JPH0787324B2 - 入力オ−ディオ周波数信号から直流制御信号を取出す方法及びその装置 - Google Patents
入力オ−ディオ周波数信号から直流制御信号を取出す方法及びその装置Info
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- JPH0787324B2 JPH0787324B2 JP62210014A JP21001487A JPH0787324B2 JP H0787324 B2 JPH0787324 B2 JP H0787324B2 JP 62210014 A JP62210014 A JP 62210014A JP 21001487 A JP21001487 A JP 21001487A JP H0787324 B2 JPH0787324 B2 JP H0787324B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G9/00—Combinations of two or more types of control, e.g. gain control and tone control
- H03G9/02—Combinations of two or more types of control, e.g. gain control and tone control in untuned amplifiers
- H03G9/025—Combinations of two or more types of control, e.g. gain control and tone control in untuned amplifiers frequency-dependent volume compression or expansion, e.g. multiple-band systems
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G7/00—Volume compression or expansion in amplifiers
- H03G7/002—Volume compression or expansion in amplifiers in untuned or low-frequency amplifiers, e.g. audio amplifiers
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- Engineering & Computer Science (AREA)
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- Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、非相補型又はシングルエンドの雑音低減方法
及び装置に関し、より詳しくぱ、ダイナミック制御の濾
波及び低レベル圧縮（エクスパンション）を組込んだ非
相補型雑音低減方法及び装置に関する。
及び装置に関し、より詳しくぱ、ダイナミック制御の濾
波及び低レベル圧縮（エクスパンション）を組込んだ非
相補型雑音低減方法及び装置に関する。
ダイナミック濾波は知られており、そしてオーディオ信
号に存在する背景雑音を低減させる応用面に数年にわた
って使用されてきた。ダイナミック濾波の基本原理は19
40年代に開発され、そして今日使用されている事実上總
てのダイナミックフィルタの設計構想の基礎として残っ
ている。
号に存在する背景雑音を低減させる応用面に数年にわた
って使用されてきた。ダイナミック濾波の基本原理は19
40年代に開発され、そして今日使用されている事実上總
てのダイナミックフィルタの設計構想の基礎として残っ
ている。
このような設計の１つは、例えば入力信号の単純なピー
ク検波を組込んだ検波回路で制御される低域フィルタを
援用している。この設計は、制御可能なフィルタの正確
な動作の範囲が制限される欠点がある。
ク検波を組込んだ検波回路で制御される低域フィルタを
援用している。この設計は、制御可能なフィルタの正確
な動作の範囲が制限される欠点がある。
他の設計として、ダイナミック濾波と低レベル伸長（エ
クスパンション）が組合わされて改善された雑音低減装
置を作っているものがある。しかし、これらの設計は別
の問題に直面している。広帯域，低レベル伸長とダイナ
ミック制御の低減フィルタの組合わせを利用しているシ
ングルエンドの雑音低減装置の最も重要な評価基準の１
つは、可聴，透過性（audible transparency）である。
シングルエンドの雑音低減装置の低レベル伸長部分は、
信号レベルがしきい値より下がったとき動作するだけで
ある。従って、大部分の応用分野、特に合成音楽におい
て、装置の伸長部分は主として信号レベルが極度に低い
か、又は音楽のフェードイン及びフェードアウト部分に
おいてのみ動作する。しかし、ダイナミック制御のフィ
ルタは殆ど常時その機能を遂行し、そしてオーディオ信
号中に知覚される雑音を減少させるように装置の帯域幅
を連続的に変化させる。従って、フィルタは好ましいオ
ーディオ情報を少しでも失わないように常時極めて透過
的でなければならず、もしフィルタが高周波情報に顕著
な損失を生じさせるため、低信号レベルで閉じそして帯
域幅を減らすとすれば、そのようなオーディオ情報の損
失となる。
クスパンション）が組合わされて改善された雑音低減装
置を作っているものがある。しかし、これらの設計は別
の問題に直面している。広帯域，低レベル伸長とダイナ
ミック制御の低減フィルタの組合わせを利用しているシ
ングルエンドの雑音低減装置の最も重要な評価基準の１
つは、可聴，透過性（audible transparency）である。
シングルエンドの雑音低減装置の低レベル伸長部分は、
信号レベルがしきい値より下がったとき動作するだけで
ある。従って、大部分の応用分野、特に合成音楽におい
て、装置の伸長部分は主として信号レベルが極度に低い
か、又は音楽のフェードイン及びフェードアウト部分に
おいてのみ動作する。しかし、ダイナミック制御のフィ
ルタは殆ど常時その機能を遂行し、そしてオーディオ信
