JPH0785657B2 - 高周波電源装置 - Google Patents
高周波電源装置Info
- Publication number
- JPH0785657B2 JPH0785657B2 JP60298453A JP29845385A JPH0785657B2 JP H0785657 B2 JPH0785657 B2 JP H0785657B2 JP 60298453 A JP60298453 A JP 60298453A JP 29845385 A JP29845385 A JP 29845385A JP H0785657 B2 JPH0785657 B2 JP H0785657B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- power supply
- circuit
- voltage
- inverter circuit
- detection
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Ac-Ac Conversion (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〈従来分野〉 本発明は商用電源を整流電源に変換し、更にその整流電
源から高周波電源を作ってその高周波電源にて電子レン
ジのマグネトロンとか電磁調理器の加熱コイル等を駆動
させる高周波電源装置に関する。
源から高周波電源を作ってその高周波電源にて電子レン
ジのマグネトロンとか電磁調理器の加熱コイル等を駆動
させる高周波電源装置に関する。
〈従来技術〉 電子レンジのマグネトロンを駆動させる高周波電源装置
を例にとり第６図の模式的電気回路図に基づいて概要を
説明する。
を例にとり第６図の模式的電気回路図に基づいて概要を
説明する。
商用電源１を整流ブリッジ２で整流し、チョークコイル
３、平滑コンデンサ４で平滑して直流電源を形成してい
る。この直流電源にマグネトロン駆動用昇圧トランス５
を接続し、このトランス５に直列または並列（図では直
列）に共振コンデンサ６を接続して共振回路を形成し、
この共振回路にダイオード７、スイッチング素子（トラ
ンジスタ）８を接続することによりインバータ回路を構
成している。
３、平滑コンデンサ４で平滑して直流電源を形成してい
る。この直流電源にマグネトロン駆動用昇圧トランス５
を接続し、このトランス５に直列または並列（図では直
列）に共振コンデンサ６を接続して共振回路を形成し、
この共振回路にダイオード７、スイッチング素子（トラ
ンジスタ）８を接続することによりインバータ回路を構
成している。
そして上記インバータ回路を構成するマグネトロン駆動
用昇圧トランス５の二次側回路にはマグネトロン９及び
マグネトロン９を駆動させるための高圧ダイオード10、
高圧コンデンサ11が接続されており、制御回路12によっ
て最適に制御される。即ち、制御回路12は入力電圧、マ
グネトロン駆動用昇圧トランス５の電流、マグネトロン
電流等を検出し、その結果に基いて出力制御等の制御信
号を駆動回路13に出力して、インバータ回路のスイッチ
ング素子８をオン・オフし最適に制御している。
用昇圧トランス５の二次側回路にはマグネトロン９及び
マグネトロン９を駆動させるための高圧ダイオード10、
高圧コンデンサ11が接続されており、制御回路12によっ
て最適に制御される。即ち、制御回路12は入力電圧、マ
グネトロン駆動用昇圧トランス５の電流、マグネトロン
電流等を検出し、その結果に基いて出力制御等の制御信
号を駆動回路13に出力して、インバータ回路のスイッチ
ング素子８をオン・オフし最適に制御している。
このインバータ回路の動作により、昇圧トランス５の二
次側に電力が供給されてマグネトロン９が発振し、高周
波加熱出力が得られるのであるが、マグネトロン９の高
周波加熱出力は、インバータ回路のスイッチング素子８
のON信号の時間により制御され、ON信号時間が長いほど
高周波加熱出力も大きい。
次側に電力が供給されてマグネトロン９が発振し、高周
波加熱出力が得られるのであるが、マグネトロン９の高
周波加熱出力は、インバータ回路のスイッチング素子８
のON信号の時間により制御され、ON信号時間が長いほど
高周波加熱出力も大きい。
第７図（ａ），（ｂ）はインバータ回路動作時のスイッ
チング素子（トランジスタ）８のVCE（コレクターエミ
ッタ電圧）、IC（コレクタ電流）特性を示す波形図であ
る。
チング素子（トランジスタ）８のVCE（コレクターエミ
ッタ電圧）、IC（コレクタ電流）特性を示す波形図であ
る。
従来のインバータ回路における制御は、入力電流、昇圧
