JPH0792205A - 電源電圧検知装置 - Google Patents
電源電圧検知装置Info
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- JPH0792205A JPH0792205A JP5240192A JP24019293A JPH0792205A JP H0792205 A JPH0792205 A JP H0792205A JP 5240192 A JP5240192 A JP 5240192A JP 24019293 A JP24019293 A JP 24019293A JP H0792205 A JPH0792205 A JP H0792205A
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims abstract description 23
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 claims 1
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 abstract description 24
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 abstract description 9
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 15
- 235000010724 Wisteria floribunda Nutrition 0.000 description 1
- 230000004888 barrier function Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
- 230000000087 stabilizing effect Effects 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
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Abstract
(57)【要約】
【目的】電源と電子装置の間に挿入されたスイッチ手段
を電源電圧の検知結果により制御する場合において、電
圧検出手段を直流電源と並列に接続しても電源電圧の検
知信号を電子装置に良好に伝達できるようにする。 【構成】電源Ｅと、この電源Ｅから電力を供給される電
子装置３と、電源Ｅと電子装置３の間の少なくとも一線
に挿入され、電子装置３の動作中には少なくとも導通し
ているスイッチ手段ＳＷと、電源Ｅの両端間に接続され
た電圧検知手段ＶＤとを備え、この電圧検知手段ＶＤの
検知結果を電子装置３に伝達して電子装置３の動作を制
御する装置において、電圧検知手段ＶＤによる検出出力
を電流信号に変換する手段ＶＣと、変換された電流信号
を再度電圧信号に変換する手段ＣＶを信号伝達手段とし
て有する。
を電源電圧の検知結果により制御する場合において、電
圧検出手段を直流電源と並列に接続しても電源電圧の検
知信号を電子装置に良好に伝達できるようにする。 【構成】電源Ｅと、この電源Ｅから電力を供給される電
子装置３と、電源Ｅと電子装置３の間の少なくとも一線
に挿入され、電子装置３の動作中には少なくとも導通し
ているスイッチ手段ＳＷと、電源Ｅの両端間に接続され
た電圧検知手段ＶＤとを備え、この電圧検知手段ＶＤの
検知結果を電子装置３に伝達して電子装置３の動作を制
御する装置において、電圧検知手段ＶＤによる検出出力
を電流信号に変換する手段ＶＣと、変換された電流信号
を再度電圧信号に変換する手段ＣＶを信号伝達手段とし
て有する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は電源電圧検知装置に関す
るものであり、例えば、電池電源で動作するインバータ
照明装置の電源検出手段として利用されるものである。
るものであり、例えば、電池電源で動作するインバータ
照明装置の電源検出手段として利用されるものである。
【０００２】
【従来の技術】図５は従来の電源電圧検知装置の一例を
示す回路図である。図中、Ｅは直流電源、１は電圧検知
手段、２は電解コンデンサ、３は電子装置、４は負荷、
５は整流素子である。電圧検知手段１は、直流電源Ｅの
電圧値が所定値にあるか否かを検知し、出力信号ＣＴＳ
を発生するものであり、例えば、直流電源Ｅの電圧を分
圧する抵抗回路と、この分圧された電圧を基準電圧と比
較するコンパレータとから構成される。電解コンデンサ
２は、電子装置３の電源電圧を安定させるための適切な
容量を有するコンデンサである。電子装置３は、例え
ば、図６に示すようなインバータ式の放電灯点灯装置で
あり、電圧検知手段１の出力信号ＣＴＳにより動作が制
御される。なお、整流素子５は直流電源Ｅが間違って逆
極性に接続されたときに電子装置３を保護するために使
用されている。
示す回路図である。図中、Ｅは直流電源、１は電圧検知
手段、２は電解コンデンサ、３は電子装置、４は負荷、
５は整流素子である。電圧検知手段１は、直流電源Ｅの
電圧値が所定値にあるか否かを検知し、出力信号ＣＴＳ
を発生するものであり、例えば、直流電源Ｅの電圧を分
圧する抵抗回路と、この分圧された電圧を基準電圧と比
較するコンパレータとから構成される。電解コンデンサ
２は、電子装置３の電源電圧を安定させるための適切な
容量を有するコンデンサである。電子装置３は、例え
ば、図６に示すようなインバータ式の放電灯点灯装置で
あり、電圧検知手段１の出力信号ＣＴＳにより動作が制
御される。なお、整流素子５は直流電源Ｅが間違って逆
極性に接続されたときに電子装置３を保護するために使
用されている。
【０００３】図６は電子装置３として用いられるインバ
ータ式の放電灯点灯装置の回路例を示している。この回
路では、電解コンデンサ２の両端に２個のＭＯＳＦＥＴ
８，９を直列的に接続し、一方のＭＯＳＦＥＴ９の両端
に、直流カット用のコンデンサＣ1 を介して、インダク
タＬとコンデンサＣの直列共振回路が接続されている。
コンデンサＣの両端には、負荷４として、放電灯が並列
接続されている。上述の電圧検知手段１の出力信号ＣＴ
ＳがＨｉｇｈレベルのとき、反転回路Ｎ1 の出力はＬｏ
ｗレベルとなるので、アンド回路Ａ1 ，Ａ2 の出力は共
にＬｏｗレベルとなる。これにより、ＭＯＳＦＥＴ８，
９も共にＯＦＦとなって、インバータ装置は停止する。
一方、電圧検知手段１の出力信号ＣＴＳがＬｏｗレベル
のとき、反転回路Ｎ1 の出力はＨｉｇｈレベルとなるの
で、パルス発振器ＯＳＣから出力される高周波信号がア
ンド回路Ａ1 から出力され、パルス発振器ＯＳＣから出
力される高周波信号を反転回路Ｎ2 により反転した信号
がアンド回路Ａ2 から出力される。これにより、ＭＯＳ
ＦＥＴ８，９は駆動回路１０，１１を介して高周波で交
互にＯＮ／ＯＦＦ駆動され、コンデンサＣとインダクタ
Ｌによる共振回路で共振電圧を発生し、放電灯４に電力
を供給するものである。
ータ式の放電灯点灯装置の回路例を示している。この回
路では、電解コンデンサ２の両端に２個のＭＯＳＦＥＴ
８，９を直列的に接続し、一方のＭＯＳＦＥＴ９の両端
に、直流カット用のコンデンサＣ1 を介して、インダク
タＬとコンデンサＣの直列共振回路が接続されている。
コンデンサＣの両端には、負荷４として、放電灯が並列
接続されている。上述の電圧検知手段１の出力信号ＣＴ
ＳがＨｉｇｈレベルのとき、反転回路Ｎ1 の出力はＬｏ
ｗレベルとなるので、アンド回路Ａ1 ，Ａ2 の出力は共
にＬｏｗレベルとなる。これにより、ＭＯＳＦＥＴ８，
９も共にＯＦＦとなって、インバータ装置は停止する。
一方、電圧検知手段１の出力信号ＣＴＳがＬｏｗレベル
のとき、反転回路Ｎ1 の出力はＨｉｇｈレベルとなるの
で、パルス発振器ＯＳＣから出力される高周波信号がア
ンド回路Ａ1 から出力され、パルス発振器ＯＳＣから出
力される高周波信号を反転回路Ｎ2 により反転した信号
がアンド回路Ａ2 から出力される。これにより、ＭＯＳ
ＦＥＴ８，９は駆動回路１０，１１を介して高周波で交
互にＯＮ／ＯＦＦ駆動され、コンデンサＣとインダクタ
Ｌによる共振回路で共振電圧を発生し、放電灯４に電力
を供給するものである。
【０００４】図５の回路では、整流素子５としてダイオ
ードを用いているが、直流電源Ｅが１２Ｖ程度の電池で
あれば、整流素子５の順方向電圧降下が大きく（ＰＮ接
合ダイオードで０．６〜１．０Ｖ、ショットキーバリヤ
ーダイオードで０．５Ｖ程度）、さらに、インバータ式
放電灯点灯装置と放電灯４の消費電力が大きい場合、例
えば、３５Ｗ負荷のＨＩＤ点灯装置であれば、電源電流
が数アンペア（３〜４Ａ）となり、整流素子５の電力損
失が大きくなる（１．５〜４Ｗ）。
ードを用いているが、直流電源Ｅが１２Ｖ程度の電池で
あれば、整流素子５の順方向電圧降下が大きく（ＰＮ接
合ダイオードで０．６〜１．０Ｖ、ショットキーバリヤ
ーダイオードで０．５Ｖ程度）、さらに、インバータ式
放電灯点灯装置と放電灯４の消費電力が大きい場合、例
えば、３５Ｗ負荷のＨＩＤ点灯装置であれば、電源電流
が数アンペア（３〜４Ａ）となり、整流素子５の電力損
失が大きくなる（１．５〜４Ｗ）。
【０００５】図７は他の従来例の回路図である。整流素
子５のダイオードの代わりにＭＯＳＦＥＴ６を用いたも
のである。ＭＯＳＦＥＴは適選してＯＮさせると、導通
抵抗Ｒｏｎがかなり小さいので（例えば富士電機製２Ｓ
Ｋ１８２３ではＲｏｎ＝１７ｍΩ）、図５の回路に比べ
て電力損失が小さい（０．１５〜０．３Ｗ）という利点
がある。ところが、ＮチャンネルのＭＯＳＦＥＴはゲー
トＧの電位をソースＳの電位よりも十分高くしないと導
通しないので、直流電源Ｅの負極側と電子装置３の負電
源入力端子の間に介挿する必要があり、図７のようにゲ
ート電圧を加えて動作させる。ＰチャンネルＭＯＳＦＥ
Ｔでは正極側に同じように接続されるが、半導体のプロ
セス上、Ｐチャンネルの有効なＭＯＳＦＥＴは少ないの
で、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴを用いるのが一般的であ
る。ところで、電圧検知手段１と電子装置３は基準電位
を同じとすることで電圧検知手段１の出力信号ＣＴＳを
伝達している。すなわち、電子装置３の負極電源入力端
を基準電位にとり、電圧検知手段１の出力信号ＣＴＳを
電圧値のＨｉｇｈレベル／Ｌｏｗレベルとして伝達して
いる。
子５のダイオードの代わりにＭＯＳＦＥＴ６を用いたも
のである。ＭＯＳＦＥＴは適選してＯＮさせると、導通
抵抗Ｒｏｎがかなり小さいので（例えば富士電機製２Ｓ
Ｋ１８２３ではＲｏｎ＝１７ｍΩ）、図５の回路に比べ
て電力損失が小さい（０．１５〜０．３Ｗ）という利点
がある。ところが、ＮチャンネルのＭＯＳＦＥＴはゲー
トＧの電位をソースＳの電位よりも十分高くしないと導
通しないので、直流電源Ｅの負極側と電子装置３の負電
源入力端子の間に介挿する必要があり、図７のようにゲ
ート電圧を加えて動作させる。ＰチャンネルＭＯＳＦＥ
Ｔでは正極側に同じように接続されるが、半導体のプロ
セス上、Ｐチャンネルの有効なＭＯＳＦＥＴは少ないの
で、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴを用いるのが一般的であ
る。ところで、電圧検知手段１と電子装置３は基準電位
を同じとすることで電圧検知手段１の出力信号ＣＴＳを
伝達している。すなわち、電子装置３の負極電源入力端
を基準電位にとり、電圧検知手段１の出力信号ＣＴＳを
電圧値のＨｉｇｈレベル／Ｌｏｗレベルとして伝達して
いる。
【０００６】図７の回路では、電圧検知手段１は電源電
圧を検出するため、電解コンデンサ２の両端に接続され
ている。ここで、電解コンデンサ２は直流電源Ｅの多少
の変動をも吸収出来る程度の容量を有するものであり、
放電灯が定格動作しているときには十分な容量である。
ところで、今、放電灯が何らかの理由で立ち消えしたと
する。このとき、放電灯が立ち消えしたことを検知し
て、インバータ装置を停止させ、その後、電源をリセッ
トしなければ動作を再開しない構成とする場合がある。
例えば、車の前照灯に用いられるＨＩＤランプ用の点灯
装置にあっては、瞬時再始動の必要性から１０数ＫＶの
高電圧を発生してランプを起動させるが、動作中にイン
バータとランプ間のコネクタが瞬間的に外れてランプが
立ち消えした場合には、安全上高電圧パルスを発生させ
ず、電源リセットのみにより再起動させる。この場合、
図示されていないが、直流電源Ｅと直列に介挿された電
源スイッチを一度開放し、再び閉成して放電灯を再度動
作させようとするが、電解コンデンサ２の電荷の消費が
少なくなっているため、電圧検知手段１は電源電圧が十
分高いものと検知することにより、電源がオフされたこ
とを検知できない。このため、インバータ装置は再起動
せず、放電灯は動作を再開出来ない。あるいは、十分に
長い時間にわたって電源スイッチを開放して、電解コン
デンサ２の電荷が消費されるのを待たなければならな
い。
圧を検出するため、電解コンデンサ２の両端に接続され
ている。ここで、電解コンデンサ２は直流電源Ｅの多少
の変動をも吸収出来る程度の容量を有するものであり、
放電灯が定格動作しているときには十分な容量である。
ところで、今、放電灯が何らかの理由で立ち消えしたと
する。このとき、放電灯が立ち消えしたことを検知し
て、インバータ装置を停止させ、その後、電源をリセッ
トしなければ動作を再開しない構成とする場合がある。
例えば、車の前照灯に用いられるＨＩＤランプ用の点灯
装置にあっては、瞬時再始動の必要性から１０数ＫＶの
高電圧を発生してランプを起動させるが、動作中にイン
バータとランプ間のコネクタが瞬間的に外れてランプが
立ち消えした場合には、安全上高電圧パルスを発生させ
ず、電源リセットのみにより再起動させる。この場合、
図示されていないが、直流電源Ｅと直列に介挿された電
源スイッチを一度開放し、再び閉成して放電灯を再度動
作させようとするが、電解コンデンサ２の電荷の消費が
少なくなっているため、電圧検知手段１は電源電圧が十
分高いものと検知することにより、電源がオフされたこ
とを検知できない。このため、インバータ装置は再起動
せず、放電灯は動作を再開出来ない。あるいは、十分に
長い時間にわたって電源スイッチを開放して、電解コン
デンサ２の電荷が消費されるのを待たなければならな
い。
【０００７】図８は第３の従来例の回路図である。Ｎチ
ャンネルＭＯＳＦＥＴ６を正極側に介挿し、電圧検知手
段１と電子装置３を図示のような関係で接続すれば図７
の回路の問題点は解決されるが、上述の如くＭＯＳＦＥ
Ｔ６をオンさせるためにはゲート電圧がソース電圧より
も高くなる必要があるので、例えばトランスで昇圧させ
る如き回路を付加したり、図９に示すような専用の駆動
回路７を付加する必要があり、装置が複雑になる。図９
の駆動回路では、直流電源Ｅがリセットされたときに、
トランジスタＱ1 にパルス電圧Ｖｐを印加して、抵抗Ｒ
11とダイオードＤ1 を介してコンデンサＣ2 を充電し、
ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ６を順方向にオンさせる。こ
れにより、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ６、ダイオードＤ
2 、抵抗Ｒ12、トランジスタＱ1 を介して電解コンデン
サ２が放電され、電子装置３が電源電圧の低下を検知し
て、再起動する。直流電源Ｅが逆方向に接続されたとき
には、トランジスタＱ2 がオンとなり、ダイオードＤ2
を介してコンデンサＣ2 が放電されるから、Ｎチャンネ
ルＭＯＳＦＥＴ６はオンしない。ところが、この回路で
は、電源リセット時にトランジスタＱ1 にパルス電圧Ｖ
ｐを印加してＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ６をＯＮさせる
必要があり、実現が困難である。
ャンネルＭＯＳＦＥＴ６を正極側に介挿し、電圧検知手
段１と電子装置３を図示のような関係で接続すれば図７
の回路の問題点は解決されるが、上述の如くＭＯＳＦＥ
Ｔ６をオンさせるためにはゲート電圧がソース電圧より
も高くなる必要があるので、例えばトランスで昇圧させ
る如き回路を付加したり、図９に示すような専用の駆動
回路７を付加する必要があり、装置が複雑になる。図９
の駆動回路では、直流電源Ｅがリセットされたときに、
トランジスタＱ1 にパルス電圧Ｖｐを印加して、抵抗Ｒ
11とダイオードＤ1 を介してコンデンサＣ2 を充電し、
ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ６を順方向にオンさせる。こ
れにより、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ６、ダイオードＤ
2 、抵抗Ｒ12、トランジスタＱ1 を介して電解コンデン
サ２が放電され、電子装置３が電源電圧の低下を検知し
て、再起動する。直流電源Ｅが逆方向に接続されたとき
には、トランジスタＱ2 がオンとなり、ダイオードＤ2
を介してコンデンサＣ2 が放電されるから、Ｎチャンネ
ルＭＯＳＦＥＴ６はオンしない。ところが、この回路で
は、電源リセット時にトランジスタＱ1 にパルス電圧Ｖ
ｐを印加してＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ６をＯＮさせる
必要があり、実現が困難である。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】本発明は上述のような
点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところ
は、電源と電子装置の間に挿入されたスイッチ手段を電
源電圧の検知結果により制御する場合において、電圧検
知手段を直流電源と並列に接続しても電源電圧の検知信
号を電子装置に良好に伝達できるようにすることにあ
る。
点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところ
は、電源と電子装置の間に挿入されたスイッチ手段を電
源電圧の検知結果により制御する場合において、電圧検
知手段を直流電源と並列に接続しても電源電圧の検知信
号を電子装置に良好に伝達できるようにすることにあ
る。
【０００９】
【課題を解決するための手段】図１は本発明の基本構成
を示している。図中、ＶＤは直流電源Ｅの電圧検知手
段、ＶＣは電圧検知手段ＶＤの検出信号を電圧値から電
流値に変換する電圧−電流変換手段、ＣＶはこの電流値
を再び電圧値に変換する電流−電圧変換手段である。直
流電源Ｅと電子装置３の間の負極側の配線には、図７の
ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ６に相当するスイッチ手段Ｓ
Ｗを挿入してある。電子装置３の両端には、電解コンデ
ンサ２が並列接続されている。
を示している。図中、ＶＤは直流電源Ｅの電圧検知手
段、ＶＣは電圧検知手段ＶＤの検出信号を電圧値から電
流値に変換する電圧−電流変換手段、ＣＶはこの電流値
を再び電圧値に変換する電流−電圧変換手段である。直
流電源Ｅと電子装置３の間の負極側の配線には、図７の
ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ６に相当するスイッチ手段Ｓ
Ｗを挿入してある。電子装置３の両端には、電解コンデ
ンサ２が並列接続されている。
【００１０】
【作用】このように、本発明によれば、電圧検知手段Ｖ
Ｄにより直流電源Ｅの電圧を検出し、その電圧検出値を
電流値に変換して、スイッチ手段ＳＷを跨いで、電流値
から電圧値に逆変換し、電子装置３に伝達するので、Ｎ
チャンネルＭＯＳＦＥＴを負極に介挿し、且つ、電圧検
知手段ＶＤを直流電源Ｅと並列にしても電圧検知手段Ｖ
Ｄの出力信号を良好に伝達することができるものであ
る。
Ｄにより直流電源Ｅの電圧を検出し、その電圧検出値を
電流値に変換して、スイッチ手段ＳＷを跨いで、電流値
から電圧値に逆変換し、電子装置３に伝達するので、Ｎ
チャンネルＭＯＳＦＥＴを負極に介挿し、且つ、電圧検
知手段ＶＤを直流電源Ｅと並列にしても電圧検知手段Ｖ
Ｄの出力信号を良好に伝達することができるものであ
る。
【００１１】
【実施例】図２は本発明の第１実施例の回路図である。
以下、その回路構成を動作と共に説明する。まず、スイ
ッチ手段ＳＷのＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ６は、ドレイ
ン側を直流電源Ｅの負極にソース側を電子装置３の負極
に接続されている。また、ソースは抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 の直
列回路に介して直流電源Ｅの正極に接続されており、抵
抗Ｒ1 ，Ｒ2 の接続点は、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ６
のゲートに接続されている。これにより、図７の従来例
と同様のスイッチ手段ＳＷが構成されている。スイッチ
手段ＳＷから見て、直流電源Ｅ側には電圧検知手段ＶＤ
が設けられている。直流電源Ｅの両端電圧は正極を基準
として抵抗Ｒ5 ，Ｒ6 により分圧され、検出電圧Ｖｅと
してコンパレータＣＭＰの負入力端子に入力されてい
る。また、コンパレータＣＭＰに基準電圧Ｖｋを与える
ために、ダイオードＤ3 を介して直流電源Ｅにコンデン
サＣ3 を接続しており、このコンデンサＣ3 の電圧は三
端子型の定電圧レギュレータＲＥＧにより定電圧化され
ている。定電圧レギュレータＲＥＧとしては、負出力用
のもので、例えば業界標準の７９００シリーズが使用さ
れる。定電圧レギュレータＲＥＧの出力は、抵抗Ｒ3 ，
Ｒ4 により分圧されて、基準電圧Ｖｋとしてコンパレー
タＣＭＰの正入力端子に入力されている。コンパレータ
ＣＭＰはオープンコレクタ出力タイプの回路（例えば、
ＮＥＣのμＰＣ２７７）を使用しており、検出電圧Ｖｅ
と基準電圧Ｖｋを比較し、Ｖｋ＞Ｖｅのとき、すなわ
ち、直流電源Ｅの電圧が電子装置３の動作に十分な電圧
になると、コンパレータＣＭＰのオープンコレクタ出力
はＯＮになる。これにより、電圧−電流変換回路ＶＣの
トランジスタＱ3 と抵抗Ｒ7 を介して一定の電流Ｉ1 が
流れる。トランジスタＱ3 とＱ4 はカレントミラー回路
を構成しており、トランジスタＱ3 に流れる電流Ｉ1 と
比例する電流Ｉ2 がトランジスタＱ4 に流れる。この電
流Ｉ2 は、抵抗Ｒ8 とＲ9 の直列回路に流れて、トラン
ジスタＱ5 がオンとなり、出力信号ＣＴＳはＬｏｗレベ
ルとなる。出力信号ＣＴＳは、例えば、図６に示すよう
なインバータ装置に入力されており、この出力信号ＣＴ
ＳがＬｏｗレベルになると、インバータ装置が動作を開
始する。したがって、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴを負極
側の配線に介挿しても、直流電源Ｅの電圧を良好に検知
でき、電子装置３の側に出力信号ＣＴＳを伝達できるの
で、従来の欠点を解決できる。
以下、その回路構成を動作と共に説明する。まず、スイ
ッチ手段ＳＷのＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ６は、ドレイ
ン側を直流電源Ｅの負極にソース側を電子装置３の負極
に接続されている。また、ソースは抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 の直
列回路に介して直流電源Ｅの正極に接続されており、抵
抗Ｒ1 ，Ｒ2 の接続点は、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ６
のゲートに接続されている。これにより、図７の従来例
と同様のスイッチ手段ＳＷが構成されている。スイッチ
手段ＳＷから見て、直流電源Ｅ側には電圧検知手段ＶＤ
が設けられている。直流電源Ｅの両端電圧は正極を基準
として抵抗Ｒ5 ，Ｒ6 により分圧され、検出電圧Ｖｅと
してコンパレータＣＭＰの負入力端子に入力されてい
る。また、コンパレータＣＭＰに基準電圧Ｖｋを与える
ために、ダイオードＤ3 を介して直流電源Ｅにコンデン
サＣ3 を接続しており、このコンデンサＣ3 の電圧は三
端子型の定電圧レギュレータＲＥＧにより定電圧化され
ている。定電圧レギュレータＲＥＧとしては、負出力用
のもので、例えば業界標準の７９００シリーズが使用さ
れる。定電圧レギュレータＲＥＧの出力は、抵抗Ｒ3 ，
Ｒ4 により分圧されて、基準電圧Ｖｋとしてコンパレー
タＣＭＰの正入力端子に入力されている。コンパレータ
ＣＭＰはオープンコレクタ出力タイプの回路（例えば、
ＮＥＣのμＰＣ２７７）を使用しており、検出電圧Ｖｅ
と基準電圧Ｖｋを比較し、Ｖｋ＞Ｖｅのとき、すなわ
ち、直流電源Ｅの電圧が電子装置３の動作に十分な電圧
になると、コンパレータＣＭＰのオープンコレクタ出力
はＯＮになる。これにより、電圧−電流変換回路ＶＣの
トランジスタＱ3 と抵抗Ｒ7 を介して一定の電流Ｉ1 が
流れる。トランジスタＱ3 とＱ4 はカレントミラー回路
を構成しており、トランジスタＱ3 に流れる電流Ｉ1 と
比例する電流Ｉ2 がトランジスタＱ4 に流れる。この電
流Ｉ2 は、抵抗Ｒ8 とＲ9 の直列回路に流れて、トラン
ジスタＱ5 がオンとなり、出力信号ＣＴＳはＬｏｗレベ
ルとなる。出力信号ＣＴＳは、例えば、図６に示すよう
なインバータ装置に入力されており、この出力信号ＣＴ
ＳがＬｏｗレベルになると、インバータ装置が動作を開
始する。したがって、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴを負極
側の配線に介挿しても、直流電源Ｅの電圧を良好に検知
でき、電子装置３の側に出力信号ＣＴＳを伝達できるの
で、従来の欠点を解決できる。
【００１２】図３は本発明の第２実施例の回路図であ
る。本実施例では、直流電源Ｅの両端電圧は正極を基準
として抵抗Ｒ5 ，Ｒ6 により分圧され、検出電圧Ｖｅと
してコンパレータＣＭＰの負入力端子に入力されてい
る。また、コンパレータＣＭＰに基準電圧Ｖｋを与える
ために、ダイオードＤ3 を介して直流電源Ｅにコンデン
サＣ3 を接続しており、このコンデンサＣ3 の電圧は三
端子型の定電圧レギュレータＲＥＧにより定電圧化され
ている。定電圧レギュレータＲＥＧとしては、正出力用
のもので、例えば業界標準の７８００シリーズが使用さ
れる。定電圧レギュレータＲＥＧの出力は、抵抗Ｒ3 ，
Ｒ4 により分圧されて、基準電圧Ｖｋとしてコンパレー
タＣＭＰの正入力端子に入力されている。コンパレータ
ＣＭＰはオープンコレクタ出力タイプの回路（例えば、
ＮＥＣのμＰＣ２７７）を使用しており、検出電圧Ｖｅ
と基準電圧Ｖｋを比較し、Ｖｋ＜Ｖｅのとき、すなわ
ち、直流電源Ｅの電圧が電子装置３の動作に十分な電圧
になると、コンパレータＣＭＰのオープンコレクタ出力
はＯＦＦになる。これにより、抵抗Ｒ7 を介して定電圧
レギュレータＲＥＧの出力から電流Ｉ1 がトランジスタ
Ｑ3 に流れる。トランジスタＱ3 とトランジスタＱ4 は
カレントミラー回路を構成しており、トランジスタＱ4
とトランジスタＱ5 には、電流Ｉ1 に比例する電流Ｉ2
が流れる。また、トランジスタＱ5 とトランジスタＱ6
はカレントミラー回路を構成しており、トランジスタＱ
6 とトランジスタＱ7 には、電流Ｉ2 に比例する電流Ｉ
3 が流れる。さらに、トランジスタＱ7 とトランジスタ
Ｑ8 はカレントミラー回路を構成しており、トランジス
タＱ8 には電流Ｉ3 に比例する電流Ｉ4 が流れる。これ
により、抵抗Ｒ10には電圧降下が発生し、出力信号ＣＴ
ＳはＬｏｗレベルとなる。また、Ｖｅ＜Ｖｋのときに
は、コンパレータＣＭＰのオープンコレクタ出力がＯＮ
になり、電流Ｉ1 、Ｉ2 、Ｉ3 、Ｉ4 がゼロとなり、出
力信号ＣＴＳはＨｉｇｈレベルになる。このようにすれ
ば、正極を基準にしなくても図２の実施例と同等の効果
を得ることができる。
る。本実施例では、直流電源Ｅの両端電圧は正極を基準
として抵抗Ｒ5 ，Ｒ6 により分圧され、検出電圧Ｖｅと
してコンパレータＣＭＰの負入力端子に入力されてい
る。また、コンパレータＣＭＰに基準電圧Ｖｋを与える
ために、ダイオードＤ3 を介して直流電源Ｅにコンデン
サＣ3 を接続しており、このコンデンサＣ3 の電圧は三
端子型の定電圧レギュレータＲＥＧにより定電圧化され
ている。定電圧レギュレータＲＥＧとしては、正出力用
のもので、例えば業界標準の７８００シリーズが使用さ
れる。定電圧レギュレータＲＥＧの出力は、抵抗Ｒ3 ，
Ｒ4 により分圧されて、基準電圧Ｖｋとしてコンパレー
タＣＭＰの正入力端子に入力されている。コンパレータ
ＣＭＰはオープンコレクタ出力タイプの回路（例えば、
ＮＥＣのμＰＣ２７７）を使用しており、検出電圧Ｖｅ
と基準電圧Ｖｋを比較し、Ｖｋ＜Ｖｅのとき、すなわ
ち、直流電源Ｅの電圧が電子装置３の動作に十分な電圧
になると、コンパレータＣＭＰのオープンコレクタ出力
はＯＦＦになる。これにより、抵抗Ｒ7 を介して定電圧
レギュレータＲＥＧの出力から電流Ｉ1 がトランジスタ
Ｑ3 に流れる。トランジスタＱ3 とトランジスタＱ4 は
カレントミラー回路を構成しており、トランジスタＱ4
とトランジスタＱ5 には、電流Ｉ1 に比例する電流Ｉ2
が流れる。また、トランジスタＱ5 とトランジスタＱ6
はカレントミラー回路を構成しており、トランジスタＱ
6 とトランジスタＱ7 には、電流Ｉ2 に比例する電流Ｉ
3 が流れる。さらに、トランジスタＱ7 とトランジスタ
Ｑ8 はカレントミラー回路を構成しており、トランジス
タＱ8 には電流Ｉ3 に比例する電流Ｉ4 が流れる。これ
により、抵抗Ｒ10には電圧降下が発生し、出力信号ＣＴ
ＳはＬｏｗレベルとなる。また、Ｖｅ＜Ｖｋのときに
は、コンパレータＣＭＰのオープンコレクタ出力がＯＮ
になり、電流Ｉ1 、Ｉ2 、Ｉ3 、Ｉ4 がゼロとなり、出
力信号ＣＴＳはＨｉｇｈレベルになる。このようにすれ
ば、正極を基準にしなくても図２の実施例と同等の効果
を得ることができる。
【００１３】図４は本発明の第３実施例の回路図であ
る。本実施例では、電圧検知手段ＶＤは抵抗Ｒ7 だけで
構成されている。抵抗Ｒ7 の両端電圧は、直流電源Ｅの
電圧にほぼ等しく、電圧−電流変換回路ＶＣのトランジ
スタＱ3 には、直流電源Ｅの電圧に応じた電流Ｉ1 が流
れる。トランジスタＱ3 とトランジスタＱ4 はカレント
ミラー回路を構成しており、トランジスタＱ4 には、電
流Ｉ1 に比例する電流Ｉ 2 が流れる。この電流は電流−
電圧変換手段ＣＶの抵抗Ｒ6 に流れて、直流電源Ｅの電
圧に比例する検出電圧Ｖｅに変換される。コンデンサＣ
3 と定電圧レギュレータＲＥＧは、インバータ装置の制
御回路用の電源回路と兼用することができ、その定電圧
出力電圧を抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 により分圧して、基準電圧Ｖ
ｋとしてコンパレータＣＭＰに入力され、検出電圧Ｖｅ
と比較される。Ｖｅ＞Ｖｋとなると、すなわち、直流電
源Ｅの電圧が電子装置３の動作に十分な電圧になると、
コンパレータＣＭＰのオープンコレクタ出力はＯＮとな
り、出力信号ＣＴＳはＬｏｗレベルになる。これによ
り、インバータ装置は動作を開始する。また、Ｖｅ＜Ｖ
ｋとなると、コンパレータＣＭＰのオープンコレクタ出
力はＯＦＦとなり、抵抗Ｒ10を介して定電圧レギュレー
タＲＥＧの出力が供給されて、出力信号ＣＴＳはＨｉｇ
ｈレベルとなる。これにより、図２の実施例と同じ動作
を実現できるものであるが、本実施例では、コンデンサ
Ｃ3 と定電圧レギュレータＲＥＧをインバータ装置の制
御回路用の電源回路と兼用できるので、部品点数を減ら
せるという利点がある。
る。本実施例では、電圧検知手段ＶＤは抵抗Ｒ7 だけで
構成されている。抵抗Ｒ7 の両端電圧は、直流電源Ｅの
電圧にほぼ等しく、電圧−電流変換回路ＶＣのトランジ
スタＱ3 には、直流電源Ｅの電圧に応じた電流Ｉ1 が流
れる。トランジスタＱ3 とトランジスタＱ4 はカレント
ミラー回路を構成しており、トランジスタＱ4 には、電
流Ｉ1 に比例する電流Ｉ 2 が流れる。この電流は電流−
電圧変換手段ＣＶの抵抗Ｒ6 に流れて、直流電源Ｅの電
圧に比例する検出電圧Ｖｅに変換される。コンデンサＣ
3 と定電圧レギュレータＲＥＧは、インバータ装置の制
御回路用の電源回路と兼用することができ、その定電圧
出力電圧を抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 により分圧して、基準電圧Ｖ
ｋとしてコンパレータＣＭＰに入力され、検出電圧Ｖｅ
と比較される。Ｖｅ＞Ｖｋとなると、すなわち、直流電
源Ｅの電圧が電子装置３の動作に十分な電圧になると、
コンパレータＣＭＰのオープンコレクタ出力はＯＮとな
り、出力信号ＣＴＳはＬｏｗレベルになる。これによ
り、インバータ装置は動作を開始する。また、Ｖｅ＜Ｖ
ｋとなると、コンパレータＣＭＰのオープンコレクタ出
力はＯＦＦとなり、抵抗Ｒ10を介して定電圧レギュレー
タＲＥＧの出力が供給されて、出力信号ＣＴＳはＨｉｇ
ｈレベルとなる。これにより、図２の実施例と同じ動作
を実現できるものであるが、本実施例では、コンデンサ
Ｃ3 と定電圧レギュレータＲＥＧをインバータ装置の制
御回路用の電源回路と兼用できるので、部品点数を減ら
せるという利点がある。
【００１４】
【発明の効果】本発明によれば、電源の両端間に接続さ
れた電圧検知手段の検出出力を電流信号に変換し、電源
と電子装置の間のスイッチ手段を越えて、電流信号を再
度電圧信号に変換し、電子装置に伝達して電子装置の動
作を制御するようにしたから、例えば、Ｎチャンネルの
パワーＭＯＳＦＥＴを電源と電子装置の間の逆接続保護
用スイッチとして負極側に介挿し、ダイオードのような
整流素子を用いる場合に比べて電力損失を低減した場合
においても、電源電圧を簡単に検出し、電子装置に伝達
することができるという効果がある。
れた電圧検知手段の検出出力を電流信号に変換し、電源
と電子装置の間のスイッチ手段を越えて、電流信号を再
度電圧信号に変換し、電子装置に伝達して電子装置の動
作を制御するようにしたから、例えば、Ｎチャンネルの
パワーＭＯＳＦＥＴを電源と電子装置の間の逆接続保護
用スイッチとして負極側に介挿し、ダイオードのような
整流素子を用いる場合に比べて電力損失を低減した場合
においても、電源電圧を簡単に検出し、電子装置に伝達
することができるという効果がある。
【図１】本発明の基本構成を示す回路図である。
【図２】本発明の第１実施例の回路図である。
【図３】本発明の第２実施例の回路図である。
【図４】本発明の第３実施例の回路図である。
【図５】第１の従来例の回路図である。
【図６】電子装置として用いるインバータ装置の回路図
である。
である。
【図７】第２の従来例の回路図である。
【図８】第３の従来例の回路図である。
【図９】第３の従来例に用いる専用の駆動回路を示す回
路図である。
路図である。
Ｅ 直流電源 ２ 電解コンデンサ ３ 電子装置 ＳＷ スイッチ手段 ＶＤ 電圧検知手段 ＶＣ 電圧−電流変換手段 ＣＶ 電流−電圧変換手段
Claims (1)
- 【請求項１】 電源と、この電源から電力を供給され
る電子装置と、電源と電子装置の間の少なくとも一線に
挿入され、電子装置の動作中には少なくとも導通してい
るスイッチ手段と、電源の両端間に接続された電圧検知
手段とを備え、この電圧検知手段の検知結果を電子装置
に伝達して電子装置の動作を制御する装置において、電
圧検知手段による検出出力を電流信号に変換する手段
と、変換された電流信号を再度電圧信号に変換する手段
を信号伝達手段として有することを特徴とする電源電圧
検知装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5240192A JPH0792205A (ja) | 1993-09-27 | 1993-09-27 | 電源電圧検知装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5240192A JPH0792205A (ja) | 1993-09-27 | 1993-09-27 | 電源電圧検知装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0792205A true JPH0792205A (ja) | 1995-04-07 |
Family
ID=17055834
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5240192A Pending JPH0792205A (ja) | 1993-09-27 | 1993-09-27 | 電源電圧検知装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0792205A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006177724A (ja) * | 2004-12-21 | 2006-07-06 | Rohm Co Ltd | 電圧検出回路 |
| JP2013036744A (ja) * | 2011-08-03 | 2013-02-21 | Fuji Electric Co Ltd | 電源電圧検出回路 |
| CN104569549A (zh) * | 2014-12-30 | 2015-04-29 | 上海贝岭股份有限公司 | 一种开关电源电流检测电路 |
| DE112011100594B4 (de) * | 2010-02-18 | 2015-09-03 | Tridonic Ag | LED-Spannungsmessung |
-
1993
- 1993-09-27 JP JP5240192A patent/JPH0792205A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006177724A (ja) * | 2004-12-21 | 2006-07-06 | Rohm Co Ltd | 電圧検出回路 |
| DE112011100594B4 (de) * | 2010-02-18 | 2015-09-03 | Tridonic Ag | LED-Spannungsmessung |
| JP2013036744A (ja) * | 2011-08-03 | 2013-02-21 | Fuji Electric Co Ltd | 電源電圧検出回路 |
| CN104569549A (zh) * | 2014-12-30 | 2015-04-29 | 上海贝岭股份有限公司 | 一种开关电源电流检测电路 |
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