JPH0783636B2 - Ｐｗｍインバータ装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は交流電動機を可変速制御するPWMインバータ装
置に関し，特にその出力電圧の推定値の検出手段に関す
るものである。

〔従来の技術〕

従来の誘導電動機等の交流電動機を可変速制御するPWM
インバータ装置は上記電動機へ印加するインバータ出力
電圧を検出する電圧検出器を有し，この電圧検出器によ
る検出電圧値を上記PWMインバータ装置の制御部にフイ
ードバツクして可変速制御に供している。

上記インバータ出力電圧の電圧検出器としては，例え
ば，昭和55年電気学会全国大会講演論文集541（P647〜6
48）に示されているように，計器用変成器（以下PTと記
す）が用いられ直接検出されていた。

しかし，上記PTを用いた方式では，低周波領域でのPTの
磁束飽和による振幅や位相の誤差の問題があり，正確に
インバータの出力電圧を検出できず，この磁束飽和を避
けようとすると,PTの鉄心を大型化する必要があり，収
納スペース大となりつつコストアツプとなつた。

第５図Ａはインバータ制御部が出力する電圧指令信号で
ある変調波（ａ）と搬送波である三角波搬送波（ｂ）の
関係示し，第５図Ｂは上記変調波（ａ）と搬送波とを比
較して得られるPWMインバータ装置の出力電圧としての
パルス巾変調信号（ｃ）とこのパルス巾変調信号（ｃ）
が含む基本波成分（ｄ）の関係を示す。

上記インバータ制御部には，上記インバータ装置の出力
電圧を検出して，その基本波成分（ｄ）をフイードバツ
クしてやる必要があるが，上記PWMインバータ装置の出
力電圧波形は，第５図Ｂの実線で示す矩形波（ｃ）であ
るので，従来の出力電圧検出器の出力もこれと同様の波
形となる。このようなPWM電圧波（ｃ）から，第５図Ｂ
の破線で示す基本波成分（ｄ）をアナログ的に検出する
には，フイルタ処理が必要となるため検出信号に遅れが
生じ,PWMインバータ装置の出力電圧を正確に検出できな
かつた。また，マイクロプロセツサによるサンプリング
デジタル制御を行なおうとする場合には，従来の出力電
圧検出器で検出された第５図Ｂの実線で示すPWM出力電
圧波形（ｃ）より，第５図Ｂの破線で示す基本波成分を
検出するには，パルス幅を正確に検出しなければならな
いため，非常に短かいサンプリング時間で制御しなけれ
ばならず，通常のマイクロプロセツサの処理能力では実
現が不可能であつた。さらに,PTの巻き線インダクタン
スと巻き線間のストレイキヤパシタンスによりスイツチ
ング時にLC共振によるリンギングが生じ検出精度が損な
われた。

〔発明が解決しようとする課題〕

従来のPWMインバータ装置は，その出力電圧の検出のた
めに,PTのごとき電圧検出器を用いたので，低周波領域
では磁束飽和のために検出値の振巾や位相に誤差を生
じ，上記出力電圧を正確に検出できず，また，上記電圧
検出器が検出する矩形波からなるPWM電圧波形から基本
波成分を得るにあたり，アナログ的に検出するにはフイ
ルタ処理を必要とするために時間遅れを生じ，サンプリ
ングデジタル制御による場合には，非常に短かいサンプ
リング時間で制御を要するために通常のマイクロプロセ
ツサでは処理出来ないなどの問題点がつた。

この発明は，以上のような問題点を解消するためになさ
れたもので,PWMインバータ装置の出力電圧を実際に検出
することなく，その正確な推定値を出力する手段を備え
たPWMインバータ装置を得ることを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

PWMインバータの出力電圧を推定する出力電圧推定値発
生手段を備え、この出力電圧推定値発生手段を、上記交
流電圧指令信号の一相分をV_U ^*、上記搬送波の波高値をV
_C、電圧検出器で検出された上記PWMインバータの直流電
圧源の電圧をV_DCとしたとき、上記V_U ^*の波高値が上記V_C
より大きい場合、上記V_U ^*の波高値を上記V_C以下のレベ
ルに制限したV_U′とした後、（V_DC/2）×（1/V_C）×
V_U′の演算を行うとともに、上記V_U ^*の波高値が上記V_C
より小さい場合、（V_DC/2）×（1/V_C）×V_U ^*の演算を行
ってPWMインバータの出力電圧を推定するものとしたも
のである。

［作用］ この発明における出力電圧推定値発生手段は、交流電圧
指令信号の一相分をV_U ^*、搬送波の波高値をV_C、電圧検
出器で検出された上記PWMインバータの直流電圧源の電
圧をV_DCとしたとき、上記V_U ^*の波高値が上記V_Cより大き
い場合、上記V_U ^*の波高値を上記V_C以下のレベルに制限
したV_U′とした後、（V_DC/2）×（1/V_C）×V_U ^*の演算を
行うとともに、上記V_U ^*の波高値が上記V_Cより小さい場
合、（V_DC/2）×（1/V_C）×V_U ^*の演算を行ってPWMイン
バータの出力電圧を推定する。

〔実施例〕

本発明の一実施例を第１図により説明する。第１図は誘
導電動機の速度検出器なしベクトル制御方式によるPWM
インバータ装置を示すブロツク図である。

図において，（１）は誘導電動機（18）の回転速度指令
値ω_r ^*を出力する速度設定回路，（２）は速度制御回路
（２）であり，上記回転速度指令値ω_r ^*と後述の速度推
定回路（３）が出力する電動機（18）の回転速度の推定
値 を入力して，電動機（18）の電流指令値i_des ^*，i_qes ^*を
出力する。（３）は速度推定回路であり，後述の３相２
相座標変換回路（９）が出力する直交２軸の電流値
i_des,i_qes，および３相２相座標変換器（８）が出力す
る直交２軸の電圧値v_des,v_qesを入力して上記推定値 を出力する。（４）は上記推定値 と，後述のすべり周波数演算回路（５）が出力するすべ
り周波数ω_ｓを加算してインバータ装置の出力周波数ω
を出力する加算器，（５）は上記直交２軸電流i_des,i
_qesを入力して電動機（18）のすべり周波数ω_ｓを演算
して出力するすべり周波数演算回路である。（６）は上
記インバータ出力周波数ωを積分してｄ−ｑ座標軸の位
相角θを出力する積分器，（7d），（7q）は上記電流指
令値i_des ^*,i_des ^*および直交２軸の電流値i_des,i_qesをそ
れぞれ入力して，i_desがi_des ^*に，i_qesがi_qes ^*にそれぞ
れ追従するような電圧指令値v_des ^*，v_qes ^*を出力する電
流制御回路である。（８）および（９）は三相二相座標
変換回路でu,v,wの三相交流成分を，インバータ出力周
波数ωで回転する直交２軸のｄ−ｑ座標上のｄ軸成分と
ｑ軸成分とに変換する。（10）は二相三相座標変換回路
で,d−ｑ座標上のd,q軸成分を,u,v,wの三相交流成分に
変換する。（11）は二相三相座標変換回路（10）が出力
する三相交流電圧指令値V_u ^*,V_v ^*,V_w ^*を入力し，この電
圧指令値を基にインバータ（15）の出力電圧の推定値
V_u,V_v,V_wを出力するインバータ出力電圧推定値発生手段
としてのインバータ出力電圧推定値発生回路であり，上
記（11）の構成および動作については，第２図ないし第
４図を用いて後述する。（12u）〜（12w）は上記電圧指
令値V_u ^*,V_v ^*,V_w ^*と三角波搬送波発生回路（13）が出力
する三角波搬送波とを入力し，三相PWM信号を出力する
コンパレータ，（14u）〜（14W）は上記三相PWM信号を
増巾し，後段のインバータ（15）を構成するパワートラ
ンジスタのベース電流を供給するベースアンプ，（16）
はインバータ（15）の直流電圧源，（17）は直流電圧源
（16）の電圧V_DCを検出する直流電圧検出器，（17u）〜
（17w）は誘導電動機（18）へ供給されるインバータ（1
5）の三相出力電流i_u,i_v,i_wを検出する電流検出器であ
る。なお，上記速度制御回路（２）〜インバータ出力電
圧推定値発生回路（11）によりインバータ制御部（23）
が構成されている。

次に第１図に示したブロツク図の動作について説明す
る。直流電圧検出器（17）で検出されたインバータ（1
5）の直流電圧源（16）の電圧V_DCと，二相三相座標変換
回路（10）の出力である三相交流電圧指令値V_u ^*,V_v ^*,V_w
^*と，三角波搬送波発生回路（13）の出力の波高値V_Cと
から，インバータ出力電圧推定値発生回路（11）によつ
てインバータ（15）の出力電圧の基本波分V_u,V_v,V_wを検
出する。

このV_u,V_v,V_wは，三相二相座標変換回路（８）でｄ−ｑ
座標上の電圧成分v_des,v_desに変換される。電流検出器
（17）で検出された三相交流電流i_u,i_v,i_wは，三相二相
座標変換回路（９）でｄ−ｑ座標上の電流成分i_des,i
_qesに変換される。速度推定回路は,d−ｑ座標上の電
圧，電流成分v_des,v_qes,i_des,i_qesと，インバータ出力
周波数ωと，予め入力されている電動機定数より，電動
機（18）の回転速度の推定値 を出力する。すべり周波数演算回路（５）は，i_desとi
_qesから電動機（18）に与えるべきすべり周波数ω_ｓを
演算し出力する。ω_ｓと は加算器（４）によつて加算されて，インバータ出力周
波数ωとなりωは積分器（６）によつて積分されて,d−
ｑ座標の位相角θとなる。速度制御回路（２）は が速度指令値ω_r ^*に追従するように電動機（18）に供給
するべき電流指令値i_des ^*,i_qes ^*を出力する。電流制御
回路（7d），（7q）は、i_des ^*,i_qes ^*にi_des,i_qesが追従
するように，電圧指令値v_des ^*,v_qes ^*，を出力する。こ
れ等の電圧指令値v_des ^*,v_qes ^*，は二相三相座標変換回
路（10）で三相交流電圧指令値V_u ^*,V_v ^*,V_w ^*に変換され
る。V_u ^*,V_v ^*,V_w ^*はそれぞれコンパレータ（12u）〜（12
w）で三角波搬送波と比較されて三相PWM信号となり，さ
らにベースアンプ回路（14）で増幅されてインバータ
（15）の駆動信号となる。このインバータ（15）で誘導
電動機（18）を可変速制御する。

次にこの発明のポイントであるPWMインバータの出力電
圧の推定値を出力するインバータ出力電圧推定値発生回
路（11）の詳細について第２図および第３図を用いて説
明する。第２図はインバータ出力電圧推定値発生回路
（11）を示すブロツク図である。図において，（19
u），（19v），（19w）は入力電圧を予め設定されたク
ランプ電圧レベルV_C以下に制限して出力するクランプ回
路，（20u），（20v），（20w）は入力電圧を1/V_C倍に
増巾して出力する増巾器，（21）は入力電圧の1/2倍を
出力する増巾器，（22u），（22v），（22w）は増巾器
（20u），（20v），（20w）のそれぞれと増巾器（21）
の出力を入力して乗算する乗算器であり，上記クランプ
回路（19u）〜（19w），増巾器（20u）〜（20w），（2
1），乗算器（22u）〜（22w）によりインバータ出力電
圧推定値発生回路が構成されている。

第３図は第２図に示したブロツク回路の動作の説明図で
あり，以下，この図を用いて第２図の回路の動作を説明
する。なお，第３図はｕ相についての説明図であるが,v
相,w相についても位相がそれぞれ２π/3ずつ異なるだけ
で，上記ｕ相の場合と同様である。

クランプ回路（19）に入力された第３図ＡのV_u ^*に示す
ごとき三相交流電圧指令V_u ^*,V_v ^*,V_w ^*はインバータの出
力電圧の飽和を模擬するクランプ回路（19）によつて，
予め設定された三角波搬送波の波高値V_C以下のレベルに
制限され，第３図Ｂに示すごとき信号V_u′，V_v′，V_w′
になる。V_u′，V_v′，V_w′は増幅器（20）によつてそれ
ぞれ1/V_C倍され，第３図Ｃに示すごとき信号V_u″，
V_v″，V_w″となり，V_u″，V_v″，V_w″は，インバータの
直流電圧源の変動を補償するために増幅器（21）および
乗算器（22）によりそれぞれV_DC/2倍され，第３図Ｄに
示すごとき波高値V_DC/2のインバータ出力電圧の推定値
を示す信号V_u,V_v,V_wとなる。

第３図は三相交流電圧指令V_u ^*の波高値が三角波搬送波
の波高値V_Cより大きい場合の例であり，インバータ出力
電圧の推定値がV_DC/2にクランプされたものを示した
が，上記電圧指令V_u ^*の波高値が上記V_C以下であればイ
ンバータ出力電圧の波高値は で示される。なお，乗算器（22u）〜（22w）にて入力電
圧V_u″〜V_w″にインバータ（15）の直流電源（16）の電
圧V_DCの1/2倍を乗ずるのは出力される交流電圧の基準を
上記直流電圧V_DCの1/2に求め，正負対称に振らせるため
である。上記により得られたインバータ出力電圧推定値
は実際のインバータ出力電圧と比較して位相の遅れもな
く極めて類似したものであり，この値がインバータ制御
部（23）の三相二相座標変換回路（８）に入力される結
果として極めて良好な可変速制御特性のインバータ装置
が得られる。

なお，上記実施例において，第１図のインバータ制御部
（23）（破線内）と第２図に示すインバータ出力電圧推
定値発生回路（11）は，アナログ回路等によるハードウ
エア処理，あるいはマイクロプロセツサによるソフトウ
エ処理のいずれによつても実現可能である。

第４図は第２図に示したインバータ出力電圧推定値発生
回路（11）ソフトウエア処理する場合のフロー図であ
り，このソフトウエア処理時の動作について説明する。
ステツプ（100）でインバータ装置への電源投入と共
に，このソフトウエア（プログラム）処理を開始させ
る。ステツプ（101），（102）で三相交流電圧指令値V_u
^*の波高値の絶対値と，三角波搬送波V_Cの波高値の絶対
値と大小関係を調べ｜V_u ^*｜≦｜V_C｜であればステツプ
（103）でインバータ出力電圧を を演算し，ステツプ（101）〜ステツプ（105）から成る
上記V_uの演算ステツプ（106）を終了し，次ステツプ（1
07）のV_vの演算へ移行する。｜V_u ^*｜＞｜V_C｜であれば
上記V_u ^*が正の場合はステツプ（104）で を，負の場合はステツプ（105）で を求め，ステツプ（107）へ進む。ステツプ（（107），
ステツプ（108）ではインバータ出力電圧V_v,V_wの推定値
を上記ステツプ（106）におけるV_uの場合と同様に演算
し，ステツプ（109）で終了する。

ソフトウエア処理の場合は，第２図に示したブロツク回
路の動作は第４図のフローチヤートに示すように，大小
判断と乗算だけの簡単な処理で，インバータ出力電圧の
推定値を求めることができるので，マイクロプロセツサ
の負荷を増加させることもないし，コストアツプするこ
ともないという点で非常に有利である。なお，第１図に
示すように直流電圧源（16）の電圧検出回路（17）が必
要であるが，一般にPWMインバータでは過電圧からトラ
ンジスタ等の主回路素子を保護するために，直流電圧源
（16）の電圧検出回路（17）は必須のものであり，特に
インバータの出力電圧検出のために新たに設ける必要は
ない。

また，上記実施例では誘導電動機の速度検出器なしベク
トル制御方式のPWMインバータ装置の場合について説明
したが，インバータ装置の出力電圧の検出が必要な交流
電動機の制御方式の装置であつてもよく，上記実施例と
同様の効果を奏する。

〔発明の効果〕

以上のように，この発明によればPWMインバータの出力
電圧の推定値発生手段を，変調波である交流電圧指令信
号を三角波搬送波とインバータの直流電圧とで補正して
上記インバータ出力電圧を推定して出力するように構成
したので，インバータ出力電圧を直接検出するためのPT
のごとき電圧検出器が不要となり，しかも，インバータ
の出力電圧の飽和と直流電圧の変動の影響を受けないも
のが得られる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例によるPWMインバータ装置
の構成を示すブロツク図，第２図は第１図におけるイン
バータ出力電圧推定値発生回路の詳細な構成を示すブロ
ツク図，第３図は第２図の動作を説明する波形図，第４
図はこの発明の効果をマイクロプロセツサで実現する場
合のフローチヤート，第５図はPWMインバータの動作波
形の説明である。 図において，（１）は速度設定回路，（２）は速度制御
回路，（３）は速度推定回路，（４）は加算器，（５）
はすべり周波数演算回路，（６）は積分回路，（7d），
（7q）は電流制御回路，（８），（９）は三相二相座標
変換回路，（10）は二相三相座標変換回路，（11）イン
バータ出力電圧推定値発生回路，（12u）〜（12w）はコ
ンパレータ，（13）は三角波搬送波発生回路，（14u）
〜（14w）はベースアンプ，（15）はインバータ，（1
6）は直流電圧源，（17）は直流電圧検出器，（17u）〜
（17w）は電流検出器，（18）は誘導電動機，（19u）〜
（19w）はクランプ回路，（20u）〜（20w）および（2
1）は増巾器，（22u）〜（22w）は乗算器，（23）はイ
ンバータ制御部を示す。 なお、図中，同一符号は同一，又は相当部分を示す。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】交流電圧指令信号を変調波とし、上記変調
   波と別途入力された搬送波と比較して得られるパルス幅
   変調信号によって制御される交流電動機の速度制御用PW
   Mインバータ装置において、上記PWMインバータの出力電
   圧を推定する出力電圧推定値発生手段を備え、この出力
   電圧推定値発生手段を、上記交流電圧指令信号の一相分
   をV_U ^*、上記搬送波の波高値をV_C、電圧検出器で検出さ
   れた上記PWMインバータの直流電圧源の電圧をV_DCとした
   とき、上記V_U ^*の波高値が上記V_Cより大きい場合、上記V
   _U ^*の波高値を上記V_C以下のレベルに制限したV_U′とした
   後、（V_DC/2）×（1/V_C）×V_U′の演算を行うととも
   に、上記V_U ^*の波高値が上記V_Cより小さい場合、（V_DC/
   2）×（１×V_C）×V_U ^*の演算を行ってPWMインバータの
   出力電圧を推定するものとしたことを特徴とするPWMイ
   ンバータ装置。