トランス電流などを検知して整流・平滑し、その出力に
よりインバータ回路を制御する制御信号をつくってい
た。このような制御を、商用電源１周期でインバータの
状態を見た場合、整流・平滑して作られた信号は、電源
１周期に比べてゆっくりと変化し、電源１電圧のゼロク
ロス付近と電圧のピーク付近のON信号の長さもほとんど
同じである。このため、インバータ回路では力率改善の
ため平滑コンデンサ４容量を小さくしてあるので、電源
電圧にほぼ比例した動作電圧VCE（トランジスタ８のコ
レクターエミッタ間電圧）が生じ、電源電圧に比例した
包絡線となる。マグネトロン電流も同様となり、ピーク
電流が高くモーディングしやすく、インバータ回路が不
安定になる。また、電源電圧の変動に対し、動作電圧の
変動も大きく、制御の応答性も遅い。インバータ動作中
に発生する動作電圧VCEは高電圧であり、電源電圧の急
激な変動に対しても応答性が悪いので動作電圧がさらに
高くなり、スイッチング素子８が破壊に至ることもある
ので、スイッチング素子８も高耐圧のものを使用しなけ
ればならない。
トランス電流などを検知して整流・平滑し、その出力に
よりインバータ回路を制御する制御信号をつくってい
た。このような制御を、商用電源１周期でインバータの
状態を見た場合、整流・平滑して作られた信号は、電源
１周期に比べてゆっくりと変化し、電源１電圧のゼロク
ロス付近と電圧のピーク付近のON信号の長さもほとんど
同じである。このため、インバータ回路では力率改善の
ため平滑コンデンサ４容量を小さくしてあるので、電源
電圧にほぼ比例した動作電圧VCE（トランジスタ８のコ
レクターエミッタ間電圧）が生じ、電源電圧に比例した
包絡線となる。マグネトロン電流も同様となり、ピーク
電流が高くモーディングしやすく、インバータ回路が不
安定になる。また、電源電圧の変動に対し、動作電圧の
変動も大きく、制御の応答性も遅い。インバータ動作中
に発生する動作電圧VCEは高電圧であり、電源電圧の急
激な変動に対しても応答性が悪いので動作電圧がさらに
高くなり、スイッチング素子８が破壊に至ることもある
ので、スイッチング素子８も高耐圧のものを使用しなけ
ればならない。
また、マグネトロン９は、発振時のインピーダンスが低
いので安定した出力を得るためには、入力電源の変動に
対して十分安定したインバータ出力をマグネトロン駆動
回路に供給しなければならない。
いので安定した出力を得るためには、入力電源の変動に
対して十分安定したインバータ出力をマグネトロン駆動
回路に供給しなければならない。
〈目的〉 本発明は上記に鑑みて為されたもので、インバータ回路
の安定化を計ることにより低耐圧のスイッチング素子が
使用できるようにすると共に安定した高周波出力電源を
得ることを目的とする。
の安定化を計ることにより低耐圧のスイッチング素子が
使用できるようにすると共に安定した高周波出力電源を
得ることを目的とする。
〈実施例〉 以下、本発明の一実施例を図面に基づき説明する。第１
図は本発明のインバータ回路制御の一例を示す模式的電
気回路図であり、 インバータ回路の入力電流の状態は、電流変成器（カレ
ントトランス）20により検知され、コンデンサ21でノイ
ズが除去されて整流ブロック22で全波整流され、抵抗23
に出力される。抵抗23は、抵抗24,25と直列接続されて
定電圧（＋Ｖ）を分圧しており、抵抗24,25の分圧点
は、比較器26の非反転入力端子に接続されている。
図は本発明のインバータ回路制御の一例を示す模式的電
気回路図であり、 インバータ回路の入力電流の状態は、電流変成器（カレ
ントトランス）20により検知され、コンデンサ21でノイ
ズが除去されて整流ブロック22で全波整流され、抵抗23
に出力される。抵抗23は、抵抗24,25と直列接続されて
定電圧（＋Ｖ）を分圧しており、抵抗24,25の分圧点
は、比較器26の非反転入力端子に接続されている。
他方、インバータ回路の動作状態（スイッチング素子８
間電圧VCE）を検知しているインバータ動作状態検知回
路27の信号は、タイミング回路28でインバータ回路の発
振を継続するのに必要なタイミング信号が取り出され
る。そのタイミング信号に同期してのこぎり波発生回路
29で第２図（ａ）に示すような“のこぎり波”が発生
し、比較器26の反転入力端子に入力される。比較器26で
は、両入力端子からの信号により第２図（ｂ）に示すよ
うなON−OFF信号を発生する。このON−OFF信号が、イン
バータ回路の制御信号となり、インバータ回路のスイッ
チング素子（トランジスタ）８を動作できるようにドラ
イブ回路13で増幅され、トランジスタ８のベースに加え
られる。
