JPH0785663B2 - 誘導性要素を含む負荷に給電するための逆変換装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、直流電圧端子間に、変成器の第１および第２
の巻線によりプツシユプル式に交互に導通に制御される
２つのトランジスタの直列回路を設け、該トランジスタ
に対し並列に２つのフライホイールダイオードを設け
て、該フライホイールダイオードの出力電圧を発生する
接続点を、変成器の第３の巻線を介して上記トランジス
タの接続点と接続した形式の誘導性要素を含む消費装置
に給電するための逆変換装置もしくはインバータ（以下
インパータと称する）の改良に関する。なおこのような
回路は、西独特許願公開公報第2929312号明細書に記述
されている。

従来技術 この種の回路においては、２つのトランジスタが交互に
導通に制御され、消費装置に流入する電流は第３の巻線
を通され、それにより第１および第２の巻線に、電流に
比例する電圧が誘起される。この電圧は、２つのトラン
ジスタに対し必要とされるベース制御電流を発生する。
公知の回路においては、２つのトランジスタのベースに
それぞれ、該トランジスタを交互に導通にしたり不導通
（阻止）にする駆動段が接続されている。

先行技術によれば、変成器に、第１または第２の巻線と
直列に第４の巻線を設け、この直列接続の中心点を第１
の電極に接続すると共にこの直列接続の両端を２つのダ
イオードを介して電界効果トランジスタのソース／ドレ
イン区間の２つの電極に接続し、そして該電界効果トラ
ンジスタのゲート電極に、パルス整形器として動作する
制御回路を介して出力電圧を印加することによりインバ
ータは自己振動形に構成されている。この場合、電界効
果トランジスタは、変成器の全ての巻線の電圧を同時に
値零に遮断するように該変成器を周期的に短絡するスイ
ツチを形成している。

先行技術による回路においては、各フライホイールダイ
オードに対して並列に、テレビジヨン受信器の水平終段
の帰還コンデンサと類似の作用をなし、インバータによ
つて発生される交電流電圧の縁の峻度もしくは勾配を制
限するコンデンサが並列に接続されている。これらコン
デンサは、短時間消費装置を流れる電流を受けて振動性
の電圧変化を惹起する。即ち、丁度ターンオフされたば
かりのトランジスタに並列に接続されているコンデンサ
においては、電圧は零値から駆動電圧に遷移し、そして
その前に不導通の状態にあつたトランジスタに並列に接
続されているコンデンサにおいては、駆動電圧から小さ
い負の電圧への電圧変化が生ずる。この小さい負の電圧
で、上記の先に不導通であつたトランジスタに並列に接
続されているフライホイールダイオードは導通に制御さ
れる。そこで該フライホイールダイオードは、消費装置
を流れる電流即ち初期において先にターンオンされたト
ランジスタのターンオフ電流にほぼ等しい電流であつ
て、徐々に減少する電流を受ける。この減少する電流が
値零に達すると、上記ダイオードは不導通になる。先に
不導通であつた上記ダイオードに並列のトランジスタは
そこで導通に切換えられて消費装置を流れる電流を受け
る。即ち、上記ダイオードおよび先に導通であつたトラ
ンジスタと比較して反対の方向に流れる電流を受ける。

消費装置に供給される電力は、消費装置を制御する電圧
が、消費装置の誘導要素および２つのろ波コンデンサの
容量の和、即ち、考察している並列回路の容量値によつ
て決定される共振周波数の近傍になる時に最大となる。
共振が生ずると、消費装置とろ波コンデンサとの接続点
における電圧は、インバータの入力電圧、即ち、インバ
ータに供給される駆動直流電圧に負荷のＱ＝wL/Rを乗じ
た積に等しくなる。即ち、Ｑが４ないし15よりも大きく
ない場合には、ろ波コンデンサの電圧は許容値に保持す
ることができる。その場合、周波数は、負荷をも含め電
力回路の直流共振周波数よりも僅かに高く選択すること
ができる。このことは、トランジスタの電流衝撃係数が
最大許容値達し、フライホイールダイオードを流れる電
流が比較的小さく且つ小さい持続期間を有していること
を意味する。しかしながら、直流共振回路の補償抵抗Ｒ
が誘導リアクタンスXL＝WLよりも小さい場合には、コン
デンサおよび負荷の誘導要素にかかる電圧は非常に高く
なり、これら要素ならびに能動および受動半導体スイツ
チング素子が危険に曝される。これは、誘導性負荷のＱ
が少なくとも値15またはそれ以上になる場合である。こ
のような危険を伴なう負荷において許容できない電圧を
回避するためには、負荷に印加されるスイツチング電圧
の周波数を、上記の直流共振周波数よりも相当に大きく
増加しなければならない。このようにすれば、自動的
に、トランジスタ電流のピーク値ならびにその衝撃係数
が減少する。衝撃係数が約0.5である場合には、負荷の
電圧と、負荷を流れる電流との間の位相差が４分の１周
期、即ち90度またはπ/2に等しいので、負荷にはほとん
ど電力は供給されない。負荷に供給される電力が最小で
ある時には、トランジスタのターンオフ時のピーク電流
は、フライホイールダイオードのターンンオン時の電流
にほぼ等しい。これら２つの回路要素が導通である時間
は、互いにほぼ等しい長さである。

交互に導通する電力トランジスタのターンオフ周波数に
よつて決定される負荷に生ずる電圧の特定の周波数にお
いて、トランジスタ電流の衝撃係数は誘導性負荷で自動
的に変化する。即ち、負荷の実行Ｑ値の逆関数として変
化する。したがつて負荷の電圧が、電力もしくは出力回
路の直列共振周波数よりも僅かに高い周波数を有し、Ｑ
が小さい場合には、トランジスタ電流は、ほぼ正弦波の
半波の形状を有し、この半波の終時に遮断される。この
場合、遮断される電流の瞬時値は、比較的小さく、した
がつてトランジスタのスイツチング特性は完全には利用
されず、損失は小さくて済む。

このようにして、トランジスタ電流の衝撃系数は上述の
最大値の近傍にあり、インバータの駆動条件ならびにそ
の効率は最適になる。しかしながら、負荷の直列回路の
等価抵抗が減少し、それに伴ない許容し得ない程に負荷
のＱが増加すると、抵抗要素で消費されるエネルギの割
合は減少し、他方インダクタンスに蓄積されるエネルギ
の割合が増加する。このことは、トランジスタ電流の衝
撃係数が自動的に減少することを意味する。したがつ
て、負荷電圧の縁とトランジスタ電流の立上りとの間の
位相差が増加し、トランジスタを流れる電流の持続期間
が減少して次第にほぼ線形になることを意味する。した
がつて、トランジスタのターンオフ時点における電流の
瞬時値は増加する。これは、トランジスタにおけるスイ
ツチング損失の増加ならびに温度の増加が生じてトラン
ジスタが損傷される危険があることを意味する。この場
合、スイツチング時点に分ける最大電流振幅は、位相差
が電圧周期の４分の１即ち、トランジスタ電流の衝撃係
数がほぼ0.5になる時に生ずる。これは、負荷が近似的
に純誘導性負荷である場合である。

上記の説明から明らかなように、充分な抵抗成分を有し
ない負荷においては、スイツチング電流の振幅を減少
し、衝撃係数が負荷のＱの関数となるようにしなければ
ならない。これは、例えば、サイリスタの位相制御によ
り駆動直流電圧を減少することによつて達成することが
できる。小さい負荷の場合の有利な方式として、負荷電
圧の周波数を一定の衝撃係数に高めることができる。こ
のようにすれば、トランジスタが導通している時間が短
縮される。この時間は周波数の逆関数である。この時間
が短かくなれば、トランジスタを流れる電流は時間に対
してほぼ線形となる。トランジスタならびに別のトラン
ジスタに並列に接続されているダイオードのピークスイ
ツチング電流は、この導通状態時間に比例し、間接的に
電圧の周波数に比例する。

整合された負荷の場合、即ちＱが小さい負荷の場合に
は、負荷に供給される実効電力は、負荷電圧の周波数を
変えることにより制御することができる。この場合、こ
の周波数が、誘導性負荷要素およびろ波コンデンサによ
つて定まる直列共振周波数にほぼ等しくなるように減少
することによつて電力を増加することができる。

発明の目的 本発明の課題は誤動作に対して確実な保護が与えられる
ように、特にトランジスタ電流の衝撃係数が過度に高く
なることならびにそれによるトランジスタの破壊の危険
性に対し確実な保護が達成されるようにインバータの制
御回路を構成することにある。

発明の構成 上の課題は、特許請求の範囲第１項に記載の所謂特徴部
分に記載の構成によつて解決される。なお、特許請求の
範囲第２項以下には本発明の有利な実施態様が記述して
ある。

本発明によれば、負荷に供給される電力は、スイツチン
グ電圧の周波数、即ちインバータ全体の動作周波数を用
いて制御される。この目的で、制御回路においては、２
つのトランジスタを流れる電流のピーク値および衝撃係
数が評価される。衝撃係数が予め定められた値、例えば
0.5よりも小さい限りにおいては、回路は応答しない。
と言うのは破壊もしくは破損の危険が存在しないからで
ある。衝撃係数が高い値になると、電流の衝撃係数およ
び最大値は２つの直流電圧により互いに比較される。こ
の比較結果に依存してスイツチング電圧の周波数したが
つてインバータ全体の周波数は、トランジスタを流れる
電流の過度に大きい衝撃係数または過度に高いピーク値
を減少する方向に変えられる。トランジスタを流れる電
流のピーク値は衝撃係数の増加が所望の仕方で増加する
ことができるので、電流の衝撃係数とピーク値の比較が
有利である。即ち、動作周波数を変えることにより、負
荷のインピダンス値が、それ自体許容し得ない値であつ
てインバータ、特に半導体素子の破壊の危険が生じ得る
ような値になつた場合でも、トランジスタを流れる電流
の衝撃係数およびピーク値を最大許容値以下に維持する
ことができるからである。電流の衝撃係数は特定の値、
例えば0.9を超えてはならない。然もなければ、フライ
ホイールダイオードが最早や導通しなくなるからであ
る。この場合には許容し得ない程高い損失が生じ得る。

上述のフライホイールダイオードは公知のように、２つ
のトランジスタの何れもが導通していない時間中電流を
引受ける機能を有する。本発明の保護回路においては衝
撃係数を表わす直流電圧が、インバータの負荷に対する
判断規準として用いられ、この衝撃係数に依存し必要に
応じ動作周波数を変えることにより負荷を減少する。こ
れは、負荷が誘導性要素を含んでおりしたがつて負荷の
インピダンス、したがつて負荷を流れる電流の値が動作
周波数に依存するという事実から可能である。言い換え
るならば、トランジスタを流れる電流の上記の衝撃係数
は負荷の増加に伴い増加するからである。

実施例 以下本発明の実施例について図面を参照し説明する。

第１図は、先行技術による変換器WRを備えた逆変換装置
もしくはインバータを示す。直流電源の正極＋VSは、第
１の端子P1に接続されており、そして直流電源の負極−
VSは第２の端子P2に接続されており、この第２の端子は
さらにアースGR1に接続されている。

２つの端子P1およびP2間には並列に、直列に接続された
２つのNPN型のバイポーラ電力スイツチングトランジス
タT1およびT2、トランジスタT1,T2のコレクタ／エミツ
タ区間に対し反対の極性で直列に接続された２つのスイ
ツチングダイオードD1およびD2、直列に接続された２つ
の転流コンデンサC1およびC2ならびに容量性分圧器を形
成する直列に接続された２つの平滑コンデンサC3および
C4がそれぞれ接続されている。

第１のトランジスタT1のエミツタと第２のトランジスタ
T2のコレクタとの間の接続点Ａは、第１の電流変成器TR
1の１次巻線S1および第２の電流変成器TR2の１次巻線S7
を介して、ダイオードD1,D2および転流コンデンサC1,C2
間の接続点ＢおよびＣに接続されている。

直列に接続されている誘導成分および抵抗成分を含む変
換器の負荷SPは、上述の点ＢおよびＣと、平滑もしくは
ろ波コンデンサC3およびC4の接続点Ｅとの間に接続され
ている。実際上は、負荷SPは、固有の直列インピーダン
スを有する加熱コイルＬと磁気結合によるリラクタンス
成分とからなる。後者は、被加熱容体（料理用鍋等の容
器の底）と加熱コイルとの間における結合係数、透磁率
および被加熱容体の大きさに依存する。これらの値は一
般に変数である。したがつて、コイルＬのインダクタン
スと共にＱを決定する直列抵抗器Ｒは可変抵抗器として
示されている。実際上、インダクタンスＬも可変であ
り、複数の因子、例えば負荷の種類および大きさ、温度
および結合度に依存する。しかしながら、説明の便宜上
インダクタンスＬの値は一定であると仮定する。

第１の電流変成器TR1は、スイツチングトランジスタT1
およびT2に対してベース制御電流を発生し、これらスイ
ツチングトランジスタT1およびT2が交互に、即ち時間的
に交互して作動され一方が導通の時には他方が不導通に
なるように制御される。変成器TR1の第１の２次巻線S2
は、トランジスタT1のエミツタとベースとの間に次のよ
うな極性で接続されている。即ち、トランジスタT1のエ
ミツタからトランジスタ電流が負荷に流れる時に、２次
巻線S2に誘起される電流が直流電源E1を介してベースに
流入するような極性で接続されている。直流電源E1は、
ベース／エミツタ区間からのキヤリヤの消滅を促進し、
それによりトランジスタのターンオフを遅延させる所謂
クリア時間を減少する働きをなす。同様にして、変成器
TR1の第２の２次巻線S3も、第２の電源E2と直列に、第
２のトランジスタT2のエミツタとベースとの間に、次の
ような極性、即ち負荷SPから電流がトランジスタT2のコ
レクタに流れる時に誘起電流がトランジスタT2のベース
に流入するような極性で接続されている。この接続によ
る効果は、西独特許願公開公報第2929312号に詳細に記
述されている。なお、巻線S2,S3の異なつた極性接続
は、これら巻線の端に付けた点により示されている。こ
れらの点から明らかなように、変成器TR1の２次巻線S2
およびS3は互いに反対の極性で接続されている。このよ
うにして、トランジスタT1およびT2は交互に導通になる
ように制御される。即ち、一方のトランジスタが導通し
ている時には他方のトランジスタは不導通になるように
制御される。

既に先行技術として提案されているように、導通状態に
あるスイツチングトランジスタT1およびT2のターンオフ
は、唯一の能動半導体スイツチング素子、例えば、MOS
電界効果電力トランジスタT3ならびに変成器TR1の２つ
の反対方向に巻装された２次巻線を用いて行われる。こ
れら２次巻線の２つの端子は互いに接続されると共にト
ランジスタT3のソース電極Ｓと接続されている。これら
２次巻線S4,S5とトランジスタT3のソース電極Ｓとの間
の接続点Ｙには、これら巻線が本来の変換器WRと電気的
に分離されている限りにおいて別の基準電圧を印加する
ことができる。第１図において、この別の基準電圧は、
制御回路SKの所謂第２のアースGR2である。即ち、２つ
の図示のアース点GR1およびGR2は、厳密に電気的に互い
に分離されている。これにより、高電圧アース放電等に
対し改良された保護が与えられる。２次巻線S4,S5の自
由端はそれぞれ、ダイオードD3およびD4のアノードに接
続されている。これらダイオードのカソードは互いに接
続されると共にトランジスタT3のドレイン電極Ｄに接続
されている。トランジスタT3は電力スイツチングトラン
ジスタであり、導通状態においては非常に小さい順方向
抵抗を有し、そして阻止状態（不導通状態）においては
非常に高い抵抗を有する。トランジスタT3は、ゲート電
極Ｇに対する正の電圧パルスUGの印加で閉成もしくはタ
ーンオンされる。この電圧パルスは、本発明によつて構
成される制御回路SKの出力端SAから得られる。この制御
回路SKについては追つて詳細に説明する。なお、ドレイ
ン−ソース区間における正の電圧を制限するために、ト
ランジスタT3により形成される電流路に並列にツエナー
ダイオードZ1が接続される。変換器WRにより電気的に絶
縁されて互いに逆の極性にある２つの別個の２次巻線S4
およびS5は、トランジスタT1およびT2をターンオフする
働きをなす。負荷SPに電流が流入しトランジスタT1にベ
ース電流が流入する時には、巻線S4の接地されていない
端子に誘起される電圧は正である。この時間中、巻線S5
の電圧は負である。トランジスタT3が、ゲート／ソース
区間に印加される正のパルスにより導通状態に制御され
ると、その電流路、即ちドレイン／ソース区間は低オー
ムになる。そこで電流は、巻線S4およびダイオードD3を
介して所謂第２のアースGR2へと流れる。この結果、実
質的に、変成器TR1の全ての他の巻線S1,S2,S3およびS5
に対し短絡が形成される。これにより、それまでオン状
態（導通状態）にあったトランジスタT1のベース電流iB
1が遮断され、該トランジスタT1には、２つのダイオー
ドとコンデンサにより形成される電圧が加えられる。図
示されているように、コンデンサの負の電極はトランジ
スタT1のベースに接続されており、正の電極はS2とＡ点
を介してトランジスタT1のエミッタと接続されているた
め、トランジスタT1には負のベース／エミッタ電圧が印
加される。この場合、２つのダイオードとコンデンサは
このベース／エミッタ電圧を供給する電源E1と見なすこ
とができる。反対方向のベース電流はこのコンデンサを
放電し、他方、トランジスタ内のキャリヤは消滅して、
トランジスタT1は不導通になる。負荷SPからの電流がト
ランジスタT2のコレクタに流入する場合にも、同様に巻
線S5の接地されていない端子に誘起される電圧が正とな
り、巻線S4の電圧は負になる。したがって、トランジス
タT3がターンオンすると、ダイオードD4を介し巻線S5に
対し短絡が形成され、それにより、トランジスタT1につ
いて述べたのと同じ仕方でトランジスタT2が不導通に切
換えられる。巻線S5は省略して、ダイオードD4のアノー
ドを、巻線S3と電源E2との間の接続点に直接接続するこ
ともできる。この場合には、変換器WRおよび制御回路SK
のアース端子は共通になることは言う迄もない。また、
その場合には、２つの回路WRおよびSKも電気的に分離さ
れなくなる。

次に、変換器WRの動作態様を第2A図ないし第2F図を参照
し説明する。パルス発生器（図示せず）からトリガーパ
ルスがトランジスタT2のベースに印加されると、このト
ランジスタは導通になり、回路点ＡをアースGR1に接続
する。この場合には、負荷SPに電圧VEAが表れる。この
電圧は、駆動電圧が変換器WRに印加される時に接続点Ｅ
に発生する駆動電圧VSの２分の１に等しい。トランジス
タT2のターンオンで、負荷SPのインダクタンスＬ、変成
器TR2およびTR1の１次巻線S7およびS1ならびにトランジ
スタT2のコレクタ／エミツタ区間を介して電流がアース
GR1へと流れる。この電流はろ波コンデンサC4を放電し
同時にろ波コンデンサC3を充電する。この場合、負荷SP
のインダクタンスＬならびに２つのろ波コンデンサC3お
よびC4の容量の和によつて定められる周波数に等しい共
振周波数でほぼ正弦波の半波形状の振動が生ずる。トラ
ンジスタT2のコレクタ電流は変成器TR1の１次巻線S1を
介して流れる。該変成器TR1の２次巻線S3は、ベース制
御電流iB2を発生する。このベース電流も類似の波形を
有し、概略的に負荷を流れる電流に比例する。その結果
正帰還結合が生じ、トランジスタT2は飽和状態に留ま
る。負荷SPを流れる正弦波の電流が最初に零点通過する
時に２つのトランジスタT1およびT2が同時に導通するの
を避けねばならない。即ち、トランジスタT2をターンオ
フしなければならない。これは、負荷電流の零点通過前
に、ベース制御巻線S3を直接または間接的に短絡し、ク
リア時間を減少するための阻止電圧をベース／エミツタ
区間に印加することにより達成される。

第２図Ａには、トランジスタT1またはT2のターンオフを
惹起するトランジスタT3のゲート電極に印加される電圧
UGが示されている。

第２図Ｂには、トランジスタT2のコレクタ電流iC2が示
されている。

第２図Ｃには、第１のフライホイールダイオードD1の電
流ID1が示してある。

第２図Ｄには、負荷SPと転流コンデンサC1,C2とフライ
ホイールダイオードD1,D2と電流変成器TR2の１次巻線S7
との接続点Ｃにおける電圧UCが示してある。

第２図Ｅには、トランジスタT1のコレクタ電流iC1が示
してある。

第２図Ｆには、フライホイールダイオードD2を流れる電
流iD2が示してある。

第２図Ｂ、第2C図、第2E図および第2F図において、負荷
から流れる電流には負の信号が、そして負荷に流入する
電流には正の記号が付けられている。

時点t1において、第2A図に示す正方向のパルスUGがトラ
ンジスタT3のゲート電極Ｇに印加されると、この時点で
導通しているトランジスタT2のベース電流iB2は遮断さ
れる。第2B図に示してあるトランジスタT2のコレクタ電
流iC2は、時間ts＝t2−t1後の時点t2において遮断され
る。この時間は、トランジスタを阻止するためにコレク
タ／エミツタ区間に存在するキヤリヤを消滅するのに必
要とされる謂ゆるクリア時間である。時点t2において、
負荷SPから流れる電流は、瞬時値Iswを有しており、こ
の電流は転流コンデンサC1およびC2によつて受けられ
る。初期電圧VSを有するコンデンサC1は、共振により迅
速にインダクタンスＬを介して放電しその結果コンデン
サC1には時点t3において僅かに負の電圧が現われてい
る。これは、コンデンサC1に対して並列に接続されてい
るフリーホイールダイオードD1を導通に制御するために
必要とされる。t2からt3の同じ時間中に、初期に放電さ
れていた転流コンデンサC2は、共振により、駆動電圧VS
にほぼ等しい電圧に充電される。転流コンデンサC1,C2
の容量は、遷移時間t3−t2を小さくするように十分小さ
く選ばれる。別法として、阻止されるトランジスタT2に
おける電圧立上り勾配dv/dtが所定の最大値以下に保持
されるようにコンデンサの値を選択することができる。
t2−t3の時間中におけるコンデンサC2の電圧変化は第2D
図に示されている。ダイオードD1は時点t3において導通
に切換つている。このダイオードは、トランジスタオン
電流Iswよりも若干小さい初期振幅を有する電流を負荷
から受ける。時点t3から出発して、ダイオードD1の電流
iD1の値は変化し、時点t4において、第2C図に示すよう
に値零に達する。トランジスタT3のゲート電極の電圧UG
は時点t3とt4との間で零になつている。この時点で導通
していないダイオードD1に並列に接続されているトラン
ジスタT1は、時点t4において、第2E図に示すようにター
ンオンする。トランジスタT1のコレクタ電流iC1は変成
器TR1の１次巻線S1を介して負荷SPに流入する。この場
合、正帰還により２次巻線S2はトランジスタT1に対し所
要のベース制御電流を発生する。

トランジスタT3の制御のための第2A図に示すパルスUGの
周波数は、負荷SPのインダクタンスＬならびに２つのろ
波もしくは平滑コンデンサC3およびC4の容量により定ま
る直列共振周波数の２倍よりも極く僅かに高い。したが
つて、トランジスタT1のコレクタ電流iC1は、時点t5に
おいて次のパルスUGがトランジスタt3のゲート電極Ｇに
印加される前に最大値を通り然る後に減少する。クリア
時間の経過後、トランジスタT1は、負荷SPの電流がIsw
に等しくなる時点t6で不導通になる。

そこで、負荷SPに流入する電流は再び転流コンデンサC
1,C2によつて受けられ、その際、コンデンサC1は共振に
基づく振動により値零から駆動電圧VSに充電され、他方
コンデンサC2は共振に基づく振動により駆動電圧VSから
若干負の値に放電する。この値は時点t7において達せら
れて、フライホイールダイオードD2は導通になる。第2F
図に示す電流iD2は時点t7で最大振幅を有し、時点t8に
おいて値零に達するまで徐々に減少する。トランジスタ
t3は時点t8前は不導通状態にある。ダイオードD2に並列
に接続されやはり不導通状態にあつたトランジスタT2
は、逆方向にコレクタ電流iC2、即ち第2B図に示すよう
に負荷SPからの電流であつて第１図において負荷SPから
左方に流れる電流を通すことができる。

したがつて負荷SPの電圧の極性は反転する。時点t8ない
しt10の時間中のトランジスタT2のコレクタ電流iC2の変
化は、時点t4ないしt6の時間中における第2E図に示した
トランジスタT1の電流iC1の変化と同じである。トラン
ジスタT2のターンオフは、第2A図に示すように時点t9に
おいて後続の制御パルスUGにより行われる。このターン
オフ自体は、所謂クリア時間ts＝t10−t9の経過後の時
点t10で行われる。上に述べた動作経過は同じ仕方で繰
返される。

パルスUGは、トランジスタT3のゲートに接続されている
制御回路SKの出力端SAに発生する。以下、制御回路SKに
ついて詳述する。制御回路SKに現れる電圧は第2G図ない
し第2J図に示してある。

電流変成器TR2の２次巻線S8は、トランジスタT1,T2を逐
次流れる電流に比例する両極性の出力電圧を発生する。
これら電圧から１つの極性、即ち正の極性だけを有する
電圧を派生するために、２次巻線S8の端子はブリツジ整
流回路BRの入力端子に接続されている。２次巻線S8は、
変換器WRから電気的に分離されている。したがつて、ブ
リツジ整流回路BRの負の出力端子は所謂第２のアースGR
2に接続することができ、他方、正の出力端子Ｆは制御
回路SKの入力端SEに接続される。ブリツジ整流回路BRの
出力端子には、抵抗器R1が並列に接続されている。ブリ
ツジ整流回路BRの出力端子Ｆは、第2G図に示す電圧UFを
発生する。この電圧の波形は、トランジスタT1,T2にコ
レクタ電流iC1およびiC2に対応する。

電圧UFはトランジスタT1,T2を流れる電流に比例する。
この電圧は、振幅制限用かつ反転用の増幅器LMの入力側
へ導かれる。この増幅器の動作は零点通過検出器の動作
に類似している。さらに増幅器LMはアナログ電圧比較用
の高い増幅度の演算増幅器K1を有する。前記の電圧UFは
他方ではピーク値整流器SDへ導かれる。このピーク値整
流器は、整流ダイオードD5および、分圧器STに並列の充
電−またはフィルタコンデンサC6を含む。分圧器は、直
列に接続された抵抗R16とR17から成る。

電圧比較器として動作する増幅器K1の非反転入力端は、
抵抗器R4,R5からなる別の分圧器の接続点に接続されて
おり、該分圧器から低い基準直流電圧を受ける。増幅器
K1の反転入力端は、２つの抵抗器R2,R3の接続点に接続
されており、そして該抵抗器R2,R3の両端は入力端子SE
および第２のアースGR2に接続されている。

増幅器K1の出力端Ｈは、プルアップ抵抗器R7を介して正
の駆動圧力端子P3に接続されておって、第2H図に示す矩
形波電圧UHを発生する。この電圧UHは、トランジスタT1
のオフ時間t2−t4の間中の正のパルスと、トランジスタ
T2のオフ時間t6−t8の間中の正のパルスを含む。両種の
正のパルスは、零値を有する電圧区間により、互いに分
離されている。この電圧区間は、トランジスタT1,T2が
導通している時間である。増幅器K1の出力端Ｈは、この
出力端Ｈと正の駆動電圧端子P3との間に設けられている
低域フィルタTPに接続されている。そのため低域フィル
タTPの出力端Ｍの、即ち抵抗器R8とコンデンサC5の接続
端の供給する出力電圧の振幅は、トランジスタT1,T2の
オン時間（t4−t6、t8−t10）に逆比例する、したがっ
て、0.5と0.8または0.9と間で変化し得るトランジスタ
電流の衝撃係数にも逆比例する。ここで衝撃係数とは、
第2D図に示す電圧UCの正の半波の持続期間、即ち時間t2
−t6に対するトランジスタの導通期間、即ち、t4−t6、
t8−t10、t12−t14の比を表わす。したがつて、衝撃係
数が0.5である場合には、上記の直流電圧UMは駆動電圧
の２分の１（＋Vcc/2）、即ち約＋6Vにほぼ等しい。衝
撃係数が増加すると電圧UMは減少する。と言うのは、こ
の場合にはパルスUHの持続期間が第2H図に示すように減
少するからである。

低域フイルタTPの出力電圧UMは、PNP型のトランジスタT
4のベースに印加される。このトランジスタT4は、閾値
を有する制御電源SQとして動作する。この閾値は正の駆
動電圧端子P3と負の駆動電圧端子P4との間に接続された
分圧器R12,R11によつて設定される。なお、分圧抵抗器R
12とR11の接続点は、エミツタ抵抗器R10を介してトラン
ジスタT4のエミツタに接続されている。さらに、トラン
ジスタT4のベースは、ベース抵抗器R9を介して正の駆動
電圧端子P3に接続されている。トランジスタT4のコレク
タは、２つの直列に接続された抵抗器R13およびR14を介
して負の駆動電圧端子P4に接続されている。抵抗器R13
とR14との接続点は、別の抵抗器R15を介して正の駆動電
圧端子P3に接続されると共に、演算増幅器K2の非反転入
力端に接続されている。該演算増幅器K2は、高い電流増
幅率を有する比較段として働きをなす。ピーク整流器SD
の出力端を形成する抵抗器R16とR17の接続点Ｎは、増幅
器K2の反転入力端に接続されている。

PNPトランジスタT4を有する電源SQにおける分圧器R11,R
12によつて設定される閾値は、トランジスタT1,T2を通
る電流の衝撃係数が0.6を越えない限りトランジスタT4
を不導通に保持する。最小衝撃係数は、実質的に電力が
伝送されていない場合には約0.5である。トランジスタT
4が不導通である時には、増幅器K2の被反転入力端に印
加される電圧は、分圧器R15,R14によつて決定される。
この電圧は、上記の衝撃係数が小さい限りにおいて、即
ち例えば値0.6を越えない限りにおいて、トランジスタT
1,T2を流れることができる電流のピーク値を定める。衝
撃係数、したがつてトランジスタT1,T2の導通時間が、
所定の閾値を越えて上昇すると、トランジスタT4のベー
ス電圧が低下して、該トランジスタT4は、抵抗器R13お
よびR14を流れるコレクタ電流を発生する。このコレク
タ電流によつて生ぜしめられる抵抗器R14における付加
的な電圧降下で、増幅器K2の被反転入力端に印加される
電圧が増加し、その結果、スイツチングトランジスタT
1,T2を流れる電流の許容最大値も同様に増加することが
できる。このような関係から次のような効果が得られ
る。

衝撃係数が0.5である場合には、スイツチング電流Isw
は、負荷SPを流れる電流の最大値に等しい。しかしなが
ら、トランジスタの導通時間したがつて衝撃係数が増加
すると、トランジスタT1,T2がターンオフされるスイツ
チング電流Iswは小さくなる。したがって衝撃係数が増
加すると、トランジスタT4によつて発生されるコレクタ
電流が大きくなり、それにより、増幅器K2の非反転入力
端に印加される電圧も大きくなる。

斯くしてトランジスタT1,T2が達し得る電流のピーク値
は、閾値の上方における電流の衝撃係数の増加に依存し
て増加する。言い換えるならば衝撃係数が大きい場合に
は、スイツチングトランジスタT1,T2を流れることがで
きる電流のピーク値も大きくなる。

ピーク整流器SDの出力端Ｎから第２の増幅器K2の反転入
力端に印加される電圧（この電圧は衝撃係数に対応して
変わる）に達すると、増幅器K2の出力Ｐは大きい値（＋
Vcc）から零値に戻る。出力端Ｐは低レベルから高レベ
ルの値への電圧の遷移を遅延するコンデンサC7を介して
アースGR2に接続されると共に、ダイオードD6および抵
抗器R18を介して高い増幅率を有する電圧比較用演算増
幅器K3の反転入力端Ｑに接続される。なおこの演算増幅
器K3の機能については後述する。さらに、反転入力端Ｑ
は抵抗器R22を介してポテンシヨメータR20のタツプに接
続されている。該ポテンシヨメータR20は、２つの抵抗
器R19およびR21と直列に、正および負の駆動電圧端子P3
およびP4間に接続されている。ポテンシヨメータR20
は、通常の動作において、パルスUGの周波数したがつて
負荷SPに加わる電圧の周波数を手動で設定するための電
圧を発生する。したがって後述するように、このポテン
シヨメータを用いて、負荷に供給される電力を設定する
ことができる。

増幅器K1の出力端ＨはさらにダイオードD7のカソードに
接続さている。このダイオードD7のアノードは、抵抗器
R24を介して正の駆動電圧端子P3に接続されると共に、
抵抗器R25を介してPNP型のトランジスタT5のベースに接
続されている。

トランジスタT5のコレクタは抵抗器R26を介して正の駆
動電圧端子P3に接続されると共に、コンデンサC8を介し
て負の駆動電圧端子P4、即ちアースGR2に接続されてい
る。トランジスタT5のエミツタは、ツエナーダイオード
Z2と抵抗器R27との接続点に接続されており、そしてこ
の接続点は正の駆動電圧端子P3に接続されている。ダイ
オードZ2のアノードは負の駆動電圧端子P4に接続されて
いる。コレクタ抵抗器R26およびコンデンサC8を有する
トランジスタT5は、第2H図に示す増幅器K1の出力電圧UH
によつて制御される時間／電圧変換器もしくはのこぎり
波電圧発生器SGを形成する。

第2J図にはのこぎり波発生器SGの出力端Ｗに現れる電圧
UWが示してある。この出力端は、トランジスタT5のコレ
クタであり、比較器として作用する増幅器計算の被反転
入力端に接続されている。第2H図の電圧UHが低い値、即
ち値零を有している時、言い換えるならばトランジスタ
T1またはT2の導通している時間中増幅器K1の出力端Ｈと
抵抗器R24およびR25の接続点との間のダイオードD7は導
通し、それによりトランジスタT5のベース電圧はエミツ
タ電圧よりも低いレベルに保持される。したがつて２つ
のトランジスタT1,T2のうちの１つが導通している限り
トランジスタT5は不導通である。コンデンサC8は、抵抗
器R26を介して充電される。このようにして、t4−t6、t
8−t10、t12−t14の時間中出力端Ｗには近似的に直線形
に立上る電圧が発生する。時点t2,t6,t10およびt14にお
いて増幅器K1の出入電圧UHが高いレベル値をとると、ダ
イオードD7は不導通になる。トランジスタT5は導通にな
りコンデンサC8はダイオードZ2のツエナー電圧VZ2近傍
の電圧にまで放電する。電圧UHが高レベルの電圧値、即
ち駆動電圧Vccに留まる限りトランジスタT5は導通状態
に留まる。時点t4,t8,t12およびt16においてトランジス
タT1,T2のうちの１つを流れる電流が増幅器K1の出力Ｈ
を再び低レベル値（ほぼ零の値）に切換えると、トラン
ジスタT5は不導通になりコンデンサC8は再び充電され、
その結果新たな鋸波電圧UWが発生する。この電圧は、増
幅器K3の被反転入力端に印加される。

電流のピーク値を制限する増幅器K2の出力Ｐが低レベル
電圧値に遷移しない場合、このことは、巻線S7をも流れ
る変換器WRのスイツチング電流が最大許容値を越えてい
ないことを意味する。増幅器K3の反転入力端Ｑはその場
合、周波数の設定に用いられる電圧をポテンシヨメータ
R20から受ける。したがつて増幅器K3の出力Ｘは、鋸波
電圧UWが周波数制御に用いられる電圧UQを越えない限り
低レベルの電圧値に留まる。第2J図の時点t1,t5,t9およ
びt13に示すようにこの状態が現れると、出力Ｘは、高
レベルになりトランジスタT6のベースに印加される電圧
パルスの立上り線を形成する。トランジスタT6はコレク
タ接続のNPN型のバイポーラトランジスタである。この
トランジスタT6のコレクタは直接正の駆動電圧端子P3に
接続されている。そのベースと第３の増幅器K3の出力端
Ｘとの接続点は、所謂プルアツプベース抵抗器R28を介
して端子P3に接続されている。エミツタホロアの形態に
あるバツフア段を形成するトランジスタT6のエミツタ
は、制御回路SKの出力端子SAを介してトランジスタT3の
ゲートＧに接続されている。鋸波電圧UWが、周波数の設
定に用いられる増幅器K3の出力端Ｑの電圧よりも大きい
限りにおいて出力Ｘは高いレベルに留まる。このこと
は、第３の増幅器K3の出力パルスが、トランジスタT5の
ターンオンする時点に出現する立下り縁を有することを
意味する。漂遊容量および漂遊インダクタンスの作用、
電流変成器TR2のヒステレシスならびに同時に飽和領域
に駆動される第１の増幅器K1の全てのバイポーラトラン
ジスタのクリア時間を無視すれば、トランジスタT5のタ
ーンオンは、トランジスタT1,T2のうちの１つのトラン
ジスタのターンオフとほぼ同時に行われる。このこと
は、増幅器K3の出力パルスUXにほぼ等しい形状を有する
第2A図のパルスUGが、転流コンデンサC1,C2における共
振電圧遷移期間（t3−t2またはt7−t6）中トランジスタ
T1,T2のベースを（電源E1,E2との協作用下で）阻止方向
にバイアスするのに過度に短くなることを意味する。転
流コンデンサC1,C2を阻止方向にバイアスすることは、
トランジスタT1,T2のうちの１つが、先に不導通になつ
ているトランジスタに対して設けられているフライホイ
ールダイオードD1,D2が導通方向にバイアスされる前に
誤まつてターンオフするのを阻止し、負荷SPのインダク
タンス成分Ｌに蓄積されている電流を受けるようにする
ために必要なことである。実際には、第２の電流変成器
のヒステレシス特性、漂遊インダクタンスおよび漂遊容
量ならびにアナログ電圧比較器として動作する集積回路
K1およびK3の同時にターンオンされる全てのトランジス
タのクリア時間の相互作用でゲート制御パルスUGの持続
時間を、フライホイールダイオードD1またはD2がターン
オンされる第2C図および第2F図に示す時点t3,t7,t11お
よびt15を越えて伸長するのに十分である。これは、例
えば、ナシヨナルセミコンダクタ（National Semicondu
ctor）社製の商品名LM339として市販されている「カツ
ド比較器」ICを使用することにより可能である。転流コ
ンデンサC1,C2の容量は、電圧遷移時間が約１ないし２
μｓとなるように十分に小さく選択される。しかしなが
ら上述の遅延特性（オシロスコープで観察することがで
きる）が十分でない場合には、ブリツジ整流回路BRの出
力端Ｆと鋸波発生器SGの入力端または増幅器K3の出力端
との間の信号路内に小容量の設置された並列コンデンサ
を付加的に接続することができる。

第2K図には、ピーク電流に対して正しく整合されていな
い負荷による、即ち誘導性負荷のＱの増加による衝撃係
数の減少の作用が示されており、この図から、ピーク電
流制限段SMの動作が理解されよう。

負荷SPを流れる電流は巻線S7も流れる。したがって負荷
SPにおけるピーク電流もS7を流れる。このピーク電流は
巻線S7と電磁結合している巻線S8により検出され、次に
ブリツジ整流器BRにより直流電流に交換され、さらにダ
イオードD5およびD16を介して回路点Ｎに達する。その
ため回路点Ｎに、負荷SPへ供給される電流のピーク値が
現われる。

Ｑ＝wL/Rが増加すると、即ち負荷SPがより大きく誘導性
になると、負荷電圧の切換とトランジスタT1,T2による
電流の投入もしくはターンオンとの間の位相偏差（第２
図においてt4−t3、t9−t8,t12−t11およびt16−t15）
がそれに伴って大きくなり、制御パルスUGが所与の周波
数であるとするとその衝撃係数は減少する。このこと
は、負荷SPを通る電流iLを示す第2K図に示してある。負
荷のインピダンスＺ＝Ｒ＋wLの絶対値が不変であるとす
ると、ピーク電流の大きさは初期においては不変であ
る。しかしながら、位相が変化し、そのため、トランジ
スタがターンオフしなければならないスイツチング電流
Iswならびにフライホイールダイオードを流れるピーク
電流が大きくなる。この場合には、電流制限増幅器K2
が、ピーク整流器SDの出力端Ｎから発生される電圧が増
幅器K2の被反転入力端に印加される電圧に等しいかまた
は該電圧よりも大きくなる瞬間に第３の増幅器K3の出力
Ｘを正方向に切換える。これら２つの電圧が等しくなる
と、第２の増幅器K2の出力Ｐは低レベル（値零）にな
る。ダイオードD6は導通し、抵抗器R22およびR18に電流
が流れる。この場合、増幅器K3の反転入力端の電圧UQ
は、周波数設定に用いられるポテンシヨメータR20だけ
で得られる電圧よりも低い値に跳躍する。この跳躍が生
ずると、増幅器K2の被反転入力端に印加される衝撃係数
を表わす電圧は、分圧器R15,R14によつてのみ予め定め
られる最小値になる。即ちこの場合にはトランジスタT4
を有する電源は遮断される。

鋸波電圧UWがこのようにして発生される低制御電圧UQよ
りも高くなると、出力Ｘは直ちに高レベルになり、ゲー
トパルスUGの立上り縁を発生し、この立上り縁でトラン
ジスタT1またはT2に不導通になる。鋸波電圧UWが値UQに
達していない場合（これは、周波数制御電圧が余り高く
ない場合にのみ生ずる）には、この条件が満たされると
直ちにクロツクパルスの立上り縁が発生する。その結
果、スイツチングトランジスタT1またはT2の導通時間な
らびにフライホイールダイオードの導通時間が短縮化さ
れる。なおフライホイールダイオードの導通時間が上記
トランジスタの導通時間よりも長くなることは決してな
い。斯くして、第2A図に示すパルスUGの周波数が増加す
る。トランジスタの導通時間の短縮で、負荷SPを流れる
電流のピーク値が減少しそれに伴いスイツチング電流Is
wの振幅も減少する。したがつて特定のスイツチング周
波数に対して負荷のインピダンスが過度に小さい場合に
は、この周波数を増加することにより、負荷SPの誘導性
リアクタンスwLが増加する。これは、負荷を流れる電流
の振幅の減少を意味する。即ち負荷SPを流れる電流は、
パルスUGの周波数したがつて変換器WRの動作周波数を制
御することにより制御可能である。

誘導加熱用の変換器が用いられ、そして負荷が扁平な螺
旋状のコイルからなる場合には、該コイル上に料理用鍋
が存在しない場合、或いは鍋の底の直径がコイルの直径
よりも相当に小さい場合、或いはコイルに対する鍋の位
置決めに誤りがある場合或いは底部が強磁性材料から形
成されておらず、例えば、誘導加熱に不適当である純ア
ルミニウム、鍋またはマンガン鍋から形成されている料
理用鍋を使用することから負荷の不整合が生じ得る。

第１図に示すように、変成器TR1およびTR2により、本来
の変換器WRならびに制御回路SKは電気的に厳密に互いに
分離されている。即ち変成器により形成される分離線の
両側に２つの別々のアース接続端子GR1およびGR2が存在
する。したがつてアース接続端子には異なつた互いに関
係のない電位を加えることもできる。例えば一方は回路
のアースに直接接続し、他方には直流電圧を加えること
ができる。この構成によれば、回路の電気的分離が達成
されるという利点が得られる。

発明の効果 本発明の構成によりインバータが過負荷に対する保護が
可能になり、誤動作の起こらないように確実な保護が行
なわれ得、特に、トランジスタ電流の過度に高い衝撃対
段に対して、また、トランジスタの破壊に対して保護が
得られるようなインバータの制御回路の構成が実現され
得る。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明による制御回路と共に先行技術による
インバータ回路を示す回路図、そして第２図は第１図に
示した回路における電圧および電流の変化を図解する波
形図である。 WR……変換器、＋VS……直流電源の正極、−VS……直流
電源の負極、P1,P2……端子、T1,T2、T3,T4……バイポ
ーラ電力スイツチングトランジスタ、C1,C2……転流コ
ンデンサ、C3,C4……ろ波コンデンサ、TR……電流変成
器、Ｓ……ソース電極、Ｄ……ダイオード、SP……負
荷、Ｌ……誘導成分、Ｒ……抵抗成分、Ｅ……直流電
源、S1,S2,S3,S4,S5,S7……巻線、Ｄ……ドレイン電
極、SK……制御回路、SA……出力端、GR……アース、Ｇ
……ゲート電極、VEA……電圧、VS……駆動電圧、Z1…
…ツエナーダイオード、UG……電圧パルス、iC1,iC2…
…コレクタ電流、D2……フライホイールダイオード、SE
……制御回路SKの入力端、BR……ブリツジ整流回路、S8
……２次巻線、Ｆ……正の出力端子、K1……アナログ電
圧比較演算増幅器、LM……振幅制限／反転増幅器、ST…
…分圧器、SD……ピーク整流器、R16,R17……抵抗器、C
6……ろ波コンデンサ、SQ……電源、R11,R12,R13,R14,R
15……Isw……スイツチング電流、SD……ピーク整流
器、Ｎ……ピーク整流器SDの出力端、Ｑ……反転入力
端、R18,R19,R21,R22,R24ないし27……抵抗器、R20……
ポテンシヨメータ、Ｈ……増幅器K1の出力端、SG……鋸
波電圧発生器、Ｗ……鋸波電圧発生器の出力端、UW……
電圧、Z2……ツエナーダイオード、ZVZ……ツエナー電
圧、R28……プルアツプベース抵抗器、SM……ピーク電
流制限段

Claims (18)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】直流電圧端子（P1,P2）間に２つのトラン
   ジスタ（T1,T2）の直列回路が設けられ、該２つのトラ
   ンジスタは変成器（TR1）の第１および第２の巻線（S2,
   S3）によりプツシユプル式に交互に導通に制御され、さ
   らに前記トランジスタ（T1,T2）に対して並列に２つの
   フライホイールダイオード（D1,D2）が設けられ、該フ
   ライホイールダイオードの出力電圧を発生する接続点
   （Ｂ）を前記変成器（TR1）の第３の巻線（S1）を介し
   て前記トランジスタ（T1,T2）の接続点（Ａ）と接続
   し、さらに、前記変成器（TR1）の第４の巻線（S4,S5）
   に対して並列に電子スイツチ（T3）を設け、該スイツチ
   （T3）を、前記出力電圧からパルス整形器（SK）を介し
   スイツチングパルス（UG）により周期的に導通に制御す
   る形式の誘導性要素（Ｌ）を含む負荷（SP）に給電する
   ための逆変換装置において、制御回路（SK）で、前記ト
   ランジスタ（T1,T2）を流れる電流（iC1,iC2）のピーク
   値および衝撃係数を表わす第１および第２の直流電圧
   （回路点N,M）を、振幅比較器（K2）の入力端に印加
   し、該比較器（K2）の出力電圧（Ｐ）を前記スイツチン
   グパルス（UG）の周波数制御に用いることを特徴とする
   逆変換装置。
2. 【請求項２】２つの直流電圧を１つの電流変成器（T2）
   の２次巻線（S8）から導出し、該変成器の１次巻線（S
   7）をトランジスタ（T1,T2）の共通の電流路に接続した
   特許請求の範囲第１項記載の逆変換装置。
3. 【請求項３】２次巻線（S8）をブリツジ整流回路（BR）
   の入力端に接続し、該ブリツジ整流回路の同じ極性
   （＋）の出力電圧（UF）を２つの直流電圧の発生に用い
   る特許請求の範囲第２項記載の逆変換装置。
4. 【請求項４】トランジスタ電流（iC1,iC2）に比例する
   電圧（UF）をピーク整流器（SD）に印加し、該ピーク整
   流器（SD）の出力電圧（回路点Ｎ）を第１の直流電圧と
   して用いる特許請求の範囲第１項ないし第３項の何れか
   に記載の逆変換装置。
5. 【請求項５】トランジスタ電流（iC1,iC2）に比例する
   電圧（UF）を、矩形波電圧（UH）を発生する振幅制限器
   （K1）を介して低域フイルタ（TP）に印加し、該フイル
   タの出力（回路点Ｍ）を第２の直流電圧として用いる特
   許請求の範囲第１項ないし第４項の何れかに記載の逆変
   換装置。
6. 【請求項６】低域フイルタ（TP）に閾値回路（T4）を後
   置接続し、該閾値回路は、トランジスタ（T1,T2）を流
   れる電流（iC1,iC2）の所定の衝撃関数を越える値にの
   み応答するようにした特許請求の範囲第５項記載の逆変
   換装置。
7. 【請求項７】第１の振幅比較段（K2）の出力電圧ならび
   にトランジスタ（T1,T2）の導通期間（t4−t6,t8−t10,
   t12−t14）中ほぼ直線形に変化する電圧（UW）を、第２
   の振幅比較段（K3）の入力端に印加し、そして該第２の
   振幅比較段の出力電圧（回路点Ｘ）を電子スイツチ（T
   3）のためのスイツチングパルス（UG）として用いる特
   許請求の範囲第１項記載の逆変換装置。
8. 【請求項８】振幅制限器（K1）の出力端（Ｈ）をのこぎ
   り波発生器（SG）のトリガ入力端に接続した特許請求の
   範囲第５項または第７項記載の逆変換装置。
9. 【請求項９】第１の振幅比較段（K2）に接続された第２
   の振幅比較段（K3）の入力端（Ｑ）に付加的に調節可能
   な直流電圧（R20）を印加し、該直流電圧により逆変換
   装置の動作周波数を調節可能にした特許請求の範囲第７
   項記載の逆変換装置。
10. 【請求項１０】第１の振幅比較段（K2）の出力端（Ｐ）
    と第２の振幅比較段（K3）の入力端（Ｑ）との間にダイ
    オード（D6）を設けた特許請求の範囲第７項記載の逆変
    換装置。
11. 【請求項１１】振幅比較段および／または振幅制限器と
    して高い増幅率を有する演算増幅器（K1,K2,K3）を用い
    る特許請求の範囲第５項および第７項ないし第10項の何
    れかに記載の逆変換装置。
12. 【請求項１２】電子スイツチを電界効果トランジスタ
    （T3）から構成した特許請求の範囲第１項に記載の逆変
    換装置。
13. 【請求項１３】第４の巻線（S4,S5）が、他の巻線（S1,
    S2,S3）から電気的に分離された巻線である特許請求の
    範囲第12項記載の逆変換装置。
14. 【請求項１４】第４の巻線を２つの分割巻線（S4,S5）
    の直列接続から形成し、該直列接続の中心点（Ｙ）を第
    １の電極（Ｓ）に接続し、前記直列接続の端を、２つの
    同じ極性で接続されたダイオード（D3,D4）を介して電
    界効果トランジスタ（T3）のソース／ドレイン区間の第
    ２の電極（Ｄ）に接続した特許請求の範囲第13項記載の
    逆変換装置。
15. 【請求項１５】ダイオード（D3,D4）の接続点とトラン
    ジスタ（T3）の電極（Ｓ）との間にツエナーダイオード
    （Z1）を接続した特許請求の範囲第14項記載の逆変換装
    置。
16. 【請求項１６】２つの分割巻線（S4,S5）を互いに反対
    の極性にした特許請求の範囲第14項記載の逆変換装置。
17. 【請求項１７】分割巻線（S4,S5）の接続点（Ｙ）をブ
    リツジ整流回路（BR）の出力端子および制御回路（SK）
    のアース接続端子に接続した特許請求の範囲第14項記載
    の逆変換装置。
18. 【請求項１８】制御回路（SK）を、トランジスタ（T1,T
    2）を備えた本来の変換回路（WR）から電気的に分離し
    （TR1,TR2）、そしてこれら２つの回路にそれぞれ別個
    のアース接続端子（GR2,GR1）を設けた特許請求の範囲
    第１項記載の逆変換装置。