JPH0795770A - 交流入力電源装置 - Google Patents
交流入力電源装置Info
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- JPH0795770A JPH0795770A JP6034725A JP3472594A JPH0795770A JP H0795770 A JPH0795770 A JP H0795770A JP 6034725 A JP6034725 A JP 6034725A JP 3472594 A JP3472594 A JP 3472594A JP H0795770 A JPH0795770 A JP H0795770A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 小型で、入力高力率化と出力低交流周波数リ
プル低減を実現する交流入力電源装置を提供する。 【構成】 交流入力源１からの入力電力を第１のインバ
ータ部２から２入力のトランス５、整流・平滑回路６を
介して出力に供給し、入力電力が出力電力よりも大きい
期間に入力電力の一部をコンデンサ３に充電し、それ以
外の期間に出力電力の一部をコンデンサ３から第２のイ
ンバータ部４を介して出力へ放電することにより、コン
デンサ３に充放電される一部の電力量以外の出力電力量
は第１のインバータ部２のみを通過させるだけにした構
成を特徴としている。
プル低減を実現する交流入力電源装置を提供する。 【構成】 交流入力源１からの入力電力を第１のインバ
ータ部２から２入力のトランス５、整流・平滑回路６を
介して出力に供給し、入力電力が出力電力よりも大きい
期間に入力電力の一部をコンデンサ３に充電し、それ以
外の期間に出力電力の一部をコンデンサ３から第２のイ
ンバータ部４を介して出力へ放電することにより、コン
デンサ３に充放電される一部の電力量以外の出力電力量
は第１のインバータ部２のみを通過させるだけにした構
成を特徴としている。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、高入力力率と低出力リ
プルを実現する交流入力電源装置に関するものである。
プルを実現する交流入力電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図９は、高入力力率と低出力リプルを実
現する交流入力電源装置の従来の構成例を示すものであ
る。本従来例では、交流入力源１にダイオードよりなる
整流回路９を介して接続されるインダクタ１０１，スイ
ッチ素子１０２，ダイオード１０３，コンデンサ１０４
および第１の制御回路１０５より構成される第１の電力
変換回路１００において入力電流Ｉｉを正弦波形に近似
させ高周波分を減少することによって入力の高力率化が
行われ、スイッチ素子２０１，２０２からなるインバー
タ部２０３、入力巻線２０４，出力巻線２０５を有する
トランス２０６，ダイオード２０７，２０８，インダク
タ２０９およびコンデンサ２１０よりなる整流・平滑回
路２１１、および第２の制御回路２１２より構成される
第２の電力変換回路２００において、出力端子７に発生
する出力電圧の低リプル化が行われる。
現する交流入力電源装置の従来の構成例を示すものであ
る。本従来例では、交流入力源１にダイオードよりなる
整流回路９を介して接続されるインダクタ１０１，スイ
ッチ素子１０２，ダイオード１０３，コンデンサ１０４
および第１の制御回路１０５より構成される第１の電力
変換回路１００において入力電流Ｉｉを正弦波形に近似
させ高周波分を減少することによって入力の高力率化が
行われ、スイッチ素子２０１，２０２からなるインバー
タ部２０３、入力巻線２０４，出力巻線２０５を有する
トランス２０６，ダイオード２０７，２０８，インダク
タ２０９およびコンデンサ２１０よりなる整流・平滑回
路２１１、および第２の制御回路２１２より構成される
第２の電力変換回路２００において、出力端子７に発生
する出力電圧の低リプル化が行われる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】本従来例によると、前
記２つの第１，第２の電力変換回路１００，２００によ
る縦続接続の構成であり、出力電力はすべて前記２つの
第１，第２の電力変換回路１００，２００を通過しなけ
ればならないため、装置の小型化や高効率化に制約があ
った。
記２つの第１，第２の電力変換回路１００，２００によ
る縦続接続の構成であり、出力電力はすべて前記２つの
第１，第２の電力変換回路１００，２００を通過しなけ
ればならないため、装置の小型化や高効率化に制約があ
った。
【０００４】本発明の目的は、上記の欠点を解決し、小
型で高効率な交流入力電源装置を提供することにある。
型で高効率な交流入力電源装置を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明にかかる請求項１
に記載の交流入力電源装置は、交流入力源に接続される
第１のインバータ部と、この第１のインバータ部に接続
されたエネルギー蓄積素子と、このエネルギー蓄積素子
が入力として接続された第２のインバータ部と、前記第
１，第２のインバータ部にそれぞれ接続された２つの入
力巻線と出力巻線を有する２入力トランスと、前記出力
巻線に接続された整流・平滑回路と、この整流・平滑回
路に接続される出力端子と、入力電流および出力電圧を
検出し第１，第２のインバータ部におけるスイッチ素子