号中に知覚される雑音を減少させるように装置の帯域幅
を連続的に変化させる。従って、フィルタは好ましいオ
ーディオ情報を少しでも失わないように常時極めて透過
的でなければならず、もしフィルタが高周波情報に顕著
な損失を生じさせるため、低信号レベルで閉じそして帯
域幅を減らすとすれば、そのようなオーディオ情報の損
失となる。
ダイナミック制御の低減フィルタを採用する大抵の既知
の装置では、制御信号はいずれの場合も本質的に類似の
方法で作られる。ダイナミック制御の低減フィルタに影
響のない低周波信号を除去するため入力信号は先ず高域
フィルタに掛けられる。従って、フィルタ制御回路は、
オーディオ帯域の中間及び高い周波数部分にのみ応答す
る。この帯域の制限された信号は、次にピーク検波又は
整流され、そしてダイナミック制御の低減フィルタを制
御するための本質的に直流信号を与えるために濾波され
る。制御信号を作るためのこの方法は、入力信号の振幅
に対して応答範囲が極度に制限されたものとなる。低い
信号レベルでフィルタが作動できるように、もし装置が
設定されると、通常の大きい振幅の入力信号は明らかに
フィルタをスペクトルの端の限度まで開かせ、従ってこ
れらの通常の高い振幅の信号では効果的な雑音低減はな
い。逆に、通常の高い振幅の信号が低減フィルタの所望
の効果的な応答を生じるように、もし装置が設定される
と、低信号レベルはフィルタを閉じたままにし、これに
よりオーディオ信号の高周波成分が減少しそして高周波
オーディオ情報の可聴部分の損失を生じる。
の装置では、制御信号はいずれの場合も本質的に類似の
方法で作られる。ダイナミック制御の低減フィルタに影
響のない低周波信号を除去するため入力信号は先ず高域
フィルタに掛けられる。従って、フィルタ制御回路は、
オーディオ帯域の中間及び高い周波数部分にのみ応答す
る。この帯域の制限された信号は、次にピーク検波又は
整流され、そしてダイナミック制御の低減フィルタを制
御するための本質的に直流信号を与えるために濾波され
る。制御信号を作るためのこの方法は、入力信号の振幅
に対して応答範囲が極度に制限されたものとなる。低い
信号レベルでフィルタが作動できるように、もし装置が
設定されると、通常の大きい振幅の入力信号は明らかに
フィルタをスペクトルの端の限度まで開かせ、従ってこ
れらの通常の高い振幅の信号では効果的な雑音低減はな
い。逆に、通常の高い振幅の信号が低減フィルタの所望
の効果的な応答を生じるように、もし装置が設定される
と、低信号レベルはフィルタを閉じたままにし、これに
よりオーディオ信号の高周波成分が減少しそして高周波
オーディオ情報の可聴部分の損失を生じる。
この問題は、本出願人の前の提案において信号を、それ
がダイナミックフィルタ制御回路に入る前に圧縮するこ
とにより解決された。この装置では２対１の圧縮比が用
いられてダイナミックレンジを半分に圧縮し、これによ
りダイナミックフィルタがその正常の入力レベルの範囲
の２倍にわたって作動するようにする。圧縮器（コンプ
レッサ）は、低信号レベルでの圧縮比を減らすためにミ
ストラッキング装置と関連して動作した。ミストラッキ
ング装置なしでは、高度の背景雑音をもつ信号が時には
圧縮されることになり、これにより雑音フロアの振幅が
十分な大きさになり、ダイナミック制御の低域フィルタ
は開に保持されそして所望の量の雑音低減を生じなくな
る。従って、この装置のしきい値制御は、低レベル伸長
回路における伸長のしきい値とダイナミック制御のフィ
ルタの低レベル感度の両方に影響する。
がダイナミックフィルタ制御回路に入る前に圧縮するこ
とにより解決された。この装置では２対１の圧縮比が用
いられてダイナミックレンジを半分に圧縮し、これによ
りダイナミックフィルタがその正常の入力レベルの範囲
の２倍にわたって作動するようにする。圧縮器（コンプ
レッサ）は、低信号レベルでの圧縮比を減らすためにミ
ストラッキング装置と関連して動作した。ミストラッキ
ング装置なしでは、高度の背景雑音をもつ信号が時には
圧縮されることになり、これにより雑音フロアの振幅が
十分な大きさになり、ダイナミック制御の低域フィルタ
は開に保持されそして所望の量の雑音低減を生じなくな
る。従って、この装置のしきい値制御は、低レベル伸長
回路における伸長のしきい値とダイナミック制御のフィ
ルタの低レベル感度の両方に影響する。
この装置は、従来装置の大部分の制約を克服している
が、それでもいくつかの問題点がある。
が、それでもいくつかの問題点がある。
第１に、低レベル伸長システムの動作において認められ
るどのようなポンピングをも避けるため、圧縮システム
の動作開始時及び開放時に対する応答特性を複合低レベ
ル伸長器の所望の応答に対して最適化しなければならな
かった。この応答特性は、ダイナミックフィルタ制御シ
ステムの作動に対して所望の応答ではなかったかもしれ
ない。
るどのようなポンピングをも避けるため、圧縮システム
の動作開始時及び開放時に対する応答特性を複合低レベ
ル伸長器の所望の応答に対して最適化しなければならな
かった。この応答特性は、ダイナミックフィルタ制御シ
ステムの作動に対して所望の応答ではなかったかもしれ
ない。
第２に、ダイナミック制御フィルタのダイナミックレン
ジにおいてさらに改善がなされたが、このシステムにお
いては圧縮比の増加が要求されており、圧縮器回路及び
伸長器回路は共同して動作するため設計が複雑となる。
さらに、このシステムの圧縮及び伸長比を変えるとダイ
ナミックレンジを改善できるが、このシステムの透過性
が犠牲となる。
ジにおいてさらに改善がなされたが、このシステムにお
いては圧縮比の増加が要求されており、圧縮器回路及び
伸長器回路は共同して動作するため設計が複雑となる。
さらに、このシステムの圧縮及び伸長比を変えるとダイ
ナミックレンジを改善できるが、このシステムの透過性
が犠牲となる。
第３に、このシステムは、混成回路技術及び大規模集積
回路またはLSIのような回路の小型化の実施にはそれ自
体容易ではない。
回路またはLSIのような回路の小型化の実施にはそれ自
体容易ではない。
本発明は、ダイナミック圧縮の代替として応答の制御さ
れた対数変換をもつ検波装置を組込んだ雑音低減装置を
