JPH0270293A - Ｐｗｍインバータ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は交流電動機を可変速制御するＰＷＭインバータ
装置に関し、特にその出力電圧の推定値の検出手段に関
するものである。

〔従来の技術〕

従来の誘４′ＦＩＬ動機等の交流￥ＩｖＪ機を可変速制
御するＰＷＭインバータ装置は上記電動機へ印加するイ
ンバータ出力電圧を検出する電圧検出器を有し、この電
圧検出器による検出電圧値を上記ＰＷＭインバータ装置
の制ａ部にフィードバックして可変速制御に供している
。

上記インバータ出力電圧の電圧検出器としては、例えば
、昭和５５年電気学会全国大会講演論文集５４１（Ｐ６
４７〜６４８）に示されているように、計器用変成器（
以下ＰＴと記す）が用いられ直接検出されていた。

しかし、上記ＰＴ１２用いた方式では、低周波領域での
ＰＴの磁束飽和による振幅や位相の誤差の問題があり、
正確にインバータの出力電圧を検出できず、この磁束飽
和’ｋａｆｆようとすると、ＰＴの鉄心を大型化する必
要があり、収納スペース大となりつつコストアップとな
った。

第５図Ａはインバータ制（財）都が出力する電圧指令信
号である変調波（→と搬送波である三角波搬送波（４）
の関係全示し、第５図Ｂは上記父調波（ａｌと搬送波と
會比較して得られるＰＷＭインバータ装置の出力電圧と
してのパ中度ス巾変調信号ｆｃｌとこのパルス中度調信
号（Ｃ，）が含む基本波成分（ｅｔ）の関係を示す。

上記インバータ制御部には、上記インバータ装置の出力
電圧全検出して、七の基本波成分（ｔｔ）’ｉミツイー
ドバックてやる必要が必るが、上記ＰＷＭインバータ装
置の出力電圧波形は、第５図Ｂの実線で示す矩形波（，
１であるので、従来の出力電圧検出器の出力もこれと同
様の波形となる。このよりなＰ　Ｗ　Ｍ　Ｅ圧波形（，
１から、第５図Ｂの破線で示す基本波成分＜ｄ）金アナ
ログ的に検出するには、フィルタ処理が必要となるため
検出信号に遅れが生じ、ＰＷＭインバータ装置の出力電
圧を正確に検出できなかった。また、マイクロプロセッ
サによるサンプリングデジタル制御全行なおうとする場
合には、従来の出力電圧検出器で検出された第５図Ｂの
実線で示すＰＷＭ出力電圧仮形（−）より、第５図Ｂの
破線で示す基本波成分を検出するには、バｐス幅を正確
に検出しなければならないため、非常に短かいサンプリ
ング時間で制御しなければならず、通常のマイクロプロ
セッサの処理能力では冥現が不可能であった。さらに、
ＰＴの巻き線インダクタンスと巻キ線間のストレイキャ
パシタンスによりスイノナング時にＬＣ共損によるリン
ギングが生じ検出精度が損なわれた。

〔発明が解決しようとする課題〕

従来のＰＷＭインバータ装置は、その出力電圧の検出の
ために、ＰＴのごとき電圧検出器を用いたので、低周波
領域では磁束飽和のために検出値の頭巾や位相に誤差を
生じ、上記出力電圧を正確に検出できず、また、上記電
圧検出器が検出する矩形波からなるＰＷＭ電圧波形から
基本波成分金得るにあたり、アナログ的に検出するには
フィルタ処理を必要とするために時間遅れを生じ、サン
プリングデジタル制御□□による場合には、非常に短か
いサンプリング時間で制御を要するために通常のマイク
ロプロセッサでは処理出来ないなどの問題点があった。

この発明は、以上のような問題点を解消するためになさ
れたもので、ＰＷＭインバータ装置の出力電圧を冥際に
検出することなく、七の正確な推定値を出力する手段を
備えたＰＷＭインバータ装置を得ることを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

