衰する。サンプリングされた信号の実際スペクト
ルMes（ω）は、次式によって与えられる。
ら、そのスペクトル成分は、ωが増大するにつれて、い
わゆる だけ減衰する。サンプリングされた信号の実際スペクト
ルMes（ω）は、次式によって与えられる。
よりも高い周波数の、感知可能な値の成分が時間連続性
信号ｍ（ｔ）内に存在するときには、サンプリングされ
た信号のスペクトル内に現れるものは、 なる周波数インターパル（いわゆる“ベース・バン
ド”）内において、前記バンド内で時間連続性信号ｍ
（ｔ）内に存在するものの付加的な成分である。この現
象は、“エイリアシング（aliasing）”として知られて
おり、サンプリングされた信号から始まる時間連続性信
号ｍ（ｔ）の正確な“再構成”（典型的には、これは簡
単な時間連続性のロウ・パスろ波で行われ、これにより より高い周波数の成分がカットされる）を不可能にす
る。
信号ｍ（ｔ）内に存在するときには、サンプリングされ
た信号のスペクトル内に現れるものは、 なる周波数インターパル（いわゆる“ベース・バン
ド”）内において、前記バンド内で時間連続性信号ｍ
（ｔ）内に存在するものの付加的な成分である。この現
象は、“エイリアシング（aliasing）”として知られて
おり、サンプリングされた信号から始まる時間連続性信
号ｍ（ｔ）の正確な“再構成”（典型的には、これは簡
単な時間連続性のロウ・パスろ波で行われ、これにより より高い周波数の成分がカットされる）を不可能にす
る。
上述したエイリアシング現象に基づく不利益のために、
サンプリングに先立つ時間連続性のロウ・パスろ波
（“反エイリアシング（antialiasing）”）を行うの
は、 より高い周波数において時間連続性信号ｍ（ｔ）内に存
在する可能性のある全ての不所望な成分を除去するため
である。反エイリアシング・フィルタを極めて選択性が
高くかつ高価にしなければならない必要性を避けるため
には、時間連続性信号ｍ（ｔ）の実際に関係のある成分
が、いずれも、 よりもはるかに低い周波数にあることが好都合である。
サンプリングに先立つ時間連続性のロウ・パスろ波
（“反エイリアシング（antialiasing）”）を行うの
は、 より高い周波数において時間連続性信号ｍ（ｔ）内に存
在する可能性のある全ての不所望な成分を除去するため
である。反エイリアシング・フィルタを極めて選択性が
高くかつ高価にしなければならない必要性を避けるため
には、時間連続性信号ｍ（ｔ）の実際に関係のある成分
が、いずれも、 よりもはるかに低い周波数にあることが好都合である。
多くの場合にエイリアシングは、不利益なものであるけ
れど、後述するように、この発明においては基本的原理
として使用される。
れど、後述するように、この発明においては基本的原理
として使用される。
効果的なサンプリングされたデータ用処理装置を得るた
めには、従来技術によれば、関係のある信号の最高周波
数よりもはるかに高いサンプリング周波数を使用するこ
とが好都合である。高い周波数（例えば、数MHZ）の信
号をろ波することが要求されるなら、極めて高いサンプ
リング周波数（前記の例では、数＋MHZ）を使用するこ
とが必要である。このことは、極めて困難であり、高価
につき、場合によっては、例えば、非常に高い速度を許
さない方法で得られるモノリシツク集積回路内にフィル
タ装置が含まれるべき場合には、不可能にさえなる。
めには、従来技術によれば、関係のある信号の最高周波
数よりもはるかに高いサンプリング周波数を使用するこ
とが好都合である。高い周波数（例えば、数MHZ）の信
号をろ波することが要求されるなら、極めて高いサンプ
リング周波数（前記の例では、数＋MHZ）を使用するこ
とが必要である。このことは、極めて困難であり、高価
につき、場合によっては、例えば、非常に高い速度を許
さない方法で得られるモノリシツク集積回路内にフィル
タ装置が含まれるべき場合には、不可能にさえなる。
或る種の処理装置（例えば、大方の受信装置）において
は、特にろ波動作を処理することを簡単にするため、信
号が低い周波数にレンジにシフトされることが多い（実
際、高周波フィルタに比べて、低周波の選択フィルタを
得ることの方が容易である）。その典型例としてあげら
れるものは“スーパヘテロダイン”受信機である。ここ
に、周波数シフトはビート回路によって行われ、処理さ
れるべき信号にはい適応された周波数の信号が乗じられ
る（例えば、1971年、米国、ニューヨーク州所在のマグ
ロウ・ヒル社（Mc Graw−Hill Inc.）発行の、エイチ・
タウブ（H.Taub）およびデー・エル・シリング（D.L.Sc
hilling）共著の“通信方式の原理”の第268頁以降を参
照）。この周波数シフトを行うのに要した回路ブロック
を付加することは、装置を大幅に複雑にしたり、コスト
を大幅に増大したりする。
は、特にろ波動作を処理することを簡単にするため、信
号が低い周波数にレンジにシフトされることが多い（実
際、高周波フィルタに比べて、低周波の選択フィルタを
得ることの方が容易である）。その典型例としてあげら
れるものは“スーパヘテロダイン”受信機である。ここ
に、周波数シフトはビート回路によって行われ、処理さ
れるべき信号にはい適応された周波数の信号が乗じられ
る（例えば、1971年、米国、ニューヨーク州所在のマグ
ロウ・ヒル社（Mc Graw−Hill Inc.）発行の、エイチ・
タウブ（H.Taub）およびデー・エル・シリング（D.L.Sc
hilling）共著の“通信方式の原理”の第268頁以降を参
照）。この周波数シフトを行うのに要した回路ブロック
を付加することは、装置を大幅に複雑にしたり、コスト
を大幅に増大したりする。
発明の概要 この発明の目的は、信号をバンド・パスろ波してより低
い周波数レンジへ自動的にシフトする、サンプリングさ
れたデータ用ろ波方法を提供することにあり、従来技術
により動作中のフィルタに比して、その性能に遜色はな
く、また、その選択性の要求はそれ程にきびしいもので
はない。フィルタ装置に使用される信号のサンプリング