間電圧VCE）を検知しているインバータ動作状態検知回
路27の信号は、タイミング回路28でインバータ回路の発
振を継続するのに必要なタイミング信号が取り出され
る。そのタイミング信号に同期してのこぎり波発生回路
29で第２図（ａ）に示すような“のこぎり波”が発生
し、比較器26の反転入力端子に入力される。比較器26で
は、両入力端子からの信号により第２図（ｂ）に示すよ
うなON−OFF信号を発生する。このON−OFF信号が、イン
バータ回路の制御信号となり、インバータ回路のスイッ
チング素子（トランジスタ）８を動作できるようにドラ
イブ回路13で増幅され、トランジスタ８のベースに加え
られる。
比較器26で発生するON−OFF信号のONの長さは、インバ
ータ回路の出力や動作電圧に寄与し、ON信号時間が長い
ほど出力、動作電圧とも大きくなる。このON信号の時間
幅を決めるのが、非反転入力端子（＋端子）に入力され
る電圧である。
ータ回路の出力や動作電圧に寄与し、ON信号時間が長い
ほど出力、動作電圧とも大きくなる。このON信号の時間
幅を決めるのが、非反転入力端子（＋端子）に入力され
る電圧である。
この実施例では、入力電流が流れていない状態で最大制
御パルス幅となるように抵抗23,24,25が設定されて、非
反転入力端子に入力される電圧は第３図に示す如く電源
同期により変化する。インバータが動作して入力電流が
流れると電流変成器20が検知し整流ブロック22の出力電
圧が発生するが、回路時定数を小さくしてあるので電源
周期に対してほとんど遅れない。出力抵抗23の高電位側
が電源側に接続されているため抵抗23,24の分圧点の電
位が下がる。これにより抵抗24,25の分圧点の電位も低
下するので比較器26で発生するON信号の時間幅が狭くな
る。これを時間的に追って見ると、第４図に示す如く電
圧の低いゼロクロス付近ではON信号幅は広く、電圧が上
がるにしたがって狭くなり、ピーク電圧付近では最小幅
となる。その後、電圧が下がるにしたがって広がり、ゼ
ロクロス付近で最大幅となる。パルス幅は、最大→小→
最大と変化するが、入力電流とパルス幅の関係はフィー
ドバックがかかった状態となるので、入力電流はパルス
幅との関係で決まる電流値に落ち着く。
御パルス幅となるように抵抗23,24,25が設定されて、非
反転入力端子に入力される電圧は第３図に示す如く電源
同期により変化する。インバータが動作して入力電流が
流れると電流変成器20が検知し整流ブロック22の出力電
圧が発生するが、回路時定数を小さくしてあるので電源
周期に対してほとんど遅れない。出力抵抗23の高電位側
が電源側に接続されているため抵抗23,24の分圧点の電
位が下がる。これにより抵抗24,25の分圧点の電位も低
下するので比較器26で発生するON信号の時間幅が狭くな
る。これを時間的に追って見ると、第４図に示す如く電
圧の低いゼロクロス付近ではON信号幅は広く、電圧が上
がるにしたがって狭くなり、ピーク電圧付近では最小幅
となる。その後、電圧が下がるにしたがって広がり、ゼ
ロクロス付近で最大幅となる。パルス幅は、最大→小→
最大と変化するが、入力電流とパルス幅の関係はフィー
ドバックがかかった状態となるので、入力電流はパルス
幅との関係で決まる電流値に落ち着く。
このような入力電流波形による制御方法と従来の制御方
法とを比較した場合のトランジスタ８のVCE包絡線波形
とマグネトロン電流包絡線波形を第５図に示す。入力電
圧のゼロクロス付近とピーク電圧付近でのパルス幅が変
わらない従来の制御方法のもの（破線イ）に比べ、実線
ロの如くピーク電圧が下がり電圧の低い部分が逆に上が
り、入力電流が増せば増すほど台形に近付いてくる。こ
のピーク電圧が下がることは、従来使用していたスイッ
チング素子８の耐圧を下げることができるようになる。
また、マグネトロン電流で比較しても、図に示されてい
るようにＡ＝ａ＋ｂとなるように制御されれば、同等の
出力であってもピーク電流が減り、マグネトロン９の安
定な発振が得られる。
法とを比較した場合のトランジスタ８のVCE包絡線波形
とマグネトロン電流包絡線波形を第５図に示す。入力電
圧のゼロクロス付近とピーク電圧付近でのパルス幅が変
わらない従来の制御方法のもの（破線イ）に比べ、実線
ロの如くピーク電圧が下がり電圧の低い部分が逆に上が
り、入力電流が増せば増すほど台形に近付いてくる。こ
のピーク電圧が下がることは、従来使用していたスイッ
チング素子８の耐圧を下げることができるようになる。
また、マグネトロン電流で比較しても、図に示されてい
るようにＡ＝ａ＋ｂとなるように制御されれば、同等の
出力であってもピーク電流が減り、マグネトロン９の安