この発明に保るＰＷＭインバータ装置は、その交流紙圧
指令信号を搬送波と上記ＰＷＭインバータ装置の直流電
圧とで前止して、上記インバータ装置の出力電圧の推定
値として出力するインバータ出力電圧推定値発生手段を
備えたものである。

〔作　用〕

この発明におけるインバータ出力電圧推定ｔ！発生手段
はＰＷＭインバータ装置の交流紙圧指令信号を搬送波と
上記インバータ装置の直流電圧とで上記インバータ装置
の出力電圧全推定し、その推定値を出力する。

〔発明の実施例〕

本発明の一実施例ｔ−第１図によ！ｌｌ睨明する。第１
図は誘導電ｉ１１磯の速度検出器なしペクトμ制御方式
によるＰＷＭインバータ装置を示すブロック脂である。

図において、（１）は誘導電動機（ト）の回転速度指令
［（１）　ｒを出力する速度設定回路、（２）は速度制
御回路（２）であり、上記回転速度指令ｉ］！ｗｒと後
述の速度推定回路（３）が出力する電動機（至）の回転
速度の推定値０Ｊｒ２人力して、電動機（ト）の電流指
令値ｔムＳ。

Ｌｆ＜１１−出力する。（３）は速度推定回路であり、
後述の３相２相座標変換回路（９）が出力する直交２軸
の電流値χム１　、１ｐ４１　、および８相２相座標変
換器（８）が出力する直交２軸　ｒの電圧値仇ｉＥ　？
しｉ５金入力してｗｒ上記推定値ｍｒｔ−出力する。（
４）は上記推定［（ｎｒと、後述のすべり周波数演算回
路（５）が出力するすべり周波数ＵＳｔ−加鼻してイン
バータ装置の出力周波数Ｗｔ−出力する加算器、（５）
は上記直交２軸電流Ｌｅ’　４　ｊ　、　Ｚｒ２Ｂ　全
入力して電動機（ト）のすべり周波数ａｔ、’ｓ２演算
して出力する丁ベク周波数演′Ｘ回路である。（６）は
上記インバータ出力周波数　を積分して江−Ｓ座標軸の
位相角全出力する積分器、（７ｊ）、（７ｔ）は上記電
流指令値ｌムＳ：（）４ｓ”および直交２軸の電流値χ
ｄ４Ｘ　、４１ｆ　を七、Ｌｔ＋１”にそれぞれ追従す
るような電圧指令値にイ１７１ｐ４ｓ”を出力する電流
制御回路である。（８）および（９）は三相二相座標変
換回路でｕ　、’？／−、’ｍの三相交流成分金、イン
バータ出力周波数Ｗで回転する直交２軸のべ一汐座標上
の　軸成分とａ軸成分とに変換する。αＱは二相三相座
標変換回路で、ｄ−１％標上のゴーｙ軸成分金、すｔ’
Ｆ＋ｗｒ／）三相交流成分に変換する。αυは二相三相
座標変換＠賂叫が出力する三相交流電圧指令値Ｖ７．Ｖ
ｙ’、Ｖｖ？ｆ入力し、この電圧指令ａｔ基にインバー
タ（ｌの出力電圧の推定＠Ｖ、、Ｖ、、Ｖ、？出力する
インバータ出力電圧推定値発生手段としてのインバータ
出力電圧推定値発生回路であり、上記叩の構成および動
作については、第２図ないし第４図を用いて後述する。

（１２す〜（１２，）は上記電圧指令ｔＩｉＶ　＊　ｔ
　Ｖ　Ｊ　ｔ　Ｖ　Ｊと三角波搬送波発生回路α場が出
力する三角波搬送波とを入力し１三相ＰＷＭ信号を出力
するコンパソータ、（１４μ）〜（１４りは上記三相Ｐ
ＷＭ信号を増巾し、後段のインバータ（至）を構成する
パワートランジスタのベース′亀流を供給するベースア
ンプ、αＱはインバータ（４）の直流電圧源、（１７）
は直流電圧源Ｕりの電圧Ｖｐｃを検出する直流α圧検出
器、α７．）〜（１７→は誘導電動ｖＡ（ト）へ供給さ
れるインバータαＳの三相出力電流、ｉ、、ｉ、、ｉ、
全検出する直流検出器である。なお、上記速度制御回路
（２）〜インバータ出力地圧推定値発生回路ａυにより
インバータ制御部（２）が構成されている。

次に第１図に示したブロック図の動作について説明する
。直流α圧検出器ａηで検出されたインバータ（７）の
１電流電圧源ｑ枠の電圧Ｖｎｃと、二相三相座標変換回
路００の出力である三用交流尤圧指令値Ｖ町Ｖ　”、　
Ｖ　、、！Ｆと、三角波搬送波発生回路（６）の出力の
波尚値ＶＣとから、インバータ出力電圧推定担尭生回路
Ｏｖによってインバータ（至）の出力電圧の基本数分Ｖ
−，Ｖｒ、Ｖ　、、ｐｔ−検出する。

このＶ、、Ｖ、、Ｖ、は、三相二相座標変換回路（８）
でｄ−茨座標上の延圧成分７７ｊ４ｊ、シトＳに変換さ
れる。を流検出器αηで検出された三相交流電流ムｉ、
、ｔ、は、三相二相座標変換回路（９）でｄ−渉座標上
の電流成分Ｌムｓ、、（ｇ、＋ｓに変換される。違反推
定回路（３）は、ｄ−ｐ座、傑上の電圧１ｉ流成分ＩＰ
ａ！４ｊ　、す＋ｊ　、　Ｌｄ＜１　、す（Ｓと、イン
バータ出力周波数Ｗと、予め入力されている電動機定数
より、電＠磯（至）の回転速度の推定値′Ｎｒ金出力出
力。すべり周波数演算回路（５）は、Ｌｅｔ＜１とり４
Ｓから電１７Ｉｆｌ！　（四に与えるべきすべり周波数
Ｗｓｙ演算し出力する。ＷｓとＷｒは加算器（４）によ
って加算嘔ルで、インバータ出力周波数Ｗとなり、Ｗは
積分器（ｆ５）によって積分されて、ｔｔ　　ｐ座標の
位相角０となる。速度制御回路（２）は、Ｗｒが速度指
令値Ｗｒ”に追従するように゛電動機（ト）に供給すべ
＠電流指令値Ｌｄ＜、ｓへ４ｙ４ｊ”を出力する。電流
制御回路（７）は、ｕ　ｄ４に＋す４５”に↓ａ１４ｓ
　、す４Ｓが追従するように、電圧指令値Ｖム杭Ｆ）４
Ｓ”を出力する。これ等の電圧指令値−ｄ４Ｋ”・ｔ４
５”は三相二相座標変換回路Ｑ（１で三相交流電圧指令
＠ＶシＶ　ｖ”、　Ｖ　Ｊ’に変換される。

”＊ｖＪ＋”？ｕ’ｆ：れ’ｅｔ’Ｌ１ンパＶ　−タ（
１２−）　〜（１２→で三角ｆｌ搬送波と比較されて三
相ＰＷＭ信号となり、さらにベースアンプ回路ｑ→で増
幅されてインバータ（ト）の駆動山号となる。このイン
バータ明で誘導電動ｆｌｓＱ＋１９を可変速制御する、
次にこの発明のポイントであるＰＷＭインバータの出力
電圧の推定値を出力するインバータ出力電圧推定値発生
回路ｑ１）の詳細について第２図および第３図を用いて
説明する。Ｗｒ１２図はインバータ出力電圧推定値発生
回路Ｑηを示すブロック図である。図において、（１９
Ｊ、（１９す、（１９，）は入力電圧を予め設定された
クランプ電圧レベ／Ｌ／ＶＣ以下に制限して出力するク
フンプ回路、（２０μ）、（２０，）　。