周波数は、ろ波されるべき信号における感知可能な値を
有する成分が存在する最高周波数よりもはるかに高いこ
とは必ずしも必要でない。
い周波数レンジへ自動的にシフトする、サンプリングさ
れたデータ用ろ波方法を提供することにあり、従来技術
により動作中のフィルタに比して、その性能に遜色はな
く、また、その選択性の要求はそれ程にきびしいもので
はない。フィルタ装置に使用される信号のサンプリング
周波数は、ろ波されるべき信号における感知可能な値を
有する成分が存在する最高周波数よりもはるかに高いこ
とは必ずしも必要でない。
この発明は、エイリアシング現象に基づき、サンプリン
グされたデータ用バンド・パスろ波方法を用いて、前述
した主要な目的、それに後述の他の目的および利点を実
現する。この発明は、第１の周波数と第２の周波数との
間のインータバル内に含まれた周波数の入力信号の成分
を実質的に減衰することなく通過させ（こゝに、前記第
１および第２の周波数は第３の周波数の周囲に配列され
ている。）、前記インータバルの外側の周波数の前記入
力信号の成分を実質的に減衰させ、そして減衰すること
なく通過した、前記入力信号の成分の第４の周波数の周
囲で低周波数シフトを自動的に行う。そして、この発明
の特徴とするところは、サンプリング周波数として、前
記第３および第４の周波数の和に等しい第６の周波数の
全約数に等しい第５の周波数を用い、また、下限および
上限のカット・オフ周波数として、それぞれ前記第６の
周波数と前記第２の周波数との差、および、前記第６の
周波数と前記第１の周波数との差を用いる。
グされたデータ用バンド・パスろ波方法を用いて、前述
した主要な目的、それに後述の他の目的および利点を実
現する。この発明は、第１の周波数と第２の周波数との
間のインータバル内に含まれた周波数の入力信号の成分
を実質的に減衰することなく通過させ（こゝに、前記第
１および第２の周波数は第３の周波数の周囲に配列され
ている。）、前記インータバルの外側の周波数の前記入
力信号の成分を実質的に減衰させ、そして減衰すること
なく通過した、前記入力信号の成分の第４の周波数の周
囲で低周波数シフトを自動的に行う。そして、この発明
の特徴とするところは、サンプリング周波数として、前
記第３および第４の周波数の和に等しい第６の周波数の
全約数に等しい第５の周波数を用い、また、下限および
上限のカット・オフ周波数として、それぞれ前記第６の
周波数と前記第２の周波数との差、および、前記第６の
周波数と前記第１の周波数との差を用いる。
好適な実施例の説明 以下、添付図面を参照しながら、この発明の好適な実施
例を説明するが、この実施例は限定的なものではない。
例を説明するが、この実施例は限定的なものではない。
第１図を参照すると、Si（ｔ）は、いわゆる標準的なジ
ヤーマン２−キャリア（German2−Carrier）によって伝
送されるTV信号内の信号である（IEEE トランザクショ
ン・オン・コンシューマ・エレクトロニクス（IEEE Tr
ansactions on Consumer Electronics）のvol.CE−28,n
o.4,1982−11,第489〜503頁のユー・ブース（U.Buhse）
による“地上のTV−音声伝送装置のジヤーマン２−キャ
リア装置および‘高品質'TV受像機の集積回路（The Ger
man2−Carrier System for Terrestrial TV−Sound Tra
nsmission Systems and Integrated Circuits for‘Hig
h−Quality'TV−Receivers）”を参照）。第２図におい
て、入力信号Ｓ′ｉ（ｔ）の、３〜4MHZ以下の周波数の
成分は、予め減衰されたと思われる（例えば、第１図の
フィルタCTFにより）。
ヤーマン２−キャリア（German2−Carrier）によって伝
送されるTV信号内の信号である（IEEE トランザクショ
ン・オン・コンシューマ・エレクトロニクス（IEEE Tr
ansactions on Consumer Electronics）のvol.CE−28,n
o.4,1982−11,第489〜503頁のユー・ブース（U.Buhse）
による“地上のTV−音声伝送装置のジヤーマン２−キャ
リア装置および‘高品質'TV受像機の集積回路（The Ger
man2−Carrier System for Terrestrial TV−Sound Tra
nsmission Systems and Integrated Circuits for‘Hig
h−Quality'TV−Receivers）”を参照）。第２図におい
て、入力信号Ｓ′ｉ（ｔ）の、３〜4MHZ以下の周波数の
成分は、予め減衰されたと思われる（例えば、第１図の
フィルタCTFにより）。
こゝで、フィルタFILのためのサンプリング周波数fSと
して、6MHZの周波数がとられるが、この周波数は、感知
可能な値を持つ信号成分がある最高周波数の値とほゞ等
しい。
して、6MHZの周波数がとられるが、この周波数は、感知
可能な値を持つ信号成分がある最高周波数の値とほゞ等
しい。
フィルタFILはバンド・パス・フィルタであって、その
カット・オフ周波数は、 fTL＝fS−fSH＝400kHZおよび fTH＝fS−fSL＝600kHZ である。従って、次式が得られる。
カット・オフ周波数は、 fTL＝fS−fSH＝400kHZおよび fTH＝fS−fSL＝600kHZ である。従って、次式が得られる。
fS＝fO＋fSO こゝに、fOはバンド・パス・フィルタの中心周波数であ
って、500kHZに等しいものである。
って、500kHZに等しいものである。
バンド・パス・フィルタFILは、理想的には、２個のサ
ブ・ブロックに分割できる。第１のサブ・ブロックは入
力信号Ｓ′ｉ（ｔ）のサンプリングを行うが、第２のサ
ブ・ブロックは第１のサブ・ブロックの出力信号を実際
にろ波する。
ブ・ブロックに分割できる。第１のサブ・ブロックは入
力信号Ｓ′ｉ（ｔ）のサンプリングを行うが、第２のサ