定な発振が得られる。
上記実施例は電子レンジに本発明を適用したものである
が、トランス５を加熱コイルに置換した構成の電磁調理
器に適用した場合にも同様の作用効果があり、加熱コイ
ルの電源半周期における入力電流，動作電圧比較は第５
図のコレクタ−エミッタ電圧包絡線比較と同様である。
が、トランス５を加熱コイルに置換した構成の電磁調理
器に適用した場合にも同様の作用効果があり、加熱コイ
ルの電源半周期における入力電流，動作電圧比較は第５
図のコレクタ−エミッタ電圧包絡線比較と同様である。
尚、実施例では入力電流を検出して制御を行っている
が、コイル電流、トランジスタ８動作電圧VCEの包絡線
を検出して制御を行ってもよい。
が、コイル電流、トランジスタ８動作電圧VCEの包絡線
を検出して制御を行ってもよい。
また、入力電流だけでなく入力電圧波形についても同様
な制御が可能であり、制御回路にマイクロコンピュータ
などを装備しているものでは、入力電圧に対する定数を
持たせておき、逐次入力電圧を検知しながら制御パルス
幅を可変して制御させることもできる。
な制御が可能であり、制御回路にマイクロコンピュータ
などを装備しているものでは、入力電圧に対する定数を
持たせておき、逐次入力電圧を検知しながら制御パルス
幅を可変して制御させることもできる。
更に又、本発明の適用は上記した電子レンジ，電磁調理
器に限定されるものでないこと勿論である。
器に限定されるものでないこと勿論である。
〈効果〉 本発明の高周波電源装置は上記のような構成であるか
ら、インバータ回路の出力である高周波電源のピーク電
圧を下げボトム電圧を上げた安定した高周波電源を得る
ことができるので、マグネロトン電流若しくは電磁誘導
加熱コイルの加熱電力の安定化を計ることができ、しか
も、高周波電源のピーク電圧を下げることにより、共振
回路の共振電圧のピーク電圧を抑制することができるの
で、低耐圧のスイッチング素子を用いることができコス
トダウンを計ることができる。
ら、インバータ回路の出力である高周波電源のピーク電
圧を下げボトム電圧を上げた安定した高周波電源を得る
ことができるので、マグネロトン電流若しくは電磁誘導
加熱コイルの加熱電力の安定化を計ることができ、しか
も、高周波電源のピーク電圧を下げることにより、共振
回路の共振電圧のピーク電圧を抑制することができるの
で、低耐圧のスイッチング素子を用いることができコス
トダウンを計ることができる。
第１図は本発明のインバータ回路制御の一例を示す模式
的電気回路図、 第２図（ａ），（ｂ）は比較器の入力，出力波形図、 第３図は比較器端子入力の電源周期による変化を示す
図、 第４図はトランジスタのVCE包絡線と制御信号との関係
を示す図、 第５図はトランジスタのVCE包絡線波形とマグネトロン
電流包絡線波形を示す波形図、 第６図は電子レンジの模式的電気回路図で、第７図
（ａ），（ｂ）はインバータ回路動作時のトランジスタ
のVCE，IC特性を示す波形図である。 符号 1:商用電源、2:整流ブリッジ、8:スイッチング素子、1
2:制御回路、20:カレントトランス、26:比較器。
的電気回路図、 第２図（ａ），（ｂ）は比較器の入力，出力波形図、 第３図は比較器端子入力の電源周期による変化を示す
図、 第４図はトランジスタのVCE包絡線と制御信号との関係
を示す図、 第５図はトランジスタのVCE包絡線波形とマグネトロン
電流包絡線波形を示す波形図、 第６図は電子レンジの模式的電気回路図で、第７図
（ａ），（ｂ）はインバータ回路動作時のトランジスタ
のVCE，IC特性を示す波形図である。 符号 1:商用電源、2:整流ブリッジ、8:スイッチング素子、1
2:制御回路、20:カレントトランス、26:比較器。
Claims (1)
- 【請求項１】商用電源を整流電源にする整流回路と、 該整流回路に直列に接続されたマグネトロン駆動用昇圧
トランス若しくは電磁誘導加熱コイルと、 該昇圧トランス若しくは加熱コイルに直列若しくは並列
に接続された共振回路と、 該共振回路にスイッチング素子を接続して構成された整
流電源を高周波電源に変換するインバータ回路と、 商用電源波形若しくは整流電源波形を検出する電源波形
検出回路と、 該電源波形検出回路の検出電源を整流する検出電源整流
回路と、 一端に定電圧が接続されるとともに、該検出電源整流回
路の出力端子が接続された抵抗と、 該抵抗に直列に接続された分圧抵抗と、 上記スイッチング素子の電圧を検出し、該検出電圧によ
り上記インバータ回路の動作状態を検知するインバータ
回路動作状態検知回路と、 該インバータ回路動作状態検知回路の出力信号から上記
インバータ回路の発振を継続するのに必要なタイミング