（２０−）は入力電圧ｋｌ／ＶＣ倍に増巾して出力する
増巾器、ｅｌ）は入力電圧の１７２倍會出力する増巾器
、（２２，）　、（２２−）、（２２−）は増巾器（２
０す、（２０−）、（２０−）のそれぞれと増巾器ｅ１
の出力を入力して乗算する乗算器でめ９、上記クフンプ
回路（１９−）〜（１９，）。

増巾器（２０−）　〜（２０ｗ）　、　＠］）、乗算器
（２２−）　〜（２２→によりインバータ出力電圧推定
値発生回路が構成されている。

第８図は第２図に示したブロック回路の動作の説明図で
あり、以下、この図を用いて第２図の回路の動作ｔ−説
明する。なお、第８図は１．４相についての説明図であ
るが、Ｖ相、Ｊ相についても位相がそれぞれ２π／８づ
つ異なるだけで、上記Ｕ相の場合と同様である。

クランプ回路ａ呻に入力された第８図Ａの■−に示すご
とき三相交流電圧指令ｖ−ｇ　ｖＶ”ｖ　Ｖ　ｔｌＰは
インバータの出力地圧の飽和全模擬するクランプ回路Ｑ
ｌによって、予め設定された竺角波搬送波の波高値ＶＣ
以下のレベルに制限され、第８図Ｂに示すごとき信号ｖ
；、ｖ、：、ｖ−になる。Ｖシ、■：、腎は増幅器（イ
）によってそれぞれｌ／Ｖｃ倍でれ、第８図ＣＫ示ｆご
とｓ信号Ｖ：ｔＶ’ｔＶ−；　とｅり、Ｖｊｔ■’ｔＶ
ｊは、インバータの直流電圧源の変動を補償するために
増幅器（２）および乗算器（イ）によりそれぞれＶＤＣ
／２倍され、第８図りに示すごとき波高値ＶＤＣ／２の
インバータ出力電圧の推定値を示す信号Ｖ、、Ｖ、、Ｖ
−となる。

第３図は三相交流電圧指令Ｖ−の波高値が三角波搬送波
の波高値Ｖｏよシ大きい場合の例でめジ、インバータ出
力電圧の推定値がＶＤＣ／２にクランプされたものを示
したが、上記電圧指令Ｖ−の波高値が上記ＶＣ以下であ
ればインバータ出力電圧ＤＣ の波高値は　　　・Ｖ−で示される。なお、乗算ＶＣ 器（２２塾）〜（２２ν）にて入力電圧Ｖａ””ｖｙに
インバータ（至）の直流電源Ｕ・の地圧■ＤＣの１／２
＠を乗するのは出力石ｉする交流地圧の基準を上記直流
電圧ＶＤＯのＶ２に求め、正負対、５に振らせるためで
ある。上記により得られたインバータ出力４圧推定逼は
実際のインバータ出力電圧と比較して位相の遅れもなく
極めて類似したものでｈｖｌこの値がインバータ制御ｇ
（ハ）の三相二相座標置換回路なお、上記５ｉ！施例に
おいて、第１図のインバータ制御部−（破線内）と第２
図に承すインバータ出力電圧推定値発生回路（Ｊυは、
アナログ回１６等によるハードウェア処理、あるいはマ
イクロプロセッサによるソフトウェア処理のいずれによ
っても×現可能でおる。