を制御する制御回路とにより構成されたことを特徴とす
るものである。
に記載の交流入力電源装置は、交流入力源に接続される
第１のインバータ部と、この第１のインバータ部に接続
されたエネルギー蓄積素子と、このエネルギー蓄積素子
が入力として接続された第２のインバータ部と、前記第
１，第２のインバータ部にそれぞれ接続された２つの入
力巻線と出力巻線を有する２入力トランスと、前記出力
巻線に接続された整流・平滑回路と、この整流・平滑回
路に接続される出力端子と、入力電流および出力電圧を
検出し第１，第２のインバータ部におけるスイッチ素子
を制御する制御回路とにより構成されたことを特徴とす
るものである。
【０００６】また、請求項２に記載の交流入力電源装置
は、交流入力源に接続される第１のインバータ部と、こ
の第１のインバータ部の出力に接続された第１の入力巻
線と、前記第１のインバータ部に接続されたエネルギー
蓄積素子と、このエネルギー蓄積素子が入力として接続
された第２のインバータ部と、この第２のインバータ部
の出力に接続された第２の入力巻線と、前記第１，第２
の入力巻線をそれぞれ第１の巻線部（ａ），第１の巻線
部（ｂ）および第２の巻線部（ｃ），第２の巻線部
（ｄ）とに分割し、前記第１の巻線部（ａ）と第２の巻
線部（ｃ）および第１の出力巻線とを有する第１の２入
力トランスと、前記第１の巻線部（ｂ）と第２の巻線部
（ｄ）および第２の出力巻線とを有し、前記第１の入力
巻線による励磁方向に対する第２の入力巻線による励磁
方向が前記第１の２入力トランスとは逆になるように接
続された第２の２入力トランスと、前記２つの出力巻線
に接続された整流・平滑回路と、この整流・平滑回路に
接続された出力端子と、入力電流および出力電圧を検出
し前記第１，第２のインバータ部におけるスイッチ素子
を制御する制御回路とにより構成されたことを特徴とす
るものである。
は、交流入力源に接続される第１のインバータ部と、こ
の第１のインバータ部の出力に接続された第１の入力巻
線と、前記第１のインバータ部に接続されたエネルギー
蓄積素子と、このエネルギー蓄積素子が入力として接続
された第２のインバータ部と、この第２のインバータ部
の出力に接続された第２の入力巻線と、前記第１，第２
の入力巻線をそれぞれ第１の巻線部（ａ），第１の巻線
部（ｂ）および第２の巻線部（ｃ），第２の巻線部
（ｄ）とに分割し、前記第１の巻線部（ａ）と第２の巻
線部（ｃ）および第１の出力巻線とを有する第１の２入
力トランスと、前記第１の巻線部（ｂ）と第２の巻線部
（ｄ）および第２の出力巻線とを有し、前記第１の入力
巻線による励磁方向に対する第２の入力巻線による励磁
方向が前記第１の２入力トランスとは逆になるように接
続された第２の２入力トランスと、前記２つの出力巻線
に接続された整流・平滑回路と、この整流・平滑回路に
接続された出力端子と、入力電流および出力電圧を検出
し前記第１，第２のインバータ部におけるスイッチ素子
を制御する制御回路とにより構成されたことを特徴とす
るものである。
【０００７】
【作用】本発明にかかる請求項１に記載の発明おいて
は、入力電力が出力電力よりも大きい期間に入力電力の
一部をエネルギー蓄積素子に充電し、入力電力が出力電
力よりも小さい期間に出力電力の一部をエネルギー蓄積
素子からの放電により補う。これにより、エネルギー蓄
積素子に充放電される一部の電力量以外の出力電力量は
一段の電力変換回路を通過させるだけで供給でき、入力
高力率と出力交流周波数リプル低減を同時に実現でき
る。
は、入力電力が出力電力よりも大きい期間に入力電力の
一部をエネルギー蓄積素子に充電し、入力電力が出力電
力よりも小さい期間に出力電力の一部をエネルギー蓄積
素子からの放電により補う。これにより、エネルギー蓄
積素子に充放電される一部の電力量以外の出力電力量は
一段の電力変換回路を通過させるだけで供給でき、入力
高力率と出力交流周波数リプル低減を同時に実現でき
る。
【０００８】また、本発明にかかる請求項２に記載の発
明においては、第１，第２のインバータ入力がそれぞれ
第１，第２の２入力トランスに印加されるので、入力が
一方の２入力トランスに偏らないため、第１，第２の２
入力トランスの出力巻線や、それに接続される整流・平
滑回路に流れる電流の実効値が下がる。
明においては、第１，第２のインバータ入力がそれぞれ
第１，第２の２入力トランスに印加されるので、入力が
一方の２入力トランスに偏らないため、第１，第２の２
入力トランスの出力巻線や、それに接続される整流・平
滑回路に流れる電流の実効値が下がる。
【０００９】
【実施例】以下本発明の実施例について、図面を参照し
て説明する。
て説明する。
【００１０】図１は本発明の一実施例を示す回路図であ
る。図１に示すように、本実施例では、交流入力源１に
接続される第１のインバータ部２と、前記第１のインバ
ータ部２に接続されたエネルギー蓄積素子としてのコン
デンサ３と、このコンデンサ３を入力として接続された
第２のインバータ部４と、前記２つの第１，第２のイン
バータ部２，４の出力にそれぞれ接続された２つの入力
巻線と出力巻線を有する２入力トランス５と、前記出力
巻線に接続された整流・平滑回路６と、前記整流・平滑
回路６に接続された出力端子７と、入力電圧Ｖi ，入力
電流Ｉi および出力電圧Ｖo を検出し前記２つの第１，
第２のインバータ部２，４におけるスイッチ素子（図示
省略してあるが、図３で後述する）を制御する制御回路
８とにより構成され、制御回路８により検出された入力
電流Ｉi が入力電圧Ｖi と相似な正弦波状になるよう
に、また出力電圧Ｖ0 が一定となるようにスイッチ素子
のオン・オフ期間を制御することにより、高入力力率と
低出力リプルを実現するものである。
る。図１に示すように、本実施例では、交流入力源１に
接続される第１のインバータ部２と、前記第１のインバ
ータ部２に接続されたエネルギー蓄積素子としてのコン
デンサ３と、このコンデンサ３を入力として接続された
第２のインバータ部４と、前記２つの第１，第２のイン
バータ部２，４の出力にそれぞれ接続された２つの入力
巻線と出力巻線を有する２入力トランス５と、前記出力
巻線に接続された整流・平滑回路６と、前記整流・平滑
回路６に接続された出力端子７と、入力電圧Ｖi ，入力
電流Ｉi および出力電圧Ｖo を検出し前記２つの第１，
第２のインバータ部２，４におけるスイッチ素子（図示
省略してあるが、図３で後述する）を制御する制御回路
８とにより構成され、制御回路８により検出された入力
電流Ｉi が入力電圧Ｖi と相似な正弦波状になるよう
に、また出力電圧Ｖ0 が一定となるようにスイッチ素子
のオン・オフ期間を制御することにより、高入力力率と
低出力リプルを実現するものである。
【００１１】図２に、図１の実施例における入力電力，
出力電力および充放電エネルギーの関係を示す。すなわ
ち、図２（ａ）は入力電圧Ｖi の波形を、図２（ｂ）は
入力電力，出力電力および充電モードならびに放電モー
ド等の関係が、さらに図２（ｃ）はエネルギー蓄積素子
であるコンデンサ３を介さずに出力端子７へ出力される
電力を示している。図２に示すように、正弦波状の入力
電力と一定の出力電力の差の電力をコンデンサ３に充電
あるいはコンデンサ３から放電させることにより、入力
電力と出力電力のアンバランスを補償する。ここで、コ
ンデンサ３を介さず前記第１のインバータ部２から２入
力トランス５および整流・平滑回路６のみを通過して出
力へ供給させる電力量は、入力電流波形がほぼ正弦波状
となるように制御した場合、全体の約６８％である。
出力電力および充放電エネルギーの関係を示す。すなわ
ち、図２（ａ）は入力電圧Ｖi の波形を、図２（ｂ）は
入力電力，出力電力および充電モードならびに放電モー
ド等の関係が、さらに図２（ｃ）はエネルギー蓄積素子
であるコンデンサ３を介さずに出力端子７へ出力される
電力を示している。図２に示すように、正弦波状の入力
電力と一定の出力電力の差の電力をコンデンサ３に充電
あるいはコンデンサ３から放電させることにより、入力
電力と出力電力のアンバランスを補償する。ここで、コ
ンデンサ３を介さず前記第１のインバータ部２から２入
力トランス５および整流・平滑回路６のみを通過して出
力へ供給させる電力量は、入力電流波形がほぼ正弦波状
となるように制御した場合、全体の約６８％である。
【００１２】すなわち、本実施例によると、図９の従来
例における第１の電力変換回路１００が出力に供給する
全エネルギーを扱うのに対し、本実施例における出力電
圧Ｖ0 の交流周波数リプルを補償するために付加したエ
ネルギー蓄積用のコンデンサ３および第２のインバータ
部４からなる部分が扱うエネルギーは全体の３２％程度
にすぎないため、交流入力電源装置の小型・高効率化が
可能となる。
例における第１の電力変換回路１００が出力に供給する
全エネルギーを扱うのに対し、本実施例における出力電
圧Ｖ0 の交流周波数リプルを補償するために付加したエ
ネルギー蓄積用のコンデンサ３および第２のインバータ
部４からなる部分が扱うエネルギーは全体の３２％程度
にすぎないため、交流入力電源装置の小型・高効率化が
可能となる。
【００１３】図３は前記実施例の第１の具体的な構成を
示す回路図である。図３に示すように、本実施例では、
交流入力源１に接続されるダイオードよりなる整流回路
９と、この整流回路９に接続されたインダクタ２１，ス
イッチ素子２２，２３からなる第１のインバータ部２
と、前記インダクタ２１にダイオード１０を介して接続
されたエネルギー蓄積用のコンデンサ３と、このコンデ
ンサ３に接続されたインダクタ４１，このインダクタ４
１に接続されたスイッチ素子４２，４３，インダクタ４
１のコアに巻かれた巻線４４，この巻線４４にダイオー
ド４５を介して接続されスイッチ素子４２，４３の同時
オフ期間にインダクタ４１の電圧をコンデンサ３あるい
は後述する出力コンデンサ６３の電圧にクランプするた
めの端子４６からなる第２のインバータ部４と、前記２
つの第１，第２のインバータ部２，４にそれぞれ接続さ
れた入力巻線５１，５２と、この入力巻線５１，５２と
出力巻線５３を有する２入力トランス５と、前記出力巻
線５３に接続されたダイオード６１，６２および出力コ
ンデンサ６３よりなる整流・平滑回路６と、この整流・
平滑回路６に接続される出力端子７と、入力電圧Ｖi ，
入力電流Ｉi および出力電圧Ｖo を検出し前記スイッチ
素子２２，２３，４２，４３を制御する制御回路８とに
より構成されるものである。上記インダクタ４１の端子
４６，４６には、例えばダイオード４５側の端子４６を
＋側として出力電圧Ｖ0 が印加されている。インダクタ
４１を流れる電流は、スイッチ素子４２または４３がオ
ンしている期間に上昇し、スイッチ素子４２，４３がオ
フしインダクタ４１の巻線４４の電圧を一定電圧にクラ
ンプしている期間に減少する。
示す回路図である。図３に示すように、本実施例では、
交流入力源１に接続されるダイオードよりなる整流回路
９と、この整流回路９に接続されたインダクタ２１，ス