ブ・ブロックは第１のサブ・ブロックの出力信号を実際
にろ波する。
入力信号Ｓ′ｉ（ｔ）に行われたサンプリングにより、
この入力信号Ｓ′ｉ（ｔ）のスペクトル内に若干の成分
が導かれる。これら成分は、一般的には時間連続性であ
るとすれば、バンド・パスろ波動作を受けなければなら
ず、バンド・パス・フィルタFILはサンプリングされた
データ用フィルタを示し、後述する特性を有している。
こゝで、Scf（ｔ）は所要通り時間的にサンプリングさ
れ、ろ波され、そして周波数シフトされた信号である。
また、Ssはサンプリング信号であって、サンプリング周
波数fSを有し、バンド・パス・フィルタFILによって使
用される。SFは平滑用フィルタを示し、時間連続性信号
Sf（ｔ）がフィルタ装置の出力側にて必要とされるとき
に必要である。後述するように、バンド・パス・フィル
タFILに入力され、第１図にSi（ｔ）で示された入力信
号のスペクトルを適当に制限するために、第１図にブロ
ックCTFで示された時間連続性フィルタを信号Si（ｔ）
とバンド・パス・フィルタFILの入力側との間に置くこ
とがしばしば必要である。
この入力信号Ｓ′ｉ（ｔ）のスペクトル内に若干の成分
が導かれる。これら成分は、一般的には時間連続性であ
るとすれば、バンド・パスろ波動作を受けなければなら
ず、バンド・パス・フィルタFILはサンプリングされた
データ用フィルタを示し、後述する特性を有している。
こゝで、Scf（ｔ）は所要通り時間的にサンプリングさ
れ、ろ波され、そして周波数シフトされた信号である。
また、Ssはサンプリング信号であって、サンプリング周
波数fSを有し、バンド・パス・フィルタFILによって使
用される。SFは平滑用フィルタを示し、時間連続性信号
Sf（ｔ）がフィルタ装置の出力側にて必要とされるとき
に必要である。後述するように、バンド・パス・フィル
タFILに入力され、第１図にSi（ｔ）で示された入力信
号のスペクトルを適当に制限するために、第１図にブロ
ックCTFで示された時間連続性フィルタを信号Si（ｔ）
とバンド・パス・フィルタFILの入力側との間に置くこ
とがしばしば必要である。
第２図に例示されているものは、この発明のサンプリン
グされたデータ用ろ波方法によってろ波されなければな
らない入力信号Ｓ′ｉ（ｔ）のスペクトルＳ′ｉ（ω）
である。この入力信号Ｓ′ｉ（ｔ）は、6MHZ以下に周波
数の上限が設けられている。減衰することなくフィルタ
装置を通過しなければならない成分は、5.4〜5.6MHZ内
に含まれる周波数成分である（第２図のハッチングされ
た部分で示される）。信号の減衰してはならない部分
は、“中心”周波数が5.5MHZに等しく、また、その帯域
幅が200MHZである。問題の周波数帯の２つの制限周波数
は、fSL＝5.4MHZおよびfSH＝5.6MHZである。このタイプ
の信号は、例えば、当初のものとは異なる存在周波数の
第１の中間的な音響周波数の信号（ステレオ伝送の場合
の右側チャンネル＋左側チャンネル）である。低い周波
数に集中し、また、サンプリング周波数fSの倍数の周辺
で生じることを無視することにより（即ち、式（１）に
おけるｎ＝0,＋1,−１の和の項だけを考えに入れること
により）、理想的なサンプリングのときには、サンプリ
ングされた信号のスペクトルＳ′ic（ω）は次式で与え
られる。
グされたデータ用ろ波方法によってろ波されなければな
らない入力信号Ｓ′ｉ（ｔ）のスペクトルＳ′ｉ（ω）
である。この入力信号Ｓ′ｉ（ｔ）は、6MHZ以下に周波
数の上限が設けられている。減衰することなくフィルタ
装置を通過しなければならない成分は、5.4〜5.6MHZ内
に含まれる周波数成分である（第２図のハッチングされ
た部分で示される）。信号の減衰してはならない部分
は、“中心”周波数が5.5MHZに等しく、また、その帯域
幅が200MHZである。問題の周波数帯の２つの制限周波数
は、fSL＝5.4MHZおよびfSH＝5.6MHZである。このタイプ
の信号は、例えば、当初のものとは異なる存在周波数の
第１の中間的な音響周波数の信号（ステレオ伝送の場合
の右側チャンネル＋左側チャンネル）である。低い周波
数に集中し、また、サンプリング周波数fSの倍数の周辺
で生じることを無視することにより（即ち、式（１）に
おけるｎ＝0,＋1,−１の和の項だけを考えに入れること
により）、理想的なサンプリングのときには、サンプリ
ングされた信号のスペクトルＳ′ic（ω）は次式で与え
られる。
Ｓ′ic（ω）＝Ｓ′ｉ（ω）＋Ｓ′ｉ（ω−ωＳ） ＋Ｓ′ｉ（ω＋ωＳ） （４） このように、周波数−fSとfSとの間（即ち、−6MHZと6M
HZとの間）のスペクトルＳ′ic（ω）は、第３図に示さ
れる通りである。低い周波数においては、 に関して、時間連続性入力信号のスペクトルＳ′ｉ
（ω）に等しく、また、これと対称のスペクトル成分が
存在する。
HZとの間）のスペクトルＳ′ic（ω）は、第３図に示さ
れる通りである。低い周波数においては、 に関して、時間連続性入力信号のスペクトルＳ′ｉ
（ω）に等しく、また、これと対称のスペクトル成分が
存在する。
スペクトルＳ′ｉ（ω）において、入力信号Si（ｔ）の
関係のある成分も（fS−fSH）と（fS−fSL）との間（即
ち、400kHZと600kHZとの間）の周波数帯中に存在してお
り、この第３図においても、ハッチングの付された部分
として示されている。サンプリングされたデータ用フィ
ルタFILが理想的に分割されたうちの第２のサブ・ブロ
ックは、（fS−fSH）および（fS−fSL）に等しいカット
・オフ周波数をもって、バンド・パスろ波を行う。従っ
て、信号Si（ｔ）の、通過されることが所望される成分
に対応する正確なスペクトル成分を、減衰することなく
通過させる。他のスペクトル成分は所要通り減衰させら
れる。
関係のある成分も（fS−fSH）と（fS−fSL）との間（即
ち、400kHZと600kHZとの間）の周波数帯中に存在してお
り、この第３図においても、ハッチングの付された部分
として示されている。サンプリングされたデータ用フィ