第４因は第２図に示したインバータ出カ電圧推定値発生
回ｔｓａ］）ｔソフトウェア処理する場合のフロー図で
あり、このソフトウェア処理時の動作について説明する
。ステップ（１００）でインバータ装置へｏｔｉｔａ投
入と共に、このソフトウェア（プログラム）処理を開始
させる。ステップ（１０１）　、（１０２）で三相交流
電圧指令値ｖＪの波高値の絶対値と、係 三角波搬送波ＶＣの波高値の絶対値と大小関ｇｋｔ鋪べ
１ｖ−１≦ｌｖｃ“１でおればステップ（１０８）でイ
ンバータ出力電圧をｖ　、　＝＝　Ｖ　Ｄ’Ｏ・−”ｖ
”　　　ＶＣ 全演算し、ステップ（Ｌｏｔ）〜ステップ（１０５）　
カラ成る上記ｖ蓼の演算ステップ（１０６）　を終了し
、次ステッ７’　（１０７）のｖｖ−の演算へ移行する
。１ｖＸｌ＞Ｖ♂１でめれば上記ｖｔが正の場合はステ
ップイにむ。ステップ（１０７）　、ステップ（１０８
）ではインバータ出力電圧Ｖ、、Ｖ、の推定値を上記ス
テップ（１０６）に２けるＶＩ−の場合と同様に演算し
、ステ冬プ（１０９）で終了するり ソフトウェア処理の場合は、第２図に示したブロック回
「各の動作は第４図のフローチャートに示すように、大
小判断と乗算だけの簡単な処理で、インバータ出力電圧
の推定ｍｔ−求めることができるので、マイクロプロセ
ッサの負荷を増Ｗさぜることもないし、コストアップす
ることもないという点で非常に有利でるる。なお、ＷＩ
ｌ白に示すように直流電圧源ａｅｏ″ｔＪＬ圧検出回路
αηが必要で：ｂるが、一般にＰ＃Ｍインバータでは過
電圧からトランジスタ等の主回路素子を保護するために
、直流電圧源αＩＯ［圧検出回路ａ力は必須のものであ
り、特にインバータの出力電圧検出のために新たに設け
る必要はない。

筐た、上起夾施例では誘４電動機の速度検出器なしペク
ト／Ｌ／制御方式のＰＷＭインバータ袋殖）場合につい
て説明したが、インバータｉｔの出力電圧の検出が必要
な交流電！１１粂の制御方式の装置であってもよく、上
記実施例と同様の効果を奏する。

〔発明の効果〕

以上のように、この発明によればＰＷＭインバータの出
力地圧の推定値発生手段を、変調波である交流電圧指令
信号全三角波搬送波とインバータの直流電圧とで補正し
て上記インバータ出力電圧を推定して出力するように構
成したので、インバータ出力電圧全直接検出するための
ＰＴのごとき電圧検出器が不要となり、しかも、上記電
圧検出器全使用することに起因するインバータの出力電
圧の飽和と直流電圧の変動の影響を受けないものが得ら
れる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一火施例によるＰＷＭインバータ装
置の構成を示すブロック図、第２図は第１図におけるイ
ンバータ出力電圧推定値発生回路の詳細な構成を示すブ
ロック図、第８図は第２図の動作全説明する波形図、第
４図はこの発明の効果をマイクロプロセッサで実現する
場会のフローチャート、第５図はＰＷＭインバータの動
作波形の説明である。 図において、（１）は速度設定回路、（２）は速度制御
回路、（３）は速度推定回路、（４）は加算器、（５）
はすべり周波数演算回路、（６）は積分回路、（７ｔｔ
）　（７ｔ）は電流制御回路、（ｓ）　、　（９）は三
相二相座標変換回路、ａｏは二相三相座標変換回路、口
υはインバータ出力電圧推定値発生回路、（１２，）〜
（１２，）はコンパレータ、α１は三角波搬送波発生回
路、（１４１１，）〜（１４，）はペースアンプ、α５
はインバータ、ａＱは直流電圧源、αηは直流電圧検出
器、（１７％Ｌ）〜（１７，）は電流検出器、（ト）は
誘動電＠機、（１９，）〜（１９，）はクランプ回路、
（２０，）　〜（２０，）およびＱｌ）は増巾器、（２
２，）〜（２２，）は乗算器、＠はインバータ制御部を
示す。 なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分をボす。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 交流電圧指令信号を変調波とし、上記変調波と別途入力
   された搬送波とを比較して得られるパルス幅変調信号に
   よって制御される交流電動機の速度制御用ＰＷＭインバ
   ータ装置において、上記交流電圧指令信号を上記搬送波
   と上記ＰＷＭインバータの直流電圧とで補正して上記Ｐ
   ＷＭインバータの出力電圧の推定値として出力するイン
   バータ出力電圧推定値発生手段を備えたことを特徴とす
   るＰＷＭインバータ装置。