イッチ素子２２，２３からなる第１のインバータ部２
と、前記インダクタ２１にダイオード１０を介して接続
されたエネルギー蓄積用のコンデンサ３と、このコンデ
ンサ３に接続されたインダクタ４１，このインダクタ４
１に接続されたスイッチ素子４２，４３，インダクタ４
１のコアに巻かれた巻線４４，この巻線４４にダイオー
ド４５を介して接続されスイッチ素子４２，４３の同時
オフ期間にインダクタ４１の電圧をコンデンサ３あるい
は後述する出力コンデンサ６３の電圧にクランプするた
めの端子４６からなる第２のインバータ部４と、前記２
つの第１，第２のインバータ部２，４にそれぞれ接続さ
れた入力巻線５１，５２と、この入力巻線５１，５２と
出力巻線５３を有する２入力トランス５と、前記出力巻
線５３に接続されたダイオード６１，６２および出力コ
ンデンサ６３よりなる整流・平滑回路６と、この整流・
平滑回路６に接続される出力端子７と、入力電圧Ｖi ，
入力電流Ｉi および出力電圧Ｖo を検出し前記スイッチ
素子２２，２３，４２，４３を制御する制御回路８とに
より構成されるものである。上記インダクタ４１の端子
４６，４６には、例えばダイオード４５側の端子４６を
＋側として出力電圧Ｖ0 が印加されている。インダクタ
４１を流れる電流は、スイッチ素子４２または４３がオ
ンしている期間に上昇し、スイッチ素子４２，４３がオ
フしインダクタ４１の巻線４４の電圧を一定電圧にクラ
ンプしている期間に減少する。
【００１４】図４は、図３のスイッチ素子２２，２３，
４２，４３のゲート駆動電圧波形ＶG1〜ＶG4を示す。図
４（ａ）に示すように、充電モードにおいては、スイッ
チ素子２２，２３の同時オン期間にインダクタ２１にエ
ネルギーを蓄え、スイッチ素子２２，２３の同時オフ期
間にエネルギー蓄積用のコンデンサ３に充電し、スイッ
チ素子２２，２３の片方オン期間に２入力トランス５を
介して電力を出力に供給する。一方、放電モードにおい
ては、スイッチ素子４２，４３をスイッチ素子２２，２
３と同期動作させ、第１，第２のインバータ部２，４の
電力を同時に出力へ供給させる。これにより、正弦波状
の入力電力から一定の出力電力を供給することができ
る。また、スイッチ素子２２，２３の同時オン期間を制
御することにより入力を高力率にし、充電モードにおけ
るスイッチ素子２２，２３の同時オフ期間あるいは放電
モードにおけるスイッチ素子４２，４３のオン期間によ
り出力電力を制御できる。
４２，４３のゲート駆動電圧波形ＶG1〜ＶG4を示す。図
４（ａ）に示すように、充電モードにおいては、スイッ
チ素子２２，２３の同時オン期間にインダクタ２１にエ
ネルギーを蓄え、スイッチ素子２２，２３の同時オフ期
間にエネルギー蓄積用のコンデンサ３に充電し、スイッ
チ素子２２，２３の片方オン期間に２入力トランス５を
介して電力を出力に供給する。一方、放電モードにおい
ては、スイッチ素子４２，４３をスイッチ素子２２，２
３と同期動作させ、第１，第２のインバータ部２，４の
電力を同時に出力へ供給させる。これにより、正弦波状
の入力電力から一定の出力電力を供給することができ
る。また、スイッチ素子２２，２３の同時オン期間を制
御することにより入力を高力率にし、充電モードにおけ
るスイッチ素子２２，２３の同時オフ期間あるいは放電
モードにおけるスイッチ素子４２，４３のオン期間によ
り出力電力を制御できる。
【００１５】なお、図３はプッシュプル昇降圧コンバー
タにより構成されているが、前記第１，第２のインバー
タ部２，４あるいは前記整流・平滑回路６をフル・ブリ
ッジ構成としても、本発明を同様に実現できる。
タにより構成されているが、前記第１，第２のインバー
タ部２，４あるいは前記整流・平滑回路６をフル・ブリ
ッジ構成としても、本発明を同様に実現できる。
【００１６】図５に、前記図１の実施例の第２の具体的
な回路構成を示す。図５に示すように、本実施例では、
単相の交流入力源１に接続されるダイオードよりなる整
流回路９と、前記整流回路９に接続されたインダクタ２
１、このインダクタ２１に接続されたスイッチ素子２
２，２３からなる第１のインバータ部２と、前記インダ
クタ２１にダイオード１０を介して接続されたエネルギ
ー蓄積用のコンデンサ３と、このコンデンサ３に接続さ
れたスイッチ素子４２からなる第２のインバータ部４
と、前記２つの第１，第２のインバータ部２，４の出力
にそれぞれ接続された入力巻線５１，５２と出力巻線５
３を有する２入力トランス５と、前記出力巻線５３に接
続されたダイオード６１および出力コンデンサ６３から
なる整流・平滑回路６と、この整流・平滑回路６に接続
された出力端子７と、前記スイッチ素子２２，２３，４
２を制御する制御回路８とにより構成されるものであ
る。
な回路構成を示す。図５に示すように、本実施例では、
単相の交流入力源１に接続されるダイオードよりなる整
流回路９と、前記整流回路９に接続されたインダクタ２
１、このインダクタ２１に接続されたスイッチ素子２
２，２３からなる第１のインバータ部２と、前記インダ
クタ２１にダイオード１０を介して接続されたエネルギ
ー蓄積用のコンデンサ３と、このコンデンサ３に接続さ
れたスイッチ素子４２からなる第２のインバータ部４
と、前記２つの第１，第２のインバータ部２，４の出力
にそれぞれ接続された入力巻線５１，５２と出力巻線５
３を有する２入力トランス５と、前記出力巻線５３に接
続されたダイオード６１および出力コンデンサ６３から
なる整流・平滑回路６と、この整流・平滑回路６に接続
された出力端子７と、前記スイッチ素子２２，２３，４
２を制御する制御回路８とにより構成されるものであ
る。
【００１７】図６は、図５のスイッチ素子２２，２３，
４２のゲート駆動電圧波形ＶG1〜ＶG3を示す。図６
（ａ）の充電モードにおいては、スイッチ素子２２のオ
ン期間にインダクタ２１にエネルギーを蓄え、スイッチ
素子２２，２３の同時オフ期間にエネルギー蓄積用のコ
ンデンサ３に充電し、スイッチ素子２３のオン期間に２
入力トランス５を介して電力を出力へ供給する。また、
２入力トランス５のリセット、つまり２入力トランス５
の励磁電流の急上昇および飽和を抑えるため、入力巻線
に励磁させたときとは逆方向へ電圧を発生させることに
より励磁電流を減少させるには、スイッチ素子２３のタ
ーンオフ後にスイッチ素子４２のボディーダイオードが
導通し、巻線５２からコンデンサ３にエネルギーを放出
することによって行われる。一方、図６（ｂ）の放電モ
ードにおいては、スイッチ素子２２がオンの期間にスイ
ッチ素子４２をオンさせ２入力トランス５にエネルギー
を蓄え、スイッチ素子２３がオンの期間に電力を同時に
出力へ供給させる。ここで、スイッチ素子２２のオン期
間を制御することにより入力を高力率にし、充電モード
におけるスイッチ素子２２，２３の同時オフ期間および
放電モードにおけるスイッチ素子４２のオン期間により
出力電力を制御できる。
４２のゲート駆動電圧波形ＶG1〜ＶG3を示す。図６
（ａ）の充電モードにおいては、スイッチ素子２２のオ
ン期間にインダクタ２１にエネルギーを蓄え、スイッチ
素子２２，２３の同時オフ期間にエネルギー蓄積用のコ
ンデンサ３に充電し、スイッチ素子２３のオン期間に２
入力トランス５を介して電力を出力へ供給する。また、
２入力トランス５のリセット、つまり２入力トランス５
の励磁電流の急上昇および飽和を抑えるため、入力巻線
に励磁させたときとは逆方向へ電圧を発生させることに
より励磁電流を減少させるには、スイッチ素子２３のタ
ーンオフ後にスイッチ素子４２のボディーダイオードが
導通し、巻線５２からコンデンサ３にエネルギーを放出
することによって行われる。一方、図６（ｂ）の放電モ
ードにおいては、スイッチ素子２２がオンの期間にスイ
ッチ素子４２をオンさせ２入力トランス５にエネルギー
を蓄え、スイッチ素子２３がオンの期間に電力を同時に
出力へ供給させる。ここで、スイッチ素子２２のオン期
間を制御することにより入力を高力率にし、充電モード
におけるスイッチ素子２２，２３の同時オフ期間および
放電モードにおけるスイッチ素子４２のオン期間により
出力電力を制御できる。
【００１８】なお、図５の前記第２のインバータ部４を
前記第１のインバータ部２と同様の回路構成としても、
本発明を実現できる。
前記第１のインバータ部２と同様の回路構成としても、
本発明を実現できる。
【００１９】図７に、請求項２に記載の発明の一実施例
の回路構成図を示す。図７に示すように本実施例では、
単の相交流入力源１に接続されたダイオードよりなる整
流回路９と、前記整流回路９に接続されたインダクタ２
１、このインダクタ２１に接続されたスイッチ素子２
２，２３，２４，２５により構成される第１のインバー
タ部２と、前記第１のインバータ部２の出力に接続され
直列接続された第１の巻線部ａ５１，ｂ１５１と、前記
インダクタ２１にダイオード１０を介して接続されたエ
ネルギー蓄積用のコンデンサ３と、このコンデンサ３に
接続されたインダクタ４１、このインダクタ４１に接続
されたスイッチ素子４２，４３，４７，４８，インダク
タ４１のコアに巻かれた巻線４４、この巻線４４にダイ
オード４５を介して接続されスイッチ素子４２と４８，
４３と４７の同時オフ期間にインダクタ４１の電圧をコ
ンデンサ３あるいは出力コンデンサ６３の電圧にクラン
プする端子４６からなる第２のインバータ部４と、この
第２のインバータ部４の出力に接続され直列接続された
第２の巻線部ｃ５２，ｄ１５２と、前記第１の巻線部ａ
５１および第２の巻線部ｃ５２および出力巻線５３を有
する第１の２入力トランス５と、前記第１の巻線部ｂ１
５１および第２の巻線部ｄ１５２と出力巻線１５３を有
する第２の２入力トランス１５と、前記出力巻線５３に
接続されたダイオード６１，６２，前記出力巻線１５３
に接続されたダイオード６４，６５および出力コンデン
サ６３からなる整流・平滑回路６と、この整流・平滑回
路６に接続された出力端子７と、前記スイッチ素子２
２，２３，２４，２５，４２，４３，４７，４８を制御
する制御回路８とにより構成されるものである。ここで
第２の２入力トランス１５は、第１の巻線部ａ５１，ｂ
１５１による励磁方向に対し、第２の巻線部ｃ５２，ｄ
１５２による励磁方向が第１の２入力トランス５とは逆
になるように接続されている。
の回路構成図を示す。図７に示すように本実施例では、
単の相交流入力源１に接続されたダイオードよりなる整
流回路９と、前記整流回路９に接続されたインダクタ２
１、このインダクタ２１に接続されたスイッチ素子２
２，２３，２４，２５により構成される第１のインバー
タ部２と、前記第１のインバータ部２の出力に接続され
直列接続された第１の巻線部ａ５１，ｂ１５１と、前記
インダクタ２１にダイオード１０を介して接続されたエ
ネルギー蓄積用のコンデンサ３と、このコンデンサ３に
接続されたインダクタ４１、このインダクタ４１に接続
されたスイッチ素子４２，４３，４７，４８，インダク
タ４１のコアに巻かれた巻線４４、この巻線４４にダイ
オード４５を介して接続されスイッチ素子４２と４８，
４３と４７の同時オフ期間にインダクタ４１の電圧をコ
ンデンサ３あるいは出力コンデンサ６３の電圧にクラン
プする端子４６からなる第２のインバータ部４と、この
第２のインバータ部４の出力に接続され直列接続された
第２の巻線部ｃ５２，ｄ１５２と、前記第１の巻線部ａ
５１および第２の巻線部ｃ５２および出力巻線５３を有
する第１の２入力トランス５と、前記第１の巻線部ｂ１
５１および第２の巻線部ｄ１５２と出力巻線１５３を有
する第２の２入力トランス１５と、前記出力巻線５３に
接続されたダイオード６１，６２，前記出力巻線１５３
に接続されたダイオード６４，６５および出力コンデン
サ６３からなる整流・平滑回路６と、この整流・平滑回
路６に接続された出力端子７と、前記スイッチ素子２
２，２３，２４，２５，４２，４３，４７，４８を制御
する制御回路８とにより構成されるものである。ここで
第２の２入力トランス１５は、第１の巻線部ａ５１，ｂ
１５１による励磁方向に対し、第２の巻線部ｃ５２，ｄ
１５２による励磁方向が第１の２入力トランス５とは逆
になるように接続されている。
【００２０】図８は、図７のスイッチ素子２２，２３，
２４，２５，４２，４３，４７，４８のゲート駆動電圧
波形ＶG1〜ＶG8を示す。図８（ａ）の充電モードにおい
ては、スイッチ素子２２，２３，２４，２５の同時オン
期間にインダクタ２１にエネルギーを蓄え、スイッチ素
子２４あるいは２５のみオン期間にエネルギー蓄積用の
コンデンサ３に充電し、スイッチ素子２２と２４あるい
は２３と２５のみオン期間にトランスを介して電力を出
力へ供給する。一方、図８（ｂ）の放電モードにおいて
は、スイッチ素子２２，２３，２４，２５が同時オンの
期間にスイッチ素子４２と４７，あるいは４３と４８を
交互にオンさせコンデンサ３に充電されている電力を出
力へ供給させる。また、スイッチ素子２２，２３，２
４，２５の同時オン期間を制御することにより入力を高
力率にし、充電モードにおけるスイッチ素子２４あるい
は２５のみオン期間および放電モードにおけるスイッチ
素子４２，４３，４７，４８のオン期間により出力電力
を制御できる。
２４，２５，４２，４３，４７，４８のゲート駆動電圧
波形ＶG1〜ＶG8を示す。図８（ａ）の充電モードにおい
ては、スイッチ素子２２，２３，２４，２５の同時オン
期間にインダクタ２１にエネルギーを蓄え、スイッチ素
子２４あるいは２５のみオン期間にエネルギー蓄積用の
コンデンサ３に充電し、スイッチ素子２２と２４あるい
は２３と２５のみオン期間にトランスを介して電力を出
力へ供給する。一方、図８（ｂ）の放電モードにおいて
は、スイッチ素子２２，２３，２４，２５が同時オンの
期間にスイッチ素子４２と４７，あるいは４３と４８を
交互にオンさせコンデンサ３に充電されている電力を出
力へ供給させる。また、スイッチ素子２２，２３，２
４，２５の同時オン期間を制御することにより入力を高
力率にし、充電モードにおけるスイッチ素子２４あるい
は２５のみオン期間および放電モードにおけるスイッチ
素子４２，４３，４７，４８のオン期間により出力電力
を制御できる。
【００２１】なお、図７の第１，第２のインバータ部
２，４を図３のようなプッシュプル昇降圧形により構成
しても、同様に実現できる。
２，４を図３のようなプッシュプル昇降圧形により構成
しても、同様に実現できる。
【００２２】また、以上の各実施例において、エネルギ
ー蓄積素子としてはコンデンサ３の他インダクタンスや
電池等も考えられる。
ー蓄積素子としてはコンデンサ３の他インダクタンスや
電池等も考えられる。
【００２３】
【発明の効果】以上説明したように本発明にかかる請求
項１に記載の発明によれば、交流入力源に接続される第
１のインバータ部と、この第１のインバータ部に接続さ
れたエネルギー蓄積素子と、このエネルギー蓄積素子が
入力として接続された第２のインバータ部と、前記第
１，第２のインバータ部の出力にそれぞれ接続された２
つの入力巻線と出力巻線を有する２入力トランスと、前
記出力巻線に接続された整流・平滑回路と、この整流・
平滑回路に接続された出力端子と、入力電流および出力
電圧を検出し前記第１，第２のインバータ部におけるス
イッチ素子を制御する制御回路とにより構成されている
ので、交流入力源およびエネルギー蓄積素子にそれぞれ
インバータ部を介して入力巻線を有する２入力トランス
が接続されることにより、一段の電力変換回路で高入力
力率と低出力リプルを実現できるため、小型で高効率な
交流入力電源装置を構成することができる。
項１に記載の発明によれば、交流入力源に接続される第
１のインバータ部と、この第１のインバータ部に接続さ
れたエネルギー蓄積素子と、このエネルギー蓄積素子が
入力として接続された第２のインバータ部と、前記第
１，第２のインバータ部の出力にそれぞれ接続された２
つの入力巻線と出力巻線を有する２入力トランスと、前
記出力巻線に接続された整流・平滑回路と、この整流・
平滑回路に接続された出力端子と、入力電流および出力
電圧を検出し前記第１，第２のインバータ部におけるス
イッチ素子を制御する制御回路とにより構成されている
ので、交流入力源およびエネルギー蓄積素子にそれぞれ
インバータ部を介して入力巻線を有する２入力トランス
が接続されることにより、一段の電力変換回路で高入力
力率と低出力リプルを実現できるため、小型で高効率な
交流入力電源装置を構成することができる。
【００２４】さらに、請求項２に記載の発明によれば、