提供することを目的とする。
れた対数変換をもつ検波装置を組込んだ雑音低減装置を
提供することを目的とする。
本発明の他の目的は、混成回路技術及びLSIでの実施が
容易で、かつ制御の種々のパラメータの調整を容易にす
ることである。さらに他の目的は、電圧制御フィルタと
検波装置との間の線型特性を与えることである。さらに
他の目的は、伸長のしきい値とダイナミックフィルタの
両方の正確な同時制御ができ、これにより種々の基準レ
ベルに対して容易に調節できるようにすることである。
容易で、かつ制御の種々のパラメータの調整を容易にす
ることである。さらに他の目的は、電圧制御フィルタと
検波装置との間の線型特性を与えることである。さらに
他の目的は、伸長のしきい値とダイナミックフィルタの
両方の正確な同時制御ができ、これにより種々の基準レ
ベルに対して容易に調節できるようにすることである。
本発明による対数制御をもったダイナミック濾波装置に
おいては、制御信号はダイナミック圧縮によって可能な
よりもさらに直線的方法で入力レベルと振幅の変化に応
答して作られる。この制御信号は、電圧制御低域フィル
タの制御ポートに印加され、この低減フィルタもまた周
波数のデカード当たりのボルトにおいて本質的に線型制
御を組込んでいる。ブリージングの好ましくない副作用
を避けるためアタック応答はプログラムにより定めてい
る。
おいては、制御信号はダイナミック圧縮によって可能な
よりもさらに直線的方法で入力レベルと振幅の変化に応
答して作られる。この制御信号は、電圧制御低域フィル
タの制御ポートに印加され、この低減フィルタもまた周
波数のデカード当たりのボルトにおいて本質的に線型制
御を組込んでいる。ブリージングの好ましくない副作用
を避けるためアタック応答はプログラムにより定めてい
る。
第１図に示すように、例えば入力信号はEinは電圧制御
フィルタ90で濾波することが望ましい。このために可変
のフィルタ制御信号Eoutが入力信号Einから取出され
る。入力信号Einはシングルポールのオクターブ当たり6
dbの高域フィルタ回路10に供給される。
フィルタ90で濾波することが望ましい。このために可変
のフィルタ制御信号Eoutが入力信号Einから取出され
る。入力信号Einはシングルポールのオクターブ当たり6
dbの高域フィルタ回路10に供給される。
第１のフィルタ回路10の出力は第２のシングルポールの
オクターブ当たり6dbの高域フィルタ回路20に印加され
る。２つの組合わされたフィルタの合成出力応答はオク
ターブ当たり12dbの周波数応答曲線となる。この濾波さ
れた信号は、次に対数変換回路30に印加され、濾波され
た信号の対数圧縮が本質的に行われる。
オクターブ当たり6dbの高域フィルタ回路20に印加され
る。２つの組合わされたフィルタの合成出力応答はオク
ターブ当たり12dbの周波数応答曲線となる。この濾波さ
れた信号は、次に対数変換回路30に印加され、濾波され
た信号の対数圧縮が本質的に行われる。
対数変換回路30の出力は絶対値回路40において全波整流
され、この絶対値回路40は濾波装置の低レベル感度の調
節ができるように外部制御が行われる。
され、この絶対値回路40は濾波装置の低レベル感度の調
節ができるように外部制御が行われる。
絶対値回路40は、濾波され２乗対数変換された入力信号
の全波整流出力を出すように動作する。絶対値回路40の
出力信号は処理回路50によりピーク検波され濾波されて
緩衝回路60に送られ、次に非線型反転増幅回路70に印加
される。
の全波整流出力を出すように動作する。絶対値回路40の
出力信号は処理回路50によりピーク検波され濾波されて
緩衝回路60に送られ、次に非線型反転増幅回路70に印加
される。
増幅回路70は電圧制御フィルタが動作状態となるしきい
値点を与えるように動作する。反転増幅回路70の出力は
次に反転振幅制限回路80に印加され、後者は電圧制御フ
ィルタ90に対して動作の上部高周波限界を効果的に設定
し、また電圧制御フィルタ90の休止低周波−30db点のた
めに外部調節ができるようになっている。制限回路80か
らの出力Eoutは、電圧制御フィルタ90へ印加される直流
制御信号であり、その可変フィルタ回路から所望の応答
を作るようにする。
値点を与えるように動作する。反転増幅回路70の出力は
次に反転振幅制限回路80に印加され、後者は電圧制御フ
ィルタ90に対して動作の上部高周波限界を効果的に設定
し、また電圧制御フィルタ90の休止低周波−30db点のた
めに外部調節ができるようになっている。制限回路80か
らの出力Eoutは、電圧制御フィルタ90へ印加される直流
制御信号であり、その可変フィルタ回路から所望の応答
を作るようにする。
第２図に移ると、ダイナミック濾波装置の制御信号の発
生がさらに理解できる。入力信号Einは、高域フィルタ
回路10の入力の所の検波回路に印加される。入力信号Ei
nを受けるように接続されたコンデンサ11は、その他方
の端がトランジスタ12のベースに、また抵抗13に接続さ
れ、抵抗13はアースに接続される。コンデンサ11と抵抗
13は、シングルポールのオクターブ当たり6dbの高域フ
ィルタを形成する。トランジスタ12のコレクタは正の電
圧源に接続され、またそのエミッタは抵抗21を経て負の
電圧源に接続される。トランジスタ12は、濾波された信
号を第２の高域フィルタ回路20へ駆動するためのインピ
ーダンス緩衝器として作用する。トランジスタ12のエミ
ッタはコンデンサ22に接続され、後者は直列に接続され
た抵抗23と共に第２段のオクターブ当たり6dbの高域フ
ィルタを形成する。
生がさらに理解できる。入力信号Einは、高域フィルタ
回路10の入力の所の検波回路に印加される。入力信号Ei
nを受けるように接続されたコンデンサ11は、その他方
の端がトランジスタ12のベースに、また抵抗13に接続さ
れ、抵抗13はアースに接続される。コンデンサ11と抵抗
13は、シングルポールのオクターブ当たり6dbの高域フ
ィルタを形成する。トランジスタ12のコレクタは正の電
圧源に接続され、またそのエミッタは抵抗21を経て負の
電圧源に接続される。トランジスタ12は、濾波された信
号を第２の高域フィルタ回路20へ駆動するためのインピ
ーダンス緩衝器として作用する。トランジスタ12のエミ
ッタはコンデンサ22に接続され、後者は直列に接続され
た抵抗23と共に第２段のオクターブ当たり6dbの高域フ
ィルタを形成する。
抵抗23の出力端は増幅器31の加算点の所で、対数変換回
路30の入力端に接続され、加算点は見掛け上のアースと
して現れている。従って、抵抗23は第２の高域フィルタ
回路20の一部として動作し、また対数変換回路30におけ
る電流変換抵抗32に対する入力電圧として動作する。
路30の入力端に接続され、加算点は見掛け上のアースと
して現れている。従って、抵抗23は第２の高域フィルタ
回路20の一部として動作し、また対数変換回路30におけ
る電流変換抵抗32に対する入力電圧として動作する。
対数変換回路30において、濾波された信号IFは、増幅器
31に印加され、増幅器31は、入力電流の対数の２倍と等
価の出力ELCを作る両極性対数変換器を形成する。増幅
器31の帰還ループの抵抗32は、その一端が増幅器31の出
力に接続されそして他端は増幅器31の反転入力に接続さ
れる。増幅器31の非反転入力はアースに接続される。抵
抗32は、低信号レベルにおいて自然対数からの偏移を生
じさせ、そして低信号レベルにおいて制御回路の感度を
減少するように働く。
31に印加され、増幅器31は、入力電流の対数の２倍と等
価の出力ELCを作る両極性対数変換器を形成する。増幅
器31の帰還ループの抵抗32は、その一端が増幅器31の出
力に接続されそして他端は増幅器31の反転入力に接続さ
れる。増幅器31の非反転入力はアースに接続される。抵
抗32は、低信号レベルにおいて自然対数からの偏移を生
じさせ、そして低信号レベルにおいて制御回路の感度を
減少するように働く。
対数変換回路30は、高利得変換増幅器31と一対の反対方
向に導通する帰還路を含む。２つのトランジスタ33,34
は増幅器31の回りの正の導通路を形成し、他の２つのト
ランジスタ35,36は増幅器31の回りの負の導通路を構成
する。トランジスタ33,35のコレクタは一緒に接続され
て増幅器31の反転入力に接続される。トランジスタ33,3
5のベースはアースに接続される。
向に導通する帰還路を含む。２つのトランジスタ33,34
は増幅器31の回りの正の導通路を形成し、他の２つのト
ランジスタ35,36は増幅器31の回りの負の導通路を構成
する。トランジスタ33,35のコレクタは一緒に接続され
て増幅器31の反転入力に接続される。トランジスタ33,3
5のベースはアースに接続される。
第２のトランジスタ34,36はダイオード接続されたトラ
ンジスタで、それらのベースとコレクタは一緒に接続さ
れ、そしてこれらのトランジスタはそれぞれ第１のトラ
ンジスタ33及び35と直列に接続される。第２のトランジ
スタ34,36のエミッタは一緒に接続されて増幅器31の出
力に接続される。
ンジスタで、それらのベースとコレクタは一緒に接続さ
れ、そしてこれらのトランジスタはそれぞれ第１のトラ
ンジスタ33及び35と直列に接続される。第２のトランジ
スタ34,36のエミッタは一緒に接続されて増幅器31の出
力に接続される。
シリコントランジスタのベース−エミッタ電圧VBEはコ
レクタ電流と対数関係にあることは一般に知られた事実
である。従って、増幅器31の回りの２つの帰還路の各々
に２つの半導体接合をもつことにより、出力ELは濾波さ
れた信号の対数の２倍に正比例することになる。
レクタ電流と対数関係にあることは一般に知られた事実
である。従って、増幅器31の回りの２つの帰還路の各々
に２つの半導体接合をもつことにより、出力ELは濾波さ
れた信号の対数の２倍に正比例することになる。
この対数変換された信号ELCは、次に絶対値回路又は全
波整流回路40に印加される。この回路において増幅器42
は、半波反転整流器として動作し、対数変換された信号
ELCの反転された半波の複製を作る。ダイオード43は、
そのカソードが増幅器42の出力に接続され、そしてその
アノードは直列に接続された抵抗44と45の間に接続され
る。抵抗45の他方の端は増幅器42の加算点に接続され
る。別のダイオード46は増幅器42の帰還ループの中に接
続され、そのカソードは増幅器42の加算点に接続され
る。抵抗41は両極性変換回路30の出力ELCと増幅器42の
加算点との間に接続されている。抵抗41と45はその値が
等しいように選択されている。変換回路30の出力に正の
信号があると増幅器42の出力は負であり、従って抵抗45
を通る負帰還ループを閉じる。抵抗44と45及びダイオー
ド43のアノードとの接続点に半波整流信号EHWが生じ
る。
波整流回路40に印加される。この回路において増幅器42
は、半波反転整流器として動作し、対数変換された信号
ELCの反転された半波の複製を作る。ダイオード43は、
そのカソードが増幅器42の出力に接続され、そしてその
アノードは直列に接続された抵抗44と45の間に接続され
る。抵抗45の他方の端は増幅器42の加算点に接続され
る。別のダイオード46は増幅器42の帰還ループの中に接
続され、そのカソードは増幅器42の加算点に接続され
る。抵抗41は両極性変換回路30の出力ELCと増幅器42の
加算点との間に接続されている。抵抗41と45はその値が
等しいように選択されている。変換回路30の出力に正の
信号があると増幅器42の出力は負であり、従って抵抗45
を通る負帰還ループを閉じる。抵抗44と45及びダイオー
ド43のアノードとの接続点に半波整流信号EHWが生じ
る。
抵抗47は対数変換回路30と増幅器48との反転入力との間
に接続される。増幅器48は反転加算増幅器で、その出力
とその反転入力との間の帰還ループ中に接続される。増
幅器48と増幅器42の両方は、それらの非反転入力が接地
される。抵抗47と49は、抵抗41と45にその値が等しいよ
うに選定される。抵抗44はその値が抵抗49の半分に選定
される。その結果生じる増幅器48の出力は、全波整流さ
れた信号EAVである。
に接続される。増幅器48は反転加算増幅器で、その出力
とその反転入力との間の帰還ループ中に接続される。増
幅器48と増幅器42の両方は、それらの非反転入力が接地