ルタFILが理想的に分割されたうちの第２のサブ・ブロ
ックは、（fS−fSH）および（fS−fSL）に等しいカット
・オフ周波数をもって、バンド・パスろ波を行う。従っ
て、信号Si（ｔ）の、通過されることが所望される成分
に対応する正確なスペクトル成分を、減衰することなく
通過させる。他のスペクトル成分は所要通り減衰させら
れる。
の低い値による、400kHZと600kHZとの間の成分は、減衰
ファクタ によっては殆ど影響されないことに注目されたい。必要
ならば、当業者に知られている方法で、バンド・パス・
フィルタFILの周波数応答を変えることにより、この効
果を考慮することもできる。
ファクタ によっては殆ど影響されないことに注目されたい。必要
ならば、当業者に知られている方法で、バンド・パス・
フィルタFILの周波数応答を変えることにより、この効
果を考慮することもできる。
第２図に示されているように、入力信号Ｓ′ｉ（ｔ）が 以下の周波数において感知可能な大きさのスペクトル成
分を含んでいないときには、このフィルタ装置の動作は
確かに正しい。従って、実際には、ベース・バンドがシ
フトされたスペクトルと当初のスペクトルとは、部分的
にさえも重なり合うことがない。信号Si（ｔ）のスペク
トルの周波数が値 に下方で制限されることが確実ではないときには、バン
ド・パス・フィルタFILの前段に時間連続性のハイ・パ
ス・フィルタ（第１図のフィルタCTF）を配置して、こ
のような制限を確実にすることが必要である。高い周波
数でも同様な問題があるときには（即ち、スペクトルSi
（ω）がfS以下に上限が設定されていないときには）、
このような制限を達成するために、バンド・パス・フィ
ルタFILの前段にロウ・パス・フィルタを配置すること
も好都合である。ロウ・パス・フィルタおよびハイ・パ
ス・フィルタの双方が必要であるときには、フィルタCT
Fはバンド・パス・フィルタである。
分を含んでいないときには、このフィルタ装置の動作は
確かに正しい。従って、実際には、ベース・バンドがシ
フトされたスペクトルと当初のスペクトルとは、部分的
にさえも重なり合うことがない。信号Si（ｔ）のスペク
トルの周波数が値 に下方で制限されることが確実ではないときには、バン
ド・パス・フィルタFILの前段に時間連続性のハイ・パ
ス・フィルタ（第１図のフィルタCTF）を配置して、こ
のような制限を確実にすることが必要である。高い周波
数でも同様な問題があるときには（即ち、スペクトルSi
（ω）がfS以下に上限が設定されていないときには）、
このような制限を達成するために、バンド・パス・フィ
ルタFILの前段にロウ・パス・フィルタを配置すること
も好都合である。ロウ・パス・フィルタおよびハイ・パ
ス・フィルタの双方が必要であるときには、フィルタCT
Fはバンド・パス・フィルタである。
フィルタ装置の正しい動作を確保するためには、サンプ
リングされたデータ用ハンド・パス・フィルタFILの入
力信号のスペクトルは、周波数fTH（この例の場合には6
00kHZ）に下限を設定することで充分である。従って、
高い選択性を必要としないことから、ハイ・パス・フィ
ルタCTFの具体例は簡単である。入力信号Ｓ′ｉ（ｔ）
のスペクトルを高い周波数に制限するのに必要とされる
可能性のあるロウ・パス・フィルタには、同様な理由づ
けが有効である。このロウ・パス・フィルタに必要とさ
れている選択性はfSHとfSLとの間の距離に依存し、これ
はこのロウ・パス・フィルタの具体例を簡単化する目的
でも好適に選択されることができる。
リングされたデータ用ハンド・パス・フィルタFILの入
力信号のスペクトルは、周波数fTH（この例の場合には6
00kHZ）に下限を設定することで充分である。従って、
高い選択性を必要としないことから、ハイ・パス・フィ
ルタCTFの具体例は簡単である。入力信号Ｓ′ｉ（ｔ）
のスペクトルを高い周波数に制限するのに必要とされる
可能性のあるロウ・パス・フィルタには、同様な理由づ
けが有効である。このロウ・パス・フィルタに必要とさ
れている選択性はfSHとfSLとの間の距離に依存し、これ
はこのロウ・パス・フィルタの具体例を簡単化する目的
でも好適に選択されることができる。
処理される信号に関係のある最高周波数について極めて
高いサンプリング周波数を必要としないことから、こゝ
で説明したフィルタ装置は特に簡単である。
高いサンプリング周波数を必要としないことから、こゝ
で説明したフィルタ装置は特に簡単である。
極めて重要な利点は、従来技術によって高い周波数で実
際に動作するフィルタに比べて、サンプリングされたデ
ータ用ハンド・パス・フィルタFILが、性能は等しく、
選択性の要件はきびしくないということである。実際
に、例えば、5.36MHZ以下の周波数および5.64MHZ以上の
周波数における全ての成分を実質的に減衰させなければ
ならないとすれば、高い周波数で動作中のフィルタの応
答は、パス・バンド・内の実質的にゼロの減衰から40kH
Zのインターバルにおけるバンド（例えば、45dB）の外
側で要求される最小の減衰まで通過しなければならな
い。このことは、フィルタの上限カット・オフ周波数の
１％以下であることを示している。また、この発明によ
るフィルタ装置を設けることにより、上述した周波数イ
ンターバルは、まだ40kHZに等しいが、フィルタの上限
カット・オフ周波数の約７％を表しており、従って、そ
の設計が簡略化されるとともに安価にもなる。
際に動作するフィルタに比べて、サンプリングされたデ
ータ用ハンド・パス・フィルタFILが、性能は等しく、
選択性の要件はきびしくないということである。実際
に、例えば、5.36MHZ以下の周波数および5.64MHZ以上の
周波数における全ての成分を実質的に減衰させなければ
ならないとすれば、高い周波数で動作中のフィルタの応
答は、パス・バンド・内の実質的にゼロの減衰から40kH
Zのインターバルにおけるバンド（例えば、45dB）の外
側で要求される最小の減衰まで通過しなければならな
い。このことは、フィルタの上限カット・オフ周波数の