交流入力源に接続される第１のインバータ部と、この第
１のインバータ部の出力に接続された第１の入力巻線
と、前記第１のインバータ部に接続されたエネルギー蓄
積素子と、このエネルギー蓄積素子が入力として接続さ
れた第２のインバータ部と、この第２のインバータ部の
出力に接続された第２の入力巻線と、前記第１，第２の
入力巻線をそれぞれ第１の巻線部（ａ），第１の巻線部
（ｂ）および第２の巻線部（ｃ），第２の巻線部（ｄ）
とに分割し、前記第１の巻線部（ａ）と第２の巻線部
（ｃ）および第１の出力巻線とを有する第１の２入力ト
ランスと、前記第１の巻線部（ｂ）と第２の巻線部
（ｄ）および第２の出力巻線とを有し、前記第１の入力
巻線による励磁方向に対する第２の入力巻線による励磁
方向が前記第１の２入力トランスとは逆になるように接
続された第２の２入力トランスと、前記２つの出力巻線
に接続された整流・平滑回路と、この整流・平滑回路に
接続された出力端子と、入力電流および出力電圧を検出
し前記第１，第２のインバータ部におけるスイッチ素子
を制御する制御回路とにより構成されたので第１，第２
のインバータ入力がそれぞれ第１，第２の２入力トラン
スに印加されるので、入力が一方の２入力トランスに偏
らないため、第１，第２の２入力トランスの出力巻線
や、それに接続される整流・平滑回路に流れる電流の実
効値を下げることができる。
交流入力源に接続される第１のインバータ部と、この第
１のインバータ部の出力に接続された第１の入力巻線
と、前記第１のインバータ部に接続されたエネルギー蓄
積素子と、このエネルギー蓄積素子が入力として接続さ
れた第２のインバータ部と、この第２のインバータ部の
出力に接続された第２の入力巻線と、前記第１，第２の
入力巻線をそれぞれ第１の巻線部（ａ），第１の巻線部
（ｂ）および第２の巻線部（ｃ），第２の巻線部（ｄ）
とに分割し、前記第１の巻線部（ａ）と第２の巻線部
（ｃ）および第１の出力巻線とを有する第１の２入力ト
ランスと、前記第１の巻線部（ｂ）と第２の巻線部
（ｄ）および第２の出力巻線とを有し、前記第１の入力
巻線による励磁方向に対する第２の入力巻線による励磁
方向が前記第１の２入力トランスとは逆になるように接
続された第２の２入力トランスと、前記２つの出力巻線
に接続された整流・平滑回路と、この整流・平滑回路に
接続された出力端子と、入力電流および出力電圧を検出
し前記第１，第２のインバータ部におけるスイッチ素子
を制御する制御回路とにより構成されたので第１，第２
のインバータ入力がそれぞれ第１，第２の２入力トラン
スに印加されるので、入力が一方の２入力トランスに偏
らないため、第１，第２の２入力トランスの出力巻線
や、それに接続される整流・平滑回路に流れる電流の実
効値を下げることができる。
【図１】本発明における請求項１の一実施例を示す回路
構成図である。
構成図である。
【図２】本発明における入力電力，出力電力および充放
電エネルギーの関係を示す図である。
電エネルギーの関係を示す図である。
【図３】図１の実施例における第１の具体的な回路構成
を示す図である。
を示す図である。
【図４】図３の実施例に係わるスイッチ素子のゲート駆
動電圧波形の一例を示す図である。
動電圧波形の一例を示す図である。
【図５】図１の実施例における第２の具体的な回路構成
を示す図である。
を示す図である。
【図６】図５の実施例に係るスイッチ素子のゲート駆動
電圧波形の一例を示す図である。
電圧波形の一例を示す図である。
【図７】請求項２の一実施例の回路構成を示す図であ
る。
る。
【図８】図７の実施例にかかわるスイッチ素子のゲート
駆動電圧波形の一例を示す図である。
駆動電圧波形の一例を示す図である。
【図９】従来の高入力力率と低出力リプルを実現する交
流入力電源装置を示す構成図である。
流入力電源装置を示す構成図である。
１ 交流入力源 ２ 第１のインバータ部 ３ コンデンサ ４ 第２のインバータ部 ５ ２入力トランス ６ 整流・平滑回路 ７ 出力端子 ８ 制御回路 ９ 整流回路 １０ ダイオード １５ ２入力トランス ２１ インダクタ ２２ スイッチ素子 ２３ スイッチ素子 ２４ スイッチ素子 ２５ スイッチ素子 ４１ インダクタ ４２ スイッチ素子 ４３ スイッチ素子 ４４ 巻線 ４５ ダイオード ４６ 端子 ４７ スイッチ素子 ４８ スイッチ素子 ５１ 第１の巻線部ａ ５２ 第２の巻線部ｃ ５３ 出力巻線 ６１ ダイオード ６２ ダイオード ６３ 出力コンデンサ ６４ ダイオード ６５ ダイオード １５１ 第１の巻線部ｂ １５２ 第２の巻線部ｄ １５３ 出力巻線
Claims (2)
- 【請求項１】 交流入力源に接続される第１のインバー
タ部と、 この第１のインバータ部に接続されたエネルギー蓄積素
子と、 このエネルギー蓄積素子が入力として接続された第２の
インバータ部と、 前記第１，第２のインバータ部の出力にそれぞれ接続さ
れた２つの入力巻線と出力巻線を有する２入力トランス
と、 前記出力巻線に接続された整流・平滑回路と、 この整流・平滑回路に接続された出力端子と、 入力電流および出力電圧を検出し前記第１，第２のイン
バータ部におけるスイッチ素子を制御する制御回路と、 により構成されたことを特徴とする交流入力電源装置。 - 【請求項２】 交流入力源に接続される第１のインバー
タ部と、 この第１のインバータ部の出力に接続された第１の入力
巻線と、 前記第１のインバータ部に接続されたエネルギー蓄積素
子と、 このエネルギー蓄積素子が入力として接続された第２の
インバータ部と、 この第２のインバータ部の出力に接続された第２の入力
巻線と、 前記第１，第２の入力巻線をそれぞれ第１の巻線部
（ａ），第１の巻線部（ｂ）および第２の巻線部
（ｃ），第２の巻線部（ｄ）とに分割し、前記第１の巻
線部（ａ）と第２の巻線部（ｃ）および第１の出力巻線
とを有する第１の２入力トランスと、 前記第１の巻線部（ｂ）と第２の巻線部（ｄ）および第
２の出力巻線とを有し、前記第１の入力巻線による励磁
方向に対する第２の入力巻線による励磁方向が前記第１
の２入力トランスとは逆になるように接続された第２の
２入力トランスと、 前記２つの出力巻線に接続された整流・平滑回路と、 この整流・平滑回路に接続された出力端子と、 入力電流および出力電圧を検出し前記第１，第２のイン
バータ部におけるスイッチ素子を制御する制御回路と、 により構成されたことを特徴とする交流入力電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP03472594A JP3250700B2 (ja) | 1993-07-26 | 1994-03-04 | 交流入力電源装置 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5-202532 | 1993-07-26 | ||
| JP20253293 | 1993-07-26 | ||
| JP03472594A JP3250700B2 (ja) | 1993-07-26 | 1994-03-04 | 交流入力電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0795770A true JPH0795770A (ja) | 1995-04-07 |
| JP3250700B2 JP3250700B2 (ja) | 2002-01-28 |
Family
ID=26373570
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP03472594A Expired - Fee Related JP3250700B2 (ja) | 1993-07-26 | 1994-03-04 | 交流入力電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3250700B2 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1999049560A1 (fr) * | 1998-03-23 | 1999-09-30 | Fidelix Y.K. | Source d'energie |
| JP2005051994A (ja) * | 2003-07-16 | 2005-02-24 | Nippon Soken Inc | ２トランス型ｄｃ−ｄｃコンバータ及びｄｃ−ｄｃコンバータ |
| JP2006158115A (ja) * | 2004-11-30 | 2006-06-15 | Casio Comput Co Ltd | 電源回路 |
| RU2637516C2 (ru) * | 2012-08-22 | 2017-12-05 | Филипс Лайтинг Холдинг Б.В. | Цепь и способ выпрямления для несбалансированной двухфазной сети постоянного тока |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE4120146A1 (de) | 1991-06-19 | 1992-12-24 | Ant Nachrichtentech | Schaltregler |
| JP3106877U (ja) | 2004-07-29 | 2005-01-27 | 秀之 有働 | 新軽三輪乗用車（キャスター付前輪駆動車） |
-
1994
- 1994-03-04 JP JP03472594A patent/JP3250700B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1999049560A1 (fr) * | 1998-03-23 | 1999-09-30 | Fidelix Y.K. | Source d'energie |
| JP2005051994A (ja) * | 2003-07-16 | 2005-02-24 | Nippon Soken Inc | ２トランス型ｄｃ−ｄｃコンバータ及びｄｃ−ｄｃコンバータ |
| JP2006158115A (ja) * | 2004-11-30 | 2006-06-15 | Casio Comput Co Ltd | 電源回路 |
| RU2637516C2 (ru) * | 2012-08-22 | 2017-12-05 | Филипс Лайтинг Холдинг Б.В. | Цепь и способ выпрямления для несбалансированной двухфазной сети постоянного тока |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3250700B2 (ja) | 2002-01-28 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |