JPH0793642B2

JPH0793642B2 - Ｆｓｋ変復調器

Info

Publication number: JPH0793642B2
Application number: JP60074753A
Authority: JP
Inventors: 浩小林; 秀朗春山; 次宏広瀬
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1985-04-09
Filing date: 1985-04-09
Publication date: 1995-10-09
Anticipated expiration: 2010-10-09
Also published as: JPS61234152A

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の技術分野〕この発明は、狭帯域データ伝送に使用されるFSK変復調
器に関する。

〔発明の技術的背景とその問題点〕

データ信号を伝送線路を介して伝送する場合、所定の周
波数の搬送波を上記データ信号に応じて周波数シフトさ
せたFSK変調波を用いることが多い。従来、このようなF
SK変調波を比較的簡易に得る装置として第12図に示すよ
うなものが使用されていた。この装置は、伝送すべきデ
ータ信号をVCO（電圧制御発振器）１の制御入力に与
え、VCO1から該データ信号のレベルに対応した周波数の
信号を出力させた後、帯域通過フィルタ（BPF）２によ
って不要な周波数成分を抑圧してFSK信号を得るもので
あり、周波数のシフト前後において位相が連続であるこ
とから比較的狭帯域の伝送が可能であり、しかも構成が
簡単であるという利点を有する。

ところが、通常VCO1には、バラクタダイオードが使用さ
れるため、周波数安定性が悪く、これに起因して占有帯
域幅が広がったり、復調系での誤動作を誘発し易いとい
う欠点があった。

そこで、VCO1の周波数安定性を増すため、第13図に示す
ように、VCO1でPLL（位相固定ループ）を構成すること
もなされている。この方式は、VCO1の出力と局部発振器
３の出力とを位相比較器４で位相比較して、この比較出
力をデータ信号のビットレートよりも十分に低いカット
オフ周波数を持つ低域通過フィルタ５に通し、加算器６
を介してVCO1にフィードバックしてVCO1の発振周波数を
安定化させるものである。

このFSK変調器によれば、確かにVCO1の周波数安定性は
増すが、回路が複雑になりコストアップにつながる欠点
がある。しかも、VCO、PLLの調整にも手間がかかるとい
う問題もあった。

そこで、簡易な構成でかつ周波数安定性に優れたFSK変
調器として、第14図に示すように、２つの局部発振器7,
8からの周波数の異なる２つの信号をデータ信号の値に
応じて切換わるスイッチ９によって選択し、FSK変調波
を得ることもなされているが、この場合にはスイッチ９
による切換えの前後において２つの信号の位相が連続し
ないため、帯域が広がるという問題があった。

一方、FSK復調器としては大別してクォードラチャ検波
方式と、３つのフィルタを用いてFSK変調波の２つの搬
送周波数成分の分離と、搬送波の有無の検出を行う方式
がある。前者の方式は良好な復調が可能であるが、回路
構成が非常に複雑で、コストが高く、また後者の方式に
おいては３つのフィルタが必要であるため、形状が大き
くなるという欠点がある。

〔発明の目的〕

本発明は、上記の問題点を解決するためになされたもの
で、その目的は変調側においては周波数安定性が高く、
位相連続性の良好なFSK変調波を簡単な構成で、複雑な
調整を要することなく得ることができ、復調側において
はFSK変調波の位相連続性を利用して簡単な構成によっ
て安定に２つの搬送波成分の分離と搬送波検出およびそ
れに基づく復調出力の取り出しおよび伝送路上の信号の
衝突検出を行うことができ、安価で信頼性の高いFSK変
復調器を提供することにある。

〔発明の構成〕

本発明のFSK変復調器におけるFSK変調器は、所定の周波
数差を持ち、かつ前記被変調データ信号に位相同期した
２種類の搬送波を得る手段と、この手段により得られた
前記２種類の搬送波を前記被変調データの値に応じて切
換えてFSK変調波を得る手段と、この手段により得られ
たFSK変調波を送信する手段とを具備することを特徴と
する。

一方、本発明のFSK変復調器におけるFSK復調器は、上述
のFSK変調器から送信されてきたFSK変調波を受信する手
段と、この手段により受信されたFSK変調波を前記２種
類の搬送波に対応した２つの周波数帯域に分離するため
の同一基板上に形成された第１および第２の弾性表面波
フィルタと、これら第１および第２の弾性表面波フィル
タの出力をそれぞれ検波する第１および第２の検波手段
と、これら第１および第２の検波手段の出力を比較して
復調出力を得る第１の比較手段と、前記第１および第２
の弾性表面波フィルタの出力を加算する加算手段と、こ
の加算手段の出力を検波する第３の検波手段と、この第
３の検波手段の出力から搬送波の有無を検出するための
第２の比較手段と、この第２の比較手段の出力によって
搬送波がある場合のみ前記復調出力を取り出す手段と、
前記第３の検波手段の出力をそれぞれ非反転入力および
反転入力としてビートの有無を検出する第３および第４
の比較手段と、前記第３の比較手段および前記第４の比
較手段の出力を入力として衝突検出信号を得るオアゲー
トとを具備することを特徴とする。

〔発明の効果〕

本発明におけるFSK変調器は、２種類の周波数の異なる
搬送波を切換える方式であるため、周波数安定性に優れ
たものとなる。しかもこれら２種類の搬送波は、共に被
変調データ信号に位相同期しているので、切換え時前後
において位相の連続性が確保でき、これによって狭帯域
伝送を可能にすることができる。

しかも、このFSK変調器の構成要素は、極めて簡単な回
路で構成でき、VCOを用いた従来の変調器では実現でき
なかった無調整化を図ることができる。したがってこの
場合には、多くの部分を１チップに集積化することがで
き、コスト低減に大きく寄与し得る。

さらに、本発明におけるFSK復調器は、２つの弾性表面
波フィルタを用いてFSK波の復調と、復調出力を取り出
したりさらには伝送路上での信号の衝突を検出するのに
必要な搬送波の有無の検出を行うことができるため、構
成が簡単で、また弾性表面波フィルタの基板面積が小さ
くて済み、小型化を図ることができる。

ここで、２つの弾性表面波フィルタは同一の圧電性基板
上に金属電極を所定パターンに形成して構成されるた
め、製作時に群遅延特性や振幅特性などの特性をコント
ロールすることが容易であり、これらの特性を２つのフ
ィルタのクロスオーバ周波数の前後で連続させることが
できる。従って、２つの弾性表面波フィルタの出力を加
算し検波した出力から搬送波の有無を検出する場合、FS
K変調器から得られるFSK変調波の位相連続性がよいこと
と相まって、搬送波の有無を確実に検出することがで
き、この検出結果に基づいて、復調出力の取り出しや、
さらには伝送路上の信号衝突の検出を行うことが可能と
なる。

〔発明の実施例〕

以下、図面を参照しながら、本発明の実施例について説
明する。

第１図は、被変調データ信号;2Mbps,変調指数；Δ＝１
のFSK変調器を例にとったものである。なお、ここに変
調指数Δ＝１とは、２つの搬送波の周波数差Δｆが、デ
ータ信号のクロックレートに等しい場合であり、この例
においてはデータ入力レートが2Mbpsであるため、Δｆ
＝2M Hzに設定される。

第１図に示すように、FSK変調器には、FSK変調器の内部
もしくは外部に設けられた図示しないクロック源によっ
て生成されたクロック信号CLKが与えられている。この
クロック信号CLKは、被変調データ信号TXDのクロックレ
ート（2M Hz）の12倍のレートである24M Hzに設定され
ている。このクロック信号CLKは、３つの分周器11,12お
よび13に入力されている。分周器11は、クロック信号CL
Kを４分周して6M Hzの第１の搬送波Ｃm1を生成する。分
周器12は、クロック信号CLKを６分周して4M Hzの第２の
搬送波Ｃm2を生成する。また、分周器12は、クロック信
号CLKを12分周して2M HzのデータクロックTXCLKを生成
する。このデータクロックTXCLKは、例えばパーソナル
コンピュータ等の図示しない端末に出力されている。そ
して、端末は、このデータクロックTXCLKに同期させて
被変調データ信号TXDをFSK変調器に出力してくる。な
お、端末とFSK変調器との間に、例えばFIFO回路等のバ
ッファを設ければ、上記バッファとFSK変調器との間で
独立に同期をとることができるので、端末とFSK変調器
との間の同期を取る必要がない。この結果、上記２つの
搬送波Ｃm1,Cm2およびデータクロックTXCLKは、第２図
に示すように、それぞれデューティー50％で、かつ被変
調データ信号TDXに略位相同期した信号となる。

上記第１の搬送波Ｃm1と第２の搬送波Ｃm2とは、Ｄ型フ
リップフロップ14、アンドゲート15,16およびオアゲー
ト17からなる切換え手段により、被変調データ信号TDX
の値に応じて切換えられる。即ち、Ｄ型フリップフロッ
プ14は、そのクロック端子に上記データクロックTXCLK
を入力し、同データ端子に被変調データ信号TXDを入力
している。したがって、Ｑ出力には、上記被変調データ
信号TXDの値に応じて“1",“0"変化し、かつデータクロ
ックTXCLKの立上がりに同期した信号が出力される。Ｄ
型フリップフロップ14のＱ出力は第１のアンドゲート15
の一方の入力に、また同出力は第２のアンドゲート16
の一方の入力に、それぞれ与えられている。一方、第１
のアンドゲート15の他方の入力端子には分周器11からの
第１の搬送波Ｃm1が入力されており、第２のアンドゲー
ト12の他方の入力端子には分周器12からの第２の搬送波
Ｃm2が入力されている。したがって、被変調データ信号
TXDが“1"の時、つまりＱ＝“1"の時には、アンドゲー
ト15を介して第１の搬送波Ｃm1が出力され、被変調デー
タ信号TXDが“0"の時、つまり＝“1"の時、アンドゲ
ート16を介して第２の搬送波Ｃm2が出力される。そし
て、これら２つの搬送波Ｃm1,Cm2は、オアゲート17よっ
て論理和される。よってアンドゲート17からは第２図に
示すように、周波数シフトの前後において位相の連続し
たディジタル的なFSK変調波TFが出力される。

ところで、このFSK変調波TFは、中心周波数を5M Hz、変
調指数Δ＝１とする信号であるが、これは伝送チャネル
に適合した周波数に周波数変換される。即ち、FSK変調
波TFは、混合器18に入力され、この混合器18において発
振器19からの例えば45.75M Hzの信号と混合される。混
合器18で混合された信号は、スイッチ20、SAW（弾性表
面波）フィルタ21を介してRFアンプ22に入力されてい
る。スイッチ20は、スイッチ制御信号SWに従い、データ
伝送時のみ混合器18とSAWフィルタ21とを接続するため
のものであり、データの非伝送時にRF信号の伝送路上へ
の漏れ込みを防止するためのものである。また、SAWフ
ィルタ21は、混合器18からの出力の不要な帯域成分をカ
ットオフして伝送チャネルで要求される帯域内にスペク
トルが入るように帯域制限する。RFアンプ22は、利得制
御信号GCによって入力された信号の出力レベルを制御す
る。RFアンプ22から出力された信号は、さらにRFアンプ
23で増幅される。したがって、RFアンプ23からは、第２
図に示すように、中心周波数50.75M Hz、周波数シフト
量Δｆ＝2M HzのFSK出力信号TXOを得ることができる。

ところで、この実施例においては、２つの問題が予想さ
れる。

第１の問題は、オアゲート17から出力されるFSK変調波T
Fの中心周波数が5M Hzと低いため、低域側に現れるサイ
ドローブが周波数０のところで折返し、本来の伝送帯域
中に不要なスペクトル成分が入り込むことによって復調
を誤らせるおそれがあるという問題である。

また、第２の問題は、上記FSK変調波TFがディジタル信
号であることから、高次のスペクトルが存在し、この高
次のスペクトルのうち、低域側のスペクトルが本来の情
報を担う帯域内に入り込むことによって復調を誤らせる
という問題である。

そこで、本発明者等は、上記FSK変調波TFの周波数スペ
クトルを、コンピュータシミュレーションを用いて求め
た。この結果を第３図に示す。図中実線は本来要求され
るスペクトルを、同一点鎖線は周波数０からの折返し
を、また同破線は第３次高調波の低域スペクトルをそれ
ぞれ示している。この図に基づき、２〜8M Hzのスペク
トルのうち、必要なスペクトルに対する不要なスペクト
ル合計のパワー比を求めたところ、34.6dBであった。こ
の値は、通常のデータ伝送では十分に無視できる値であ
った。

また、第４図は、伝送路の周波数レスポンスの傾きを±
0.99dB/6M Hz（LAN標準化委員会における要求規格）に
設定し、復調側に遅延検波器を用いて得たアイ開口のシ
ミュレーション結果である。この図からも明かなよう
に、不要スペクトルによる悪影響を十分無視できる程度
の伝送品質であることが確認できた。

また、この実施例においては、被変調データ信号TXD
が、データクロックTXCLKに応答して伝送されてくるの
で、被変調データ信号TXDに若干の位相遅れが生じ、２
つの搬送波Ｃm1,Cm2に完全に同期しない場合もあり得
る。しかし、この実施例によれば、同一信号系列からの
クロック信号CLKを分周して第1,第２の搬送波Ｃm1,Cm2
とデータクロックTXCLKとを得るようにしており、しか
もＤ型フリップフロップ14を用いて搬送波Ｃm1,Cm2の切
換えタイミングを上記データクロックTXCLKによって与
えるようにしているので、得られたFSK変調波TFは、周
波数シフトの前後において完全に位相が合致しており、
狭帯域のFSK変調を簡易に得ることができる。そして、
この場合には、クロック信号CLKを単に分周するだけで
ディジタル的に２つの搬送波を得るようにしているの
で、無調整化が可能で、周波数も安定である。このた
め、例えばSAWフィルタ21を除いた部分あるいはこれに
水晶発振器からなるクロック源を付加して１チップ化す
ることもできる。この場合にはさらにコスト低減が見込
まれる。

以上の実施例では変調指数Δ＝１の場合を例にとった
が、本発明はこれに限定されるものではない。例えば変
調指数Δが整数であれば、2.4k bpsといった低データレ
ートであっても、また、10M bpsといった高データレー
トであっても、同様に適用できる。

また、変調指数Δが例えば0.5である場合には、第５図
に示すように、前述した第1,第２の変調波Ｃm1,Cm2に加
えて、これら変調波Ｃm1,Cm2の位相をπだけずらした第
3,第４の搬送波▲▼，▲▼を用意する。そ
して、第1,第２の搬送波Ｃm1,Cm2と、第3,第４の搬送波
▲▼，▲▼とをそれぞれ１組とし、被変調
データ信号TXDが反転する度に、選択する搬送波の組を
交替させるようにすれば、前述と同様なFSK変調波を得
ることができる。また、第１図に示すオアゲート17の出
力段に分周器を設けるようにしても同様なFSK変調波を
得ることは可能である。そして、このような考えを拡張
すれば、変調指数Δが有理数である限り、どのようなFS
K変調波でも得ることがでる。

また、本発明は、例えば第６図に示すように、２つの搬
送波Ｃm1,Cm2を低域通過フィルタ31,32に通して高調波
成分を除去した後、被変調データ信号TXDに応じてアナ
ログ的なスイッチ33,34を切換え、FSK変調波を得るよう
な構成とすることもできる。このような構成であれば、
第３次高調波成分の影響を低域フィルタ31,32によって
十分に抑制することができる。

また、上述した実施例では中心周波数5M HzのFSK変調波
TFを得た後、これを周波数変換したが、例えば第７図に
示すように、クロック信号TXCLKを分周器41で２分周し
て1M Hzの信号を得、この信号と50.75M Hzの信号とを混
合器18にて混合する。その後、上記混合器18からの信号
を51.75M Hzの帯域通過フィルタ42と、49.75M Hzの帯域
通過フィルタ43とを通過させて２つの搬送波Ｃm1,Cm2を
生成し、これら２つの搬送波Ｃm1,Cm2を被変調データ信
号TXDに応じて切替わるアナログ的なスイッチ33,34によ
って切換え、FSK変調波を得るような構成とすることも
できる。この場合でも２つの搬送波Ｃm1,Cm2は、切換え
時において位相が合致することになるので、本発明の効
果を奏することが可能である。

次に、本発明の最も好ましい適用例を第８図〜第10図を
参照して説明する。

すなわち、この発明に係るFSK変調器は、パーソナルコ
ンピュータ等を端末に持つローカルエリアネットワーク
（LAN）用のモデムに好適である。

第８図は、その一例を示すシステムである。CPU51とメ
モリ52とからなる情報処理端末の一つであるパーソナル
コンピュータ53からのデータは、データバス54を介して
直列通信インタフェース（以下、「I/O」と呼ぶ）55に
供給される。このI/O55は、RS−232C用には例えばMC685
0が好適であり、10MbpsのCSMA/CD用では例えばMB502Aお
よびi82586が好適である。このI/O55は、モデム部56と
の間でデータの授受を行う。

そして、このモデム部56に、本発明に係るFSK変調器57
が使用されている。このFSK変調器57の出力は、低域通
過フィルタ58を介して伝送路へ出力される。また伝送路
からの信号は高域通過フィルタ59を介してFSK復調器60
入力され、このFSK復調器60で復調されて前記I/O55に出
力される。そして、これらFSK変調器57、低域通過フィ
ルタ58、高域通過フィルタ59およびFSK復調器60でモデ
ム56が構成される。このシステムでは、FSK変調器57の
内部に例えば水晶発振器等で構成されたクロック源（24
M Hz）設けられており、このクロック源からのクロック
信号TXCLKが前述したようにI/O55に供給されている。I/
O55は、クロック信号TXCLKを分周して2M Hzのクロック
を作り、これに同期させてデータTXDをFSK変調器57に送
り出すようにしている。したがって、FSK変調器57の内
部で生成される2M HzのデータクロックCLKに対し、入力
されるデータTXDには若干の位相遅れが生じることが考
えられる。しかしながら、前述した３つの実施例におい
てはＤ型フリップフロップ14にてデータを正しく打ち抜
いているので、この点に関しては何等問題となるところ
はない。

なお、FSK復調器57は、例えば第11図に示すように、構
成されている。すなわち、受信したRF信号はアンプ71で
増幅後、LCの帯域通過フィルタ72で緩く帯域制限を浮
け、さらに利得制御可能な増幅器73で増幅され、局部発
振器74を有する混合器75でIF信号に周波数変換される。
さらに、このIF信号は、同一基板上に第１のフィルタ76
aおよび第２のフィルタ76bをそれぞれ形成してなるSAW
（弾性表面波）フィルタ76によって、それぞれ変調キャ
リア周波数、つまり先に説明したFSK変調器から送信さ
れるFSK変調波の２つの搬送波周波数に対応した２つの
周波数帯域に分離される。そして、２つに分離された信
号は、SAWフィルタ76による減衰を補償するための増幅
器77,78をそれぞれ介して包絡線検波器79,80によって検
波される。そして、検波された２つの出力をコンパレー
タ81によって比較することによって復調出力RXDを得る
ことができる。なお、このFSK復調器60は、同時に衝突
検出も行っている。すなわち、２つのフィルタ76a,76b
の出力は、加算器82によって加算され、増幅器83を介し
て包絡線検波器84で検波される。伝送路において２つの
信号の衝突が起り、かつ衝突した信号の周波数が異なる
場合には、上記包絡線検波器84からは、衝突によって発
生したビートのエンベロープ出力が得られる。したがっ
て、このビートの有無を２つのコンパレータ85,86によ
って検知して、オアゲート87を介して衝突検出信号CPを
得ることができる。なお、図中88は、伝送路にキャリア
が存在するか否かを検出するためのコンパレータであ
り、前述したコンパレータ81の出力とともにアンドゲー
ト89に入力されている。したがってアンドゲート89から
は、信号がある場合にのみ伝送路に復調出力RXDを出力
する。この構成によれば、SAWフィルタで実質的に３つ
のフィルタを構成できるので、構成の簡単化、無調整化
等が図れる。

ここで、もし２つのフィルタ76a,76bの群遅延特性や振
幅特性が連続していないと、加算器82の出力に両フィル
タのクロスオーバー周波数付近で大きなピークやディッ
プが生じる。また、受信したFSK変調波の２つの搬送波
の位相が連続していない場合も、同様の現象が生じる。
この結果、加算器82、増幅器83、包絡線検波器84および
コンパレータ88を介して搬送波の有無を検出する場合、
搬送波が無いにもかかわらず搬送波があると誤検出して
しまったり、逆に搬送波があっても検出されない可能性
がある。

ところで、SAWフィルタは周知のように水晶基板などの
圧電性基板上に、アルミニウムなどによる金属電極を櫛
形などの所定パターンに形成して構成されるため、LCフ
ィルタやセラミックフィルタなどと異なり、製作時に電
極のパターン形状などによって容易に群遅延特性や振幅
特性をコントロールできる。このため、これらの特性を
同一基板上の２つのSAWフィルタ76a,76bで揃えて、両者
のクロスオーバ周波数の前後で連続させることは比較的
容易である。このようにSAWフィルタ76a,76bの特性をク
ロスオーバ周波数の前後で連続させることができれば、
上述したようなピークやディップを生じることはない。

一方、FSK変調器とFSK復調器との間の伝送路の伝送帯域
が限られている場合、送信されるFSK変調波の位相連続
性が悪いと、受信されるFSK変調波の包絡線が著しく乱
れてしまい、搬送波の有無の検出ができなくなる。しか
し、本発明では前述したような構成のFSK変調器から送
信されるFSK変調波の位相連続性が良好であるため、受
信されるFSK変調波の包絡線が乱れることがない。

以上から、本発明によるとSAWフィルタ76a,76bの出力を
加算器82で加算し、この加算器82の出力から増幅器83、
包絡線検波器84およびコンパレータ88を通して搬送波の
有無を検出する動作を確実に行うことができる。従っ
て、コンパレータ88から得られる搬送波の有無検出結果
に基づいて、搬送波があるときのみアンドゲート89で復
調出力を確実に取り出すことができ、またコンパレータ
85,86およびオアゲート87を介して伝送路上の信号衝突
を確実に検出することが可能となる。

第９図は、モデム部56とI/O55とがクロックについて従
属関係がない場合の例である。

クロック源91は、I/Oをも含めたパーソナルコンピュー
タ系内に設定する。モデム部56にもクロック源が内蔵さ
れている。そして、I/O55からのデータは、クロック源9
1からのクロックCLKに同期してFIFO（First In First
Out）回路92に収納される。FIFO回路92からのデータ
の読出しは、モデム部56からのデータクロックTXCLKに
同期させて行う。このデータクロックTXCLKは、FSK変調
器57の内部で得られた2M Hzのデータクロックを用いれ
ば良い。

このシステムによれば、モデム部56内のクロックとクロ
ック源91のクロックとが同期している必要がない。

また、第10図は、変調系内にクロック源を設けない場合
の例である。すなわち、I/O55からは、データTXDをFIFO
回路92に転送する。この時、この、データTXDをクロッ
ク再生系へ送り、この系においてデータからクロックを
抽出する。ここでは2M Hzのクロックが得られる。この
クロックを周波数逓倍回路によって24M Hzに逓倍し、ク
ロックCLKとしてモデム56に供給する。モデム部56の変
調系からは、FIFO回路92にデータクロックTXCLK（2M H
z）を送り、FIFO回路92からは、このクロックに従っ
て、データをモデム部56に送る。この場合にも変調系内
のクロック（例えば24M Hz、6M Hz、4M Hz）に同期して
データTXDがモデム部56に供給されている。

この他、本発明のFSK変調器は、種々のデータ伝送に適
用でき、使用される用途に応じて種々変更実施可能であ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例に係るFSK変調器を示すブロ
ック図、第２図は同FSK変調器の動作を説明するための
波形図、第３図は同FSK変調器で得られるFSK変調波のス
ペクトルのシミュレーション結果を示す図、第４図は同
FSK変調器を用いたデータ伝送のアイ開口のシミュレー
ション結果を示す図、第５図は本発明の他の実施例に係
るFSK変調器の動作を説明するための波形図、第６図お
よび第７図は本発明の更に他の実施例に係るFSK変調器
をそれぞれ示すブロック図、第８図〜第10図は本発明に
係るFSK変調器を適用した通信システムの一例をそれぞ
れ示す図、第11図は上記各通信システムにおけるFSK復
調器の構成を示すブロック図、第12図〜第14図は従来の
FSK変調器の構成をそれぞれ示すブロック図である。 11,12,13,42……分周器、14……Ｄ型フリップフロッ
プ、18,75……混合器、21,76……SAWフィルタ。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献特開昭59−61342（ＪＰ，Ａ) 特開昭59−258（ＪＰ，Ａ) 特開昭59−210756（ＪＰ，Ａ) 特開昭59−152761（ＪＰ，Ａ) 電子科学，〔11〕，（1973）藤原，Ｐ. 69−71，「モデムにおける実際」

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】被変調データ信号に応じて搬送波を周波数
シフトさせたFSK変調波を送信するFSK変調器と、このFS
K変調器から送信されるFSK変調波を復調するFSK復調器
とからなるFSK変復調器において、前記FSK変調器は、所定の周波数差を持ち、かつ前記被
変調データ信号に位相同期した２種類の搬送波を得る手
段と、この手段により得られた前記２種類の搬送波を前
記被変調データの値に応じて切換えてFSK変調波を得る
手段と、この手段により得られたFSK変調波を送信する
手段とを具備し、前記FSK復調器は、前記FSK変調波を受信する手段と、こ
の手段により受信されたFSK変調波を搬送周波数に対応
した２つの周波数帯域に分離するための同一基板上に形
成された第１および第２の弾性表面波フィルタと、これ
ら第１および第２の弾性表面波フィルタの出力をそれぞ
れ検波する第１および第２の検波手段と、これら第１お
よび第２の検波手段の出力を比較して復調出力を得る第
１の比較手段と、前記第１および第２の弾性表面波フィ
ルタの出力を加算する加算手段と、この加算手段の出力
を検波する第３の検波手段と、この第３の検波手段の出
力から搬送波の有無を検出するための第２の比較手段
と、この第２の比較手段の出力によって搬送波がある場
合のみ前記復調出力を取り出す手段と、前記第３の検波
手段の出力をそれぞれ非反転入力および反転入力として
ビートの有無を検出する第３および第４の比較手段と、
前記第３の比較手段および前記第４の比較手段の出力を
入力として衝突検出信号を得るオアゲートとを具備する
ことを特徴とするFSK変復調器。