される。抵抗47と49は、抵抗41と45にその値が等しいよ
うに選定される。抵抗44はその値が抵抗49の半分に選定
される。その結果生じる増幅器48の出力は、全波整流さ
れた信号EAVである。
感度調節信号は、増幅器48の非反転入力に印加すること
ができ、これにより直流出力オフセットが生じる。その
調節によりダイナミックフィルタの感度は可変抵抗39の
調節により制御され、この抵抗39の両端には正及び負の
電圧が掛かっている。抵抗38は増幅器48の反転入力と可
変抵抗39のワイパの間に接続される。
ができ、これにより直流出力オフセットが生じる。その
調節によりダイナミックフィルタの感度は可変抵抗39の
調節により制御され、この抵抗39の両端には正及び負の
電圧が掛かっている。抵抗38は増幅器48の反転入力と可
変抵抗39のワイパの間に接続される。
可変抵抗39の調節は、外部制御信号を対数変換された信
号に加算する効果をもつことが理解される。増幅器48の
出力EAVCは次にピーク検波され濾波される。整流ダイオ
ード51は、そのアノードが絶対値回路40の出力EAVCに接
続され、そのカソードが並列接続のコンデンサ53と抵抗
52に接続され、コンデンサと抵抗52のそれぞれの他方の
端は負の電圧源に接続される。コンデンサ53は増幅器48
の出力のピーク電圧に等しい直流電圧を蓄積する。抵抗
52は、この回路の解放時間を設定する。
号に加算する効果をもつことが理解される。増幅器48の
出力EAVCは次にピーク検波され濾波される。整流ダイオ
ード51は、そのアノードが絶対値回路40の出力EAVCに接
続され、そのカソードが並列接続のコンデンサ53と抵抗
52に接続され、コンデンサと抵抗52のそれぞれの他方の
端は負の電圧源に接続される。コンデンサ53は増幅器48
の出力のピーク電圧に等しい直流電圧を蓄積する。抵抗
52は、この回路の解放時間を設定する。
ピーク検波回路50の出力EPDに生じる直流電圧は緩衝増
幅器61の非反転入力に印加される。増幅器61の出力は、
その反転入力に接続され電圧ホロワを形成する。増幅器
61の出力は対数変換回路30での濾波された信号IFのRMS
値の対数に相当する出力信号EBを発生し、これは入力信
号のデジベル当たりのボルトで計られ、そして可変抵抗
39により直流オフセットされたものである。この出力EB
は、増幅器31の帰還路中の抵抗32の効果により低信号レ
ベルにおいて濾波された信号IFの真のRMS値から偏移し
ている。入力信号レベルが増大すると増幅器61の出力EB
での直流レベルは正に増加する。
幅器61の非反転入力に印加される。増幅器61の出力は、
その反転入力に接続され電圧ホロワを形成する。増幅器
61の出力は対数変換回路30での濾波された信号IFのRMS
値の対数に相当する出力信号EBを発生し、これは入力信
号のデジベル当たりのボルトで計られ、そして可変抵抗
39により直流オフセットされたものである。この出力EB
は、増幅器31の帰還路中の抵抗32の効果により低信号レ
ベルにおいて濾波された信号IFの真のRMS値から偏移し
ている。入力信号レベルが増大すると増幅器61の出力EB
での直流レベルは正に増加する。
この緩衝回路60の出力EBは、次に非線型反転増幅器回路
70の入力に印加される。この回路70は、ダイナミックフ
ィルタ90が動作するしきい値点を設定する。ダイオード
71のアノードは増幅器61の出力EBに接続され、そのカソ
ードは抵抗72を経て増幅器73の反転入力に直列に接続さ
れる。抵抗74は増幅器73の帰還路中に接続され、また非
反転入力は接地される。
70の入力に印加される。この回路70は、ダイナミックフ
ィルタ90が動作するしきい値点を設定する。ダイオード
71のアノードは増幅器61の出力EBに接続され、そのカソ
ードは抵抗72を経て増幅器73の反転入力に直列に接続さ
れる。抵抗74は増幅器73の帰還路中に接続され、また非
反転入力は接地される。
増幅器48の出力オフセットは、例えば−40dbVの高周波
入力レベルが緩衝増幅器61の出力EBで0VDCを生じるよう
に調節することもできる。従って、このレベルより低い
信号レベルは増幅器73で出力ETHRを生じないが、そのわ
けは、増幅器61の直流出力EBは反転増幅器73（これは接
地電位にある）の加算点に対して負であり、そしてダイ
オード71が逆にバイアスされるからである。増幅器73の
直流出力ETHRは接地又は0VDCのままである。−40dbVよ
り高い入力に存在する高周波信号は増幅器61の出力で正
の直流電圧を生じる。従って、ダイオード71は順方向導
通となり、そして増幅器73は反転増幅器であるので、直
流出力ETHR電圧は負となる。
入力レベルが緩衝増幅器61の出力EBで0VDCを生じるよう
に調節することもできる。従って、このレベルより低い
信号レベルは増幅器73で出力ETHRを生じないが、そのわ
けは、増幅器61の直流出力EBは反転増幅器73（これは接
地電位にある）の加算点に対して負であり、そしてダイ
オード71が逆にバイアスされるからである。増幅器73の
直流出力ETHRは接地又は0VDCのままである。−40dbVよ
り高い入力に存在する高周波信号は増幅器61の出力で正
の直流電圧を生じる。従って、ダイオード71は順方向導
通となり、そして増幅器73は反転増幅器であるので、直
流出力ETHR電圧は負となる。
検波装置は、線型のデシベル当たりボルトに基づいて動
作するので、可変抵抗39はダイナミックフィルタ感度の
極めて、線型の調節を可能にすることは明らかである。
反転増幅回路70の動作が理解されると、この制御は種々
の基準レベルに対して本装置の調節を容易にすることが
分かる。
作するので、可変抵抗39はダイナミックフィルタ感度の
極めて、線型の調節を可能にすることは明らかである。
反転増幅回路70の動作が理解されると、この制御は種々
の基準レベルに対して本装置の調節を容易にすることが
分かる。
反転増幅回路70の出力ETHRは抵抗81を経て反転振幅制限
回路80に印加される。抵抗81の他方の端は増幅器82の反
転入力に接続される。その非反転入力は接地される。抵
抗83とダイオード84は、増幅器82の帰還路中に並列に接
続される。ダイオード84のアノード及び抵抗83の一端は
増幅器82の出力に接続される。
回路80に印加される。抵抗81の他方の端は増幅器82の反
転入力に接続される。その非反転入力は接地される。抵
抗83とダイオード84は、増幅器82の帰還路中に並列に接
続される。ダイオード84のアノード及び抵抗83の一端は
増幅器82の出力に接続される。
ダイオード84のカソード及び抵抗83の他端は増幅器82の
反転入力に接続される。増幅器82は、増幅器73の出力で
の直流信号を反転し、ダイオード84を用いて電圧制御フ
ィルタ90の上部−3db点を設定し、そして電圧制御フィ
ルタ90の低周波休止−3db点の調節ができるようにし、
これにより電圧制御フィルタ90の動作の帯域幅の制御を
可能にする。可変抵抗85が正電圧源とアースの間に接続
される。可変抵抗85のワイパは抵抗86を経て増幅器82の
反転入力に接続され、そして増幅器82の負の出力オフセ
ットを調節し、これにより中程度又は高周波成分が入力
信号に存在しないときフィルタ90の低周波−3db点を調
節する。ある設計では、可変抵抗85は除外することもで
き、そして抵抗86の値を所望の出力オフセット電圧が生
じるように選定する。フィルタ制御回路のアタック応答
は、作動装置の所望の全般的な応答が生じるようなプロ
グラムに依存している。即ち、突然の高周波又は高レベ
ルの過渡状態は、周波数及び（又は）振幅における僅か
な増加のときよりも遥かに早い動作開始時間（アタック
タイム）を生じる。このことは好ましくない副作用又は
ブリージングを減少させることは理解できる。
反転入力に接続される。増幅器82は、増幅器73の出力で
の直流信号を反転し、ダイオード84を用いて電圧制御フ
ィルタ90の上部−3db点を設定し、そして電圧制御フィ
ルタ90の低周波休止−3db点の調節ができるようにし、
これにより電圧制御フィルタ90の動作の帯域幅の制御を
可能にする。可変抵抗85が正電圧源とアースの間に接続
される。可変抵抗85のワイパは抵抗86を経て増幅器82の
反転入力に接続され、そして増幅器82の負の出力オフセ
ットを調節し、これにより中程度又は高周波成分が入力
信号に存在しないときフィルタ90の低周波−3db点を調
節する。ある設計では、可変抵抗85は除外することもで
き、そして抵抗86の値を所望の出力オフセット電圧が生
じるように選定する。フィルタ制御回路のアタック応答
は、作動装置の所望の全般的な応答が生じるようなプロ
グラムに依存している。即ち、突然の高周波又は高レベ
ルの過渡状態は、周波数及び（又は）振幅における僅か
な増加のときよりも遥かに早い動作開始時間（アタック
タイム）を生じる。このことは好ましくない副作用又は
ブリージングを減少させることは理解できる。
高周波雑音成分を覆うための高周波オーディオ情報が存
在しないときは、小さなレベルのサージが、もしフィル
タの帯域を大きく拡げることが許されるならは（従来の
システムにおけるように）、この高周波雑音を可聴に
し、そしてこれによりブリージング効果が生じる。制御
回路の復旧応答（リリーズレスポンス）は、単位時間当
たりのボルトにおいて一定であり、そしてピーク検波回
路50におけるコンデンサ53と抵抗52の値により決定され
る。
在しないときは、小さなレベルのサージが、もしフィル
タの帯域を大きく拡げることが許されるならは（従来の
システムにおけるように）、この高周波雑音を可聴に
し、そしてこれによりブリージング効果が生じる。制御
回路の復旧応答（リリーズレスポンス）は、単位時間当
たりのボルトにおいて一定であり、そしてピーク検波回
路50におけるコンデンサ53と抵抗52の値により決定され
る。
反転振幅制限回路80から得られる出力EOUTは、電圧制御
フィルタ90の制御ポートに印加される直流制御信号であ
る。フィルタ制御回路の応答特性は、透過性のよい動作
の要件を満足する所望の応答に最適化できることが理解
される。
フィルタ90の制御ポートに印加される直流制御信号であ
る。フィルタ制御回路の応答特性は、透過性のよい動作
の要件を満足する所望の応答に最適化できることが理解
される。
第３図を参照すると、上述の実施例の原理が、フィルタ
制御回路網110〜180により可変的に制御される可変高域
フィルタ190に逆関係に適用できることに注目すべきで
ある。なお、フィルタ制御回路網110〜180では、類似の
回路動作を示すために類似の参照記号が用いられてい
る。
制御回路網110〜180により可変的に制御される可変高域
フィルタ190に逆関係に適用できることに注目すべきで
ある。なお、フィルタ制御回路網110〜180では、類似の
回路動作を示すために類似の参照記号が用いられてい
る。
ここに開示された装置において、いくつかの異なった電
圧制御フィルタ回路が良好な結果を収めて動作すること
ができるが、電圧制御フィルタ回路90がいくつかの理由
により優秀な結果を生じる。示された電圧制御フィルタ
VCFの中心は、対数制御をもつ高品質電圧制御増幅器VCA
で線型のデジベル当たりボルト又はデシ−線型応答を生
じる。この特性をもつVCAは一般に知られている。示さ
れているフィルタ90（第２図）は状態の可変なフィルタ
の変形で増幅器92及び増幅器99からそれぞれ高域出力と
低域出力の両方を出す。加算増幅器92は入力信号を積分
器99の低域フィルタ出力と比較する。その差は増幅器92
での高域出力である。この出力は第３図に示す装置にお
いて電圧制御高域フィルタを実現するのに使用できる。
圧制御フィルタ回路が良好な結果を収めて動作すること
ができるが、電圧制御フィルタ回路90がいくつかの理由
により優秀な結果を生じる。示された電圧制御フィルタ
VCFの中心は、対数制御をもつ高品質電圧制御増幅器VCA
で線型のデジベル当たりボルト又はデシ−線型応答を生
じる。この特性をもつVCAは一般に知られている。示さ
れているフィルタ90（第２図）は状態の可変なフィルタ
の変形で増幅器92及び増幅器99からそれぞれ高域出力と
低域出力の両方を出す。加算増幅器92は入力信号を積分
器99の低域フィルタ出力と比較する。その差は増幅器92
での高域出力である。この出力は第３図に示す装置にお
いて電圧制御高域フィルタを実現するのに使用できる。
電圧制御フィルタ90への直流阻止コンデンサ100を経て
抵抗91に印加され、後者は増幅器92の反転入力に接続さ
れる。増幅器92の非反転入力は接地される。抵抗95及び
コンデンサ94は増幅器92の帰還回路中に接続される。増
幅器92の出力は、電圧−電流変換抵抗である抵抗93に接
続され、そしてさらにVCA段97に接続される。このVCA段
97は現在入手できるどのような高品質のVCAでもよい。V
CA97の電流出力は電圧−電流変換の積分器99に接続さ
れ、後者はその帰還ループ中にコンデンサ98をもってい
る。積分器99の出力は抵抗96により増幅器92の非反転入
力へ戻る。動作において、VCAは抵抗93の見掛けの値を
変えるために用いられ、これによりフィルタ出力の−3d
b周波数が変化する。フィルタはこのように構成されて
いるので、VCAの制御ポートで0VDCより高く増加すると
フィルタ出力へ−3db周波数を増加させ、そして0VDCよ
り低く電圧を減少するとフィルタ出力の−3db点に減少
が生じる。示された電圧制御フィルタ90は線型制御関数
を作る。即ち、もしVCAがボルト当たり20dbの利得制御
定数をもっているとすると、制御電圧における１ボルト
の変化はフィルタの−3db点を周波数で１デカードだけ
シフトさせるであろう。フィルタのこの線型のデカード
当たりボルトの応答は検波回路の線型のデシベル当たり
ボルト特性及び検波回路の線型の単位時間当たりボルト
の復旧率（リリーズレート）と組合わされて、この装置
の可聴の透過性を改善している。
抵抗91に印加され、後者は増幅器92の反転入力に接続さ
れる。増幅器92の非反転入力は接地される。抵抗95及び
コンデンサ94は増幅器92の帰還回路中に接続される。増
幅器92の出力は、電圧−電流変換抵抗である抵抗93に接
続され、そしてさらにVCA段97に接続される。このVCA段
97は現在入手できるどのような高品質のVCAでもよい。V
CA97の電流出力は電圧−電流変換の積分器99に接続さ
れ、後者はその帰還ループ中にコンデンサ98をもってい
る。積分器99の出力は抵抗96により増幅器92の非反転入
力へ戻る。動作において、VCAは抵抗93の見掛けの値を
変えるために用いられ、これによりフィルタ出力の−3d
b周波数が変化する。フィルタはこのように構成されて
いるので、VCAの制御ポートで0VDCより高く増加すると
フィルタ出力へ−3db周波数を増加させ、そして0VDCよ
り低く電圧を減少するとフィルタ出力の−3db点に減少
が生じる。示された電圧制御フィルタ90は線型制御関数
を作る。即ち、もしVCAがボルト当たり20dbの利得制御
定数をもっているとすると、制御電圧における１ボルト
の変化はフィルタの−3db点を周波数で１デカードだけ
シフトさせるであろう。フィルタのこの線型のデカード
当たりボルトの応答は検波回路の線型のデシベル当たり
ボルト特性及び検波回路の線型の単位時間当たりボルト
の復旧率（リリーズレート）と組合わされて、この装置
の可聴の透過性を改善している。
第４図には、ダイナミック濾波と低レベル伸長の両方を
組込んだ雑音低減装置が示され、ここではブロック形式
の回路は既に説明したもの類似しており、同様な回路動
作を示すための同様な参照記号が用いられる。第４図の
回路において、伸長回路のポンピングは実質上存在しな
いが、それはVCA制御回路は電圧制御検波回路と類似の
プログラム依存のアタック応答を生じるという事実によ
るものである。両方の回路がこの線型制御特性を生じる
という事実に起因して、下方向の伸長のしきい値点及び
フィルタの感度の両方を同時に調節するため単一のしき
い値制御を用いることができ、これにより設計が簡単に
なり、また種々の制御パラメータの調節が容易になる。
またここに開示した設計は、混成及びLSI技術の適用に
対して遥かに容易になっていることが分かる。
組込んだ雑音低減装置が示され、ここではブロック形式
の回路は既に説明したもの類似しており、同様な回路動
作を示すための同様な参照記号が用いられる。第４図の
回路において、伸長回路のポンピングは実質上存在しな
いが、それはVCA制御回路は電圧制御検波回路と類似の
プログラム依存のアタック応答を生じるという事実によ
るものである。両方の回路がこの線型制御特性を生じる
という事実に起因して、下方向の伸長のしきい値点及び
フィルタの感度の両方を同時に調節するため単一のしき
い値制御を用いることができ、これにより設計が簡単に
なり、また種々の制御パラメータの調節が容易になる。
またここに開示した設計は、混成及びLSI技術の適用に
対して遥かに容易になっていることが分かる。
当業者にとって、ここに記載された本発明の中で、この
発明の範囲から逸脱することなく多くの変形を選択しま
た改修を行うことができることは明らかである。この記
載に含まれ又は図面に示した總ての事項は例示であり本
発明の範囲を制限するものではない。従って、本発明の
範囲には、明細書又は図面から白明な總てのこのような
変形及び改修が含まれる。
発明の範囲から逸脱することなく多くの変形を選択しま
た改修を行うことができることは明らかである。この記
載に含まれ又は図面に示した總ての事項は例示であり本
発明の範囲を制限するものではない。従って、本発明の
範囲には、明細書又は図面から白明な總てのこのような
変形及び改修が含まれる。
第１図は、ダイナミック制御低域濾波及び応答制御対数
変換を用いる本発明の実施例のブロック図、第２図は、
第１図にブロック図で示した本発明の実施例の回路図、
第３図は、ダイナミック制御低域及び高域濾波ならびに
応答制御対数変換を用いた本発明の実施例のブロック
図、第４図は、応答制御対数変換と共にダイナミック濾
波及び低レベル伸長を用いた本発明の実施例のブロック
図である。 図において、10……フィルタ、20……フィルタ、30……
対数変換回路、40……絶対値回路、50……ピーク検波回
路、60……緩衝回路、70……反転増幅回路、80……振幅
制限回路、90……電圧制御フィルタ。
変換を用いる本発明の実施例のブロック図、第２図は、
第１図にブロック図で示した本発明の実施例の回路図、
第３図は、ダイナミック制御低域及び高域濾波ならびに
応答制御対数変換を用いた本発明の実施例のブロック
図、第４図は、応答制御対数変換と共にダイナミック濾
波及び低レベル伸長を用いた本発明の実施例のブロック
図である。 図において、10……フィルタ、20……フィルタ、30……
対数変換回路、40……絶対値回路、50……ピーク検波回
路、60……緩衝回路、70……反転増幅回路、80……振幅
制限回路、90……電圧制御フィルタ。
Claims (7)
- 【請求項１】入力信号を低周波数の予め選択された範囲
にわたって減衰させ、上記減衰された信号をその対数に
比例して圧縮し上記圧縮された信号を絶対値信号へ変換
し、可変的に制御できるレベルの基準信号を発生し、上
記絶対値信号を上記基準信号と加算して組合わせ、上記
組合わされた信号から、ピーク検波して直流信号を取出
し、そして上記取出された信号のレベルが予め選択され
たレベルより低いとき上記取出された信号を阻止するこ
とからなる入力オーディオ周波数信号から直流制御信号
を取出す方法。 - 【請求項２】特許請求の範囲第１項の方法であって、上
記取出された信号のレベルが予め選択された信号レベル
を超えるとき上記取出された信号を阻止することをさら
に含む入力オーディオ周波数信号から直流制御信号を取
出す方法。 - 【請求項３】入力信号が予め選択された周波数範囲内に
あるとき、上記入力信号のレベルを下げるために濾波す
る装置と、 上記濾波された信号をその対数に比例して圧縮する装置
と、 上記圧縮された信号からその絶対値に比例する信号を取
出す装置と、 レベルを可変的に選択できる基準信号を発生する装置
と、 レベルを可変的に選択できる上記基準信号を上記絶対値
信号と加算して組合わせる装置と、 上記組合わされた信号から直流信号を取出す装置と、 上記取出された直流信号のレベルが予め選択された信号
レベルを超えるとき上記直流信号を通過させ、またその
レベルが上記予め選択された信号レベルより低いとき上
記直流信号を阻止する装置と、 からなる入力オーディオ周波数信号から直流制御信号を
取出す装置。 - 【請求項４】特許請求の範囲第３項の装置であって、上
記通過した信号のレベルが第２の予め選択された信号レ
ベルより低いときに上記通過した信号を通過させ、また
そのレベルが上記第２の予め選択されたレベルを超える
とき上記通過した信号を阻止する装置をさらに含む入力
オーディオ周波数信号から直流信号を取出す装置。 - 【請求項５】特許請求の範囲第３項の装置であって、上
記入力信号が予め選択された周波数範囲内にあるとき上
記入力信号のレベルを低くするため上記入力信号を濾波
する第２の装置と、 上記第２の濾波された信号をその対数に対して比例して
圧縮する装置と、 上記第２の圧縮された信号からその絶対値に比例する信
号を取出す装置と、 レベルが可変的に選択できる第２の基準信号を発生する
装置と、 レベルが可変的に選択できる上記第２の基準信号を上記
第２の絶対値信号と加算して組合わせる装置と、 上記第２の組合わされた信号から第２の直流信号を取出
す装置と、 上記第２の取出された直流信号のレベルが所定の信号レ
ベルを超えるとき上記第２の取出された直流信号を通過
させ、またそのレベルが上記所定の信号レベルより低い
ときそれを阻止する装置とをさらに含み、 上記第１の基準信号を発生する装置及び上記第２の基準
信号を発生する装置はそれぞれの基準信号レベルを同時
に変えるための共通の装置をもつ入力オーディオ周波数
信号から直流制御信号を取出す装置。 - 【請求項６】特許請求の範囲第３項の装置であって、第
２の圧縮信号を得るために上記入力信号をその対数に対
して比例して圧縮する装置と、 上記第２の圧縮された信号からその絶対値に比例する信
号を取出す装置と、 レベルが可変的に選択できる第２の基準信号を発生する
装置と、 レベルが可変的に選択できる上記第２の基準信号を上記
第２の絶対値信号と加算して組合わせる装置と、 上記第２の組合わされた信号から第２の直流信号を取出
す装置と、 上記第２の取出された直流信号のレベルが所定の信号レ
ベルを超えるときそれを通過させ、またそのレベルが上
記所定の信号レベルより低いときそれを阻止する装置と
をさらに含み、 上記第１の基準信号を発生する装置及び上記第２の基準
信号を発生する装置は、それぞれの基準信号レベルを同
時に変えるための共通の装置をもつ入力オーディオ周波
数信号から直流制御信号を取出す装置。 - 【請求項７】入力信号を低周波数の予め選択された範囲
にわたってオクターブ当たり1dbの割合で減衰させる装
置と、 上記減衰された信号をその対数の２倍に本質的に等しい
レベルへ圧縮する装置と、 上記対数的に圧縮された信号の絶対値にほぼ等しいレベ
ルの信号を発生する装置と、 可変的に選択できるレベルの基準信号を発生する装置
と、 上記絶対値信号を上記基準信号と加算して組合わせる装
置と、 上記組合わされた信号から直流信号を取出す装置と、 上記取出された直流信号のレベルが第１の予め選択され
たレベルを超えるとき上記取出された直流信号を反転さ
せそして通過させ、またそのレベルが上記第１の予め選
択されたレベルより低いとき上記取出された信号を阻止
する装置と、 上記反転され通過した信号のレベルが第２の予め選択さ
れた信号レベルより低いときに、上記反転され通過した
信号を反転しそして通過させ、またそのレベルが上記第
２の予め選択された信号レベルを超えるときは上記反転
され通過した信号を阻止する装置と、 からなるダイナミックフィルタへの入力信号からダイナ
ミックフィルタを制御する信号を取出す装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US912525 | 1986-09-29 | ||
| US06/912,525 US4696044A (en) | 1986-09-29 | 1986-09-29 | Dynamic noise reduction with logarithmic control |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
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