１％以下であることを示している。また、この発明によ
るフィルタ装置を設けることにより、上述した周波数イ
ンターバルは、まだ40kHZに等しいが、フィルタの上限
カット・オフ周波数の約７％を表しており、従って、そ
の設計が簡略化されるとともに安価にもなる。
他の利点は、単一ブロックで表されたフィルタが、バン
ド・パスろ波を行うと共に、ろ波された信号のスペクト
ル成分より低い周波数にシフトすることであり、このた
めに信号の処理がより簡単になり、また、このシフトを
行うために他の回路ブロックを必要としないということ
である。
ド・パスろ波を行うと共に、ろ波された信号のスペクト
ル成分より低い周波数にシフトすることであり、このた
めに信号の処理がより簡単になり、また、このシフトを
行うために他の回路ブロックを必要としないということ
である。
上述したフィルタ装置をどのように製造するかは、こゝ
までの説明により、当業者には明らかなことであるか
ら、その説明は省略する。とりわけ、上述のフィルタ装
置を特に効果的に実現するためには、コンデンサ切替方
法を用いることによってフィルタFILか提供される（例
えば、1983年８月発行の“プロシーデイング・オブ・ザ
IEEE（Proceedings of the IEEE）”を参照）。
までの説明により、当業者には明らかなことであるか
ら、その説明は省略する。とりわけ、上述のフィルタ装
置を特に効果的に実現するためには、コンデンサ切替方
法を用いることによってフィルタFILか提供される（例
えば、1983年８月発行の“プロシーデイング・オブ・ザ
IEEE（Proceedings of the IEEE）”を参照）。
サンプリング周波数fSがろ波されるべき信号の関係のあ
る最高周波数よりも高い場合は、考察上の説明の点およ
び実施例の説明の点から特別に簡単である。
る最高周波数よりも高い場合は、考察上の説明の点およ
び実施例の説明の点から特別に簡単である。
他の実施例では、サンプリング周波数fSは、入力信号
Ｓ′ｉ（ｔ）の関係のある周波数の下方のカット・オフ
周波数fSLより低くすることさえも可能である。
Ｓ′ｉ（ｔ）の関係のある周波数の下方のカット・オフ
周波数fSLより低くすることさえも可能である。
入力信号Ｓ′ｉ（ｔ）を更に参照すると、そのスペクト
ルは、適当な時間連続性フィルタCTFによる処理後のも
のが、第２図に例示されている。こゝに、サンプリング
されたデータ用バンド・パス・フィルタFILのサンプリ
ング周波数fSは3MHZに等しいとしよう。このバンド・パ
ス・フィルタFILのカット・オフ周波数は、 fTL＝2fS−fSH＝400kHZ、および fTH＝2fS−fSL＝600kHZ である。バンド・パス・フィルタFILの中心周波数fOは5
00kHZに等しく、また、次式が成立する。
ルは、適当な時間連続性フィルタCTFによる処理後のも
のが、第２図に例示されている。こゝに、サンプリング
されたデータ用バンド・パス・フィルタFILのサンプリ
ング周波数fSは3MHZに等しいとしよう。このバンド・パ
ス・フィルタFILのカット・オフ周波数は、 fTL＝2fS−fSH＝400kHZ、および fTH＝2fS−fSL＝600kHZ である。バンド・パス・フィルタFILの中心周波数fOは5
00kHZに等しく、また、次式が成立する。
2fS＝fO＋fSO （５） 前述した場合と同様に、バンド・パス・フィルタFILは
理想的には２個のサブ・ブロックに分割されている。そ
して、その第１のものは入力信号Ｓ′ｉ（ｔ）のサンプ
リンを行い、第２のものはサンプリングされた信号を実
際にろ波する。
理想的には２個のサブ・ブロックに分割されている。そ
して、その第１のものは入力信号Ｓ′ｉ（ｔ）のサンプ
リンを行い、第２のものはサンプリングされた信号を実
際にろ波する。
再び理想的なサンプリングが行われるとすれば、第１の
サブ・ブロックの出力信号のスペクトルＳ′ic2（ω）
は式（１）から得られる。その様子は、−6MHZと6MHZと
の間の周波数インターバルにおいて、第４図に例示され
ている。また、この場合には、低い周波数において、ミ
ラー対称であることを除き、当初の時間連続性信号のス
ペクトルと同じスペクトル成分が存在する。従って、入
力信号Si（ｔ）の関係のある成分は、ハッチングを付し
て示したように、400kHZと600kHZとの間の周波数帯内に
存在する。
サブ・ブロックの出力信号のスペクトルＳ′ic2（ω）
は式（１）から得られる。その様子は、−6MHZと6MHZと
の間の周波数インターバルにおいて、第４図に例示され
ている。また、この場合には、低い周波数において、ミ
ラー対称であることを除き、当初の時間連続性信号のス
ペクトルと同じスペクトル成分が存在する。従って、入
力信号Si（ｔ）の関係のある成分は、ハッチングを付し
て示したように、400kHZと600kHZとの間の周波数帯内に
存在する。
バンド・パス・フィルタFILが理想的に分割された第２
のサブ・ブロックは、パス・バンドとして400〜600kHZ
の周波数帯を有しており、上述した場合におけるよう
に、まさに所望されたスペクトル成分を減衰させること
になく通過させるが、他の成分を所要通り減衰させる。
のサブ・ブロックは、パス・バンドとして400〜600kHZ
の周波数帯を有しており、上述した場合におけるよう
に、まさに所望されたスペクトル成分を減衰させること
になく通過させるが、他の成分を所要通り減衰させる。
更に、この場合には、バンド・パス・フィルタFILは、
ろ波された信号のスペクトル成分をより低い周波数レン
ジにシフトさせる。
ろ波された信号のスペクトル成分をより低い周波数レン
ジにシフトさせる。
この方法によるろ波が正しい結果を生じるために、少な
くとも関係のある周波数帯に関して、時間連続性入力信
号Ｓ′ｉ（ｔ）のスペクトルと全く同じ（ミラー対称を
除いて）スペクトルをベース・バンド上に提供するよう
なサンプリング処理が必要である。即ち、時間連続性信
号のスペクトルおよびサンプリング周波数fSは、スペク
トルＳ′ｉ（ω）の成分のシフトが低い周波数の関係の
ある周波数レンジ（400〜600kHZ）内の異なるスペクト
ル成分間での重なり合いを決定することを防止するよう
にしなければならない。
くとも関係のある周波数帯に関して、時間連続性入力信
号Ｓ′ｉ（ｔ）のスペクトルと全く同じ（ミラー対称を
除いて）スペクトルをベース・バンド上に提供するよう
なサンプリング処理が必要である。即ち、時間連続性信
号のスペクトルおよびサンプリング周波数fSは、スペク
トルＳ′ｉ（ω）の成分のシフトが低い周波数の関係の
ある周波数レンジ（400〜600kHZ）内の異なるスペクト
ル成分間での重なり合いを決定することを防止するよう
にしなければならない。
従って、入力信号のスペクトルＳ′ｉ（ω）は、上方お
よび下方の双方で周波数が制限されなければならない。
このような制限が入力信号Si（ｔ）に生じることが確実
ではないときには、このような制限をする時間連続性フ
ィルタCTFをバンド・パス・フィルタFILの前段に配置す
ることが好適である。このようなフィルタについての要
件は、サンプリング周波数および減衰することなくフィ
ルタ装置全体を通過させるられことが所望される信号の
関係のある周波数帯での入力信号の特性に依存し、かつ
当業者には知られている方法によって決定されて、実現
され得る。
よび下方の双方で周波数が制限されなければならない。
このような制限が入力信号Si（ｔ）に生じることが確実
ではないときには、このような制限をする時間連続性フ
ィルタCTFをバンド・パス・フィルタFILの前段に配置す
ることが好適である。このようなフィルタについての要
件は、サンプリング周波数および減衰することなくフィ
ルタ装置全体を通過させるられことが所望される信号の
関係のある周波数帯での入力信号の特性に依存し、かつ
当業者には知られている方法によって決定されて、実現
され得る。
式（５）が有効である場合についての上記と同様な理由
づけは、サンプリング周波数fSを次式のように選択する
ことによって繰り返されることができる。
づけは、サンプリング周波数fSを次式のように選択する
ことによって繰り返されることができる。
nfS＝fO＋fSO （６） こゝに、ｎは正の総数である。
値ｎを増大することにより、サンプリング周波数fSの値
が減少されるけれども、サンプリングされたデータ用バ
ンド・パス・フィルタFILの入力側での時間連続性信号
Ｓ′ｉ（ｔ）のバンドの制限に対する要件は、よりきび
しくなり、従って、一般的には、時間連続性フィルタCT
Fの仕様について同様のことがなされる。
が減少されるけれども、サンプリングされたデータ用バ
ンド・パス・フィルタFILの入力側での時間連続性信号
Ｓ′ｉ（ｔ）のバンドの制限に対する要件は、よりきび
しくなり、従って、一般的には、時間連続性フィルタCT
Fの仕様について同様のことがなされる。
この発明の好適な実施例について説明したが、その発明
の概念の範囲内での修正および変形ができることはいう
までもない。
の概念の範囲内での修正および変形ができることはいう
までもない。
【図面の簡単な説明】 第１図はこの発明を実施するフィルタ装置のブロック
図、第２図は第１図のフィルタ装置でろ波されるべき信
号のスペクトル図、第３図は第２図の信号をサンプリン
グすることによって得られた信号のスペクトル図、そし
て第４図は第１図のフィルタ装置の中間点において、第
２図の信号から得られる別な信号のスペクトル図であ
る。 CTF:時間連続性フィルタ FIL:バンド・パス・フィルタ SF:平滑用フィルタ。
図、第２図は第１図のフィルタ装置でろ波されるべき信
号のスペクトル図、第３図は第２図の信号をサンプリン
グすることによって得られた信号のスペクトル図、そし
て第４図は第１図のフィルタ装置の中間点において、第
２図の信号から得られる別な信号のスペクトル図であ
る。 CTF:時間連続性フィルタ FIL:バンド・パス・フィルタ SF:平滑用フィルタ。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 米国特許4920510（ＵＳ，Ａ)
Claims (2)
- 【請求項１】エイリアシング現象に基づき、サンプリン
グされたデータ用バンド・パスろ波方法であって、 第３の周波数fSOの周囲に配列されている第１の周波数f
SLと第２の周波数fSHとの間のインターバル内に含まれ
た周波数の入力信号の成分を実質的に減衰することなく
通過させるステップと、 前記インターバルの外側の周波数の前記入力信号の成分
を実質的に減衰させるステップと、 減衰することなく通過した、前記入力信号の成分の第４
の周波数fOの周囲で低周波シフトを自動的に行うステッ
プと、 を含むバンド・パスろ波方法において、 サンプリング周波数として、前記第３の周波数fSOと前
記第４の周波数fOとの和に等しい第６の周波数nfSの全
約数に等しい第５の周波数fSを用い、 下限および上限のカット・オフ周波数として、それぞれ
前記第６の周波数と前記第２の周波数との差（nfS−
fSH）および前記第６の周波数と前記第１の周波数との
差（nfS−fSL）を用いる、 ことを特徴とするサンプリングされたデータ用バンド・
パスろ波方法。 - 【請求項２】前記第５の周波数は前記第６の周波数と一
致している（ｎ＝１）ことを特徴とする特許請求の範囲
第１項記載のサンプリングされたデータ用バンド・パス
ろ波方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| IT20876A/86 | 1986-06-20 | ||
| IT20876/86A IT1204401B (it) | 1986-06-20 | 1986-06-20 | Dispositivo di filtraggio passabanda a dati campionati |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6326018A JPS6326018A (ja) | 1988-02-03 |
| JPH0783233B2 true JPH0783233B2 (ja) | 1995-09-06 |
Family
ID=11173407
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62151559A Expired - Lifetime JPH0783233B2 (ja) | 1986-06-20 | 1987-06-19 | サンプリングされたデータ用バンド・パスろ波方法 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4920510A (ja) |
| JP (1) | JPH0783233B2 (ja) |
| DE (1) | DE3720382C2 (ja) |
| GB (1) | GB2192509B (ja) |
| IT (1) | IT1204401B (ja) |
Families Citing this family (46)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| IT1204401B (it) | 1986-06-20 | 1989-03-01 | Sgs Microelettronica Spa | Dispositivo di filtraggio passabanda a dati campionati |
| DE4236947C2 (de) * | 1992-11-02 | 1997-05-22 | Krohne Messtechnik Kg | Abtast-Halte-Schaltung |
| DE19523432A1 (de) * | 1995-06-28 | 1997-01-02 | Telefunken Microelectron | Schaltungsanordnung zur Frequenzumsetzung |
| GB2328814B (en) * | 1997-09-02 | 2001-09-26 | Sony Uk Ltd | Variable bandwidth filter |
| US6061551A (en) | 1998-10-21 | 2000-05-09 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting electromagnetic signals |
| US7515896B1 (en) * | 1998-10-21 | 2009-04-07 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting an electromagnetic signal, and transforms for same, and aperture relationships |
| US6091940A (en) | 1998-10-21 | 2000-07-18 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion |
| US6694128B1 (en) | 1998-08-18 | 2004-02-17 | Parkervision, Inc. | Frequency synthesizer using universal frequency translation technology |
| US7027786B1 (en) | 1998-10-21 | 2006-04-11 | Parkervision, Inc. | Carrier and clock recovery using universal frequency translation |
| US6061555A (en) | 1998-10-21 | 2000-05-09 | Parkervision, Inc. | Method and system for ensuring reception of a communications signal |
| US6370371B1 (en) | 1998-10-21 | 2002-04-09 | Parkervision, Inc. | Applications of universal frequency translation |
| US7295826B1 (en) | 1998-10-21 | 2007-11-13 | Parkervision, Inc. | Integrated frequency translation and selectivity with gain control functionality, and applications thereof |
| US6560301B1 (en) | 1998-10-21 | 2003-05-06 | Parkervision, Inc. | Integrated frequency translation and selectivity with a variety of filter embodiments |
| US7039372B1 (en) | 1998-10-21 | 2006-05-02 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion with modulation embodiments |
| US7236754B2 (en) | 1999-08-23 | 2007-06-26 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion |
| US6049706A (en) | 1998-10-21 | 2000-04-11 | Parkervision, Inc. | Integrated frequency translation and selectivity |
| US6813485B2 (en) | 1998-10-21 | 2004-11-02 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting and up-converting an electromagnetic signal, and transforms for same |
| US6542722B1 (en) | 1998-10-21 | 2003-04-01 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion with variety of transmitter configurations |
| US7006805B1 (en) | 1999-01-22 | 2006-02-28 | Parker Vision, Inc. | Aliasing communication system with multi-mode and multi-band functionality and embodiments thereof, such as the family radio service |
| US6704558B1 (en) | 1999-01-22 | 2004-03-09 | Parkervision, Inc. | Image-reject down-converter and embodiments thereof, such as the family radio service |
| US6704549B1 (en) | 1999-03-03 | 2004-03-09 | Parkvision, Inc. | Multi-mode, multi-band communication system |
| US6853690B1 (en) | 1999-04-16 | 2005-02-08 | Parkervision, Inc. | Method, system and apparatus for balanced frequency up-conversion of a baseband signal and 4-phase receiver and transceiver embodiments |
| US6873836B1 (en) | 1999-03-03 | 2005-03-29 | Parkervision, Inc. | Universal platform module and methods and apparatuses relating thereto enabled by universal frequency translation technology |
| US6879817B1 (en) | 1999-04-16 | 2005-04-12 | Parkervision, Inc. | DC offset, re-radiation, and I/Q solutions using universal frequency translation technology |
| US7110435B1 (en) | 1999-03-15 | 2006-09-19 | Parkervision, Inc. | Spread spectrum applications of universal frequency translation |
| US7693230B2 (en) | 1999-04-16 | 2010-04-06 | Parkervision, Inc. | Apparatus and method of differential IQ frequency up-conversion |
| US7065162B1 (en) * | 1999-04-16 | 2006-06-20 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting an electromagnetic signal, and transforms for same |
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| US7072390B1 (en) | 1999-08-04 | 2006-07-04 | Parkervision, Inc. | Wireless local area network (WLAN) using universal frequency translation technology including multi-phase embodiments |
| US8295406B1 (en) | 1999-08-04 | 2012-10-23 | Parkervision, Inc. | Universal platform module for a plurality of communication protocols |
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| US7082171B1 (en) | 1999-11-24 | 2006-07-25 | Parkervision, Inc. | Phase shifting applications of universal frequency translation |
| US6963734B2 (en) | 1999-12-22 | 2005-11-08 | Parkervision, Inc. | Differential frequency down-conversion using techniques of universal frequency translation technology |
| US7292835B2 (en) | 2000-01-28 | 2007-11-06 | Parkervision, Inc. | Wireless and wired cable modem applications of universal frequency translation technology |
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