信号を取り出し、該タイミング信号に同期したのこぎり
波を発生し、該のこぎり波と上記分圧抵抗の分圧信号と
を比較した結果に基づき、上記スイッチング素子のON時
間が電源波形が高波の時には短く低波の時には長くなる
ように制御する制御回路とを具備したことを特徴とする
高周波電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60298453A JPH0785657B2 (ja) | 1985-12-25 | 1985-12-25 | 高周波電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60298453A JPH0785657B2 (ja) | 1985-12-25 | 1985-12-25 | 高周波電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62152374A JPS62152374A (ja) | 1987-07-07 |
| JPH0785657B2 true JPH0785657B2 (ja) | 1995-09-13 |
Family
ID=17859903
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60298453A Expired - Fee Related JPH0785657B2 (ja) | 1985-12-25 | 1985-12-25 | 高周波電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0785657B2 (ja) |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60187264A (ja) * | 1984-03-06 | 1985-09-24 | Sanken Electric Co Ltd | 周波数変換装置 |
-
1985
- 1985-12-25 JP JP60298453A patent/JPH0785657B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62152374A (ja) | 1987-07-07 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP2818641B2 (ja) | スイッチング電源 | |
| JP3429417B2 (ja) | フォワ−ド型ｄｃ−ｄｃコンバ−タ | |
| JPS5836473B2 (ja) | 誘導加熱装置 | |
| JP4301867B2 (ja) | 高周波加熱装置のインバータ電源制御回路 | |
| JPS6142392B2 (ja) | ||
| JPH0785657B2 (ja) | 高周波電源装置 | |
| JP2002270360A (ja) | 高周波加熱装置 | |
| JP2000021557A (ja) | 誘導加熱調理器 | |
| JPH1064688A (ja) | 高輝度放電灯点灯装置 | |
| JP2001086737A (ja) | 電源装置 | |
| JP2619370B2 (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| JPH08168248A (ja) | Ａｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP2003257613A (ja) | 電子レンジのインバータ装置 | |
| JP2916720B2 (ja) | 誘導加熱調理器 | |
| JPH07106085A (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| JP2002246161A (ja) | 誘導加熱装置 | |
| JPS6361878B2 (ja) | ||
| JP2523714B2 (ja) | 高周波加熱装置 | |
| JP3316314B2 (ja) | 電源装置 | |
| JP2532604B2 (ja) | 誘導加熱装置 | |
| JPH05109468A (ja) | 誘導加熱調理器 | |
| JPH0547464A (ja) | 同期型スイツチング回路 | |
| JPH0124353B2 (ja) | ||
| JPS642040B2 (ja) | ||
| JPH0767356A (ja) | 電源装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |