JPH08228486A

JPH08228486A - Ｄｃ−ａｃインバータの制御方法

Info

Publication number: JPH08228486A
Application number: JP7056761A
Authority: JP
Inventors: Akira Hasegawa; 彰長谷川
Original assignee: Takasago Ltd
Current assignee: Takasago Ltd
Priority date: 1995-02-22
Filing date: 1995-02-22
Publication date: 1996-09-03

Abstract

(57)【要約】【目的】Ｚ．Ｖ．ＳによってＤＣ−ＡＣインバータの
スイッチング素子の電極間容量による効率の低下を防ぎ
高周波の動作を可能とするとともにスイッチング素子に
加わる電圧と過渡電流を抑制して小型軽量、高い効率、
高い信頼性のＤＣ−ＡＣインバータを実現する。【構成】コンデンサ３と変圧器５の一次巻線の直列回
路に逆方向で導通する特性を持つスイッチング素子８で
Ｔ_ON1の時間だけ電圧を加えた後にスイッチング素子８
をＯＦＦし、スイッチング素子８が０ＦＦしてから一定
の遅れ時間ＴＤ₁の後に逆方向で導通する特性を持つス
イッチング素子４によって変圧器の一次巻線とコンデン
サ９の直列回路をＴ_ON2の期間だけ短絡して変圧器の電
流をスイッチング素子８に代わって交代する。スイッチ
ング素子４がＯＦＦしたのち一定の時間ＴＤ₂をもって
スイッチング素子８を再びＯＮして同様動作をくり返
す。変圧器の二次巻線から交流をそのまま、または整流
して出力を得る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】小型で高い効率と広い制御範囲を
持つＤＣ−ＡＣインバータを実現する方法であり、直流
電圧や高周波電力の必要なあらゆる産業で利用が可能で
ある。

【０００２】

【従来の技術】直流をＤＣ−ＡＣインバータに加えて交
流に変換し、この交流電圧を整流した後フィルタで平滑
して直流電圧を得るＤＣ−ＤＣコンバータでは、装置を
小型化する手法としてＤＣ−ＡＣインバータのスイッチ
ング周波数を上げて、変圧器やフィルタを小型化する方
法が取られている。しかし、スイッチング周波数を上げ
るとスイッチング素子などのスイッチング損失も大きく
なるので、スイッチング周波数を上げるにも限界があ
り、このスイッチング周波数は数１００ｋＨｚが限界で
あった。

【０００３】さらにスイッチング周波数を上げて小型化
する手法として共振型ＤＣ−ＡＣインバータが利用され
ている。この方法はＬＣの共振特性を利用してスイッチ
ング素子に加わる電圧または電流を正弦波や半周期がゼ
ロの期間を持つ半波正弦波状にして、電圧または電流の
ゼロとなる期間にスイッチング素子をＯＮし、スイッチ
ング素子のスイッチング損失を大幅に減らす方法があ
る。

【０００４】スイッチング素子に加わる電圧がゼロの期
間にスイッチングをする方法はＺ．Ｖ．Ｓ（Ｚｅｒｏ
ＶｏｌｔＳｗｉｔｃｈｉｎｇ）、電流がゼロの期間に
スイッチングする方法はＺ．Ｃ．Ｓ（ＺｅｒｏＣｕｒ
ｒｅｎｔＳｗｉｔｃｈｉｎｇ）と呼ばれている。これ
らの方法はスイッチング損失を大幅に下げるだけでな
く、スイッチング時におけるスイッチング・ノイズも大
幅に低減する理想的な特性を持つ。

【０００５】しかし、これらの共振型ＤＣ−ＡＣインバ
ータはスイッチングの一周期あたりの処理するエネルギ
ーがほぼ固定していて、旧来のスイッチングレギュレー
タのようにスイッチング素子のＯＮ時間を制御して出力
を制御することが困難である。この理由は、スイッチン
グ素子のＯＮ時間を制御すると、スイッチング素子の電
圧や電流がゼロになるタイミングも変化するために、ス
イッチング素子の電圧や電流がゼロの期間に合わせてス
イッチング素子をＯＮするための、微妙なタイミングを
得ることが困難であったり、スイッチング素子のＯＮ時
間が短い場合は共振回路に充分な共振エネルギーが与え
られず、電圧や電流がゼロになる期間が不足するためで
ある。

【０００６】したがって、この欠点を除くため、Ｚ．
Ｃ．Ｓの代表的な例であるＵＳＰａｔｅｎｔ４４１
５９５９のＦｏｗａｒｄＣｏｎｖｅｒｔｅｒａｔＺ
ｅｒｏＣｕｒｒｅｎｔに見られるように、出力を制御
するためにはスイッチング素子のＯＮ時間を一定にした
まま、スイッチング周波数を変化させて単位時間あたり
のエネルギーを変化させて出力を制御していた。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】このように従来の方法
は出力を制御する方法としてＤＣ−ＡＣインバータのス
イッチング周波数を変化させる方法が取られていた。こ
の方法では出力電圧を下げた場合や軽負荷時にスイッチ
ング周波数が下り、フィルタの効果が低下する問題があ
った。さらに、複数の電源を同時に使用すると、互いの
周波数差のビート障害が起きたり、ノイズの周波数帯も
入力条件や負荷条件によって変化するので、予期しない
ノイズによる障害が発生する可能性もあった。また、
Ｚ．Ｖ．ＳやＺ．Ｃ．Ｓの条件下でスイッチング周波数
を固定し、スイッチング素子のＯＦＦ時間やＯＮ時間を
可変して出力を制御する方式では、出力の可変範囲が狭
く、しかもスイッチング素子をＯＮする最適なタイミン
グを得ることが困難であった。

【０００８】さらに、共振型のインバータではＺ．Ｃ．
Ｓの条件ではスイッチング素子を流れる電流のピーク値
が高くなったり、スイッチング素子の電極間容量に蓄積
されたエネルギーが損失となる欠点があり、Ｚ．Ｖ．Ｓ
ではスイッチング素子に加わる電圧値が高くなる欠点が
あり、スイッチング周波数が固定で広い出力制御範囲で
Ｚ．Ｖ．Ｓの条件を保ち、しかもスイッチング素子に加
わる電圧が低いインバータの制御回路はパワーエレクト
ロ技術の究極の夢であった。

【０００９】

【課題を解決するための手段】このような点を考慮し
て、本発明では従来の一般的な手法であった共振の考え
を捨て去り、クランプ用整流器Ｄ₁を並列にしたスイッ
チＳ₁でクランプ用整流器Ｄ₂とスイッチング素子Ｓ₂
を並列に持つ変圧器とコンデンサの直列回路に電圧を加
え、適切な遅れ時間をもってスイッチＳ₁とＳ₂を交互
にＯＮ・ＯＦＦして、スイッチング素子に加わる電圧を
スイッチング素子に並列接続したクランプ用整流器によ
って電源電圧以下にクランプすると同時に変圧器の一次
巻線に蓄積されたエネルギーとスイッチング素子に並列
のコンデンサを利用して広い出力制御範囲に亙ってＺ．
Ｖ．Ｓの条件を常に保つ回路を採用し、スイッチング素
子の電極間容量に蓄積された電圧エネルギーも有効に利
用して効率を上げようとするものである。

【００１０】

【作用】図１で示すように、変圧器３の一次巻線とコン
デンサ９のＣ₃を直列にした回路にダイオード８のＤ₂
と並列コンデンサ３のＣ₂を並列に接続し、並列コンデ
ンサ７のＣ₁と並列ダイオード８のＤ₁を持つスイッチ
６のＳ₁で電圧１のＶ_iを加えると、コンデンサ９のＣ
₃を通して変圧器３に電圧が加わりこの二次巻線に出力
電圧が発生し、このとき流れた電流はコンデンサ９のＣ
₃を充電する。

【００１１】スイッチ６のＳ₁をＯＮし時間Ｔ_oN1が経
過してからスイッチＳ₁をＯＦＦすると変圧器３の一次
巻線を流れていた電流を維持するためスイッチ６のＳ₁
を流れていた電流はコンデンサ７のＣ₁を充電し、コン
デンサ９のＣ₃の容量がコンデンサ７の容量Ｃ₁よりも
充分に大きい場合、スイッチ６のＳ₁を遮断する直前に
流れていた電流をｉ_oN1とし、コンデンサ７の容量Ｃ₁
とコンデンサ３の容量Ｃ₂の並列合成容量をＣ_Sとする
と、スイッチ６のＳ₁の端子電圧V _S1はスイッチ６のＳ
₁をＯＦＦしてからの経過時間ｔに対してｉ_ON1ｔ／Ｃ
_Sで立ち上がり、この電圧が電源電圧１のＶ_iよりも大
きくなると、ダイオード２のＤ₂が導通しスイッチ６の
Ｓ₁の端子電圧は電源電圧にクランプされ、コンデンサ
９のＣ₃がさらに充電される。

【００１２】この状態でスイッチ４のＳ₂をＯＮすると
スイッチ４のＳ₂の端子電圧ｖ_S2はダイオード２のＤ₂
の順方向電圧となり、ほぼゼロとなるのでＺ．Ｖ．Ｓの
条件となる。スイッチ６のＳ₂がＯＮするとコンデンサ
９のＣ₃に充電された電圧が変圧器５に加わり、変圧器
の一次巻線電圧は反転しスイッチ４のＳ₂は順方向（コ
ンデンサ９のＣ₃の電荷を放電する方向）に電流が流れ
る。コンデンサ９に蓄積された電荷により変圧器の電流
がスイッチ４のＳ₂を順方向に流れている状態でスイッ
チ４のＳ₂をＯＦＦするとこの直前に変圧器５の一次巻
線を流れていた電流をｉ_ON2とするとこの電流はコンデ
ンサ３のＣ₂を充電し、コンデンサ７のＣ₁を放電す
る。

【００１３】したがって、コンデンサ７のＣ₁の電圧は
スイッチ４のＳ₂がＯＦＦしてからの経過時間をｔとす
るとｉ_ON2ｔ／Ｃ_Sで立ち下り、（コンデンサ３のＣ₂
の電圧は立ち上がる）この電圧が負になるとダイオード
８のＤ₁が導通してスイッチ６のＳ₂の端子電圧を電源
電圧にクランプする。ダイオード８のＤ₁が導通してい
る期間はスイッチ６のＳ₁の端子電圧はダイオード８の
Ｄ₁の順方向電圧でありほぼゼロとなっている。この期
間にスイツチ６のＳ₁をＯＮするとＺ．Ｖ．Ｓの条件で
スイッチ６のＳ₁をＯＮできる。同様な動作を繰り返し
ながらスイッチ６のＳ₁とスイッチ４のＳ₂はＺ．Ｖ．
Ｓの条件でしかもスイッチング素子の電圧を電源電圧で
クランプしながらスイッチングを行い変圧器５の二次巻
線に高周波出力を伝送する。

【００１４】出力電力を制御するには、スイッチ６のＳ
₁のＯＮ時間とＯＦＦ時間の比を制御する、スイッチ６
のＳ₁はどの期間でＯＦＦしても、スイッチ６のＳ₁に
並列に接続したコンデンサ７のＣ₁によって電圧の立ち
下りが抑えられるので、任意の時間でＺ．Ｖ．Ｓの条件
でＯＦＦが可能である。スィツチ６のＳ₁がＯＮの時に
電源から電力が供給され、変圧器の二次側にフオワード
特性の整流器がある場合は出力にエネルギーが供給さ
れ、同時に変圧器のリーケージ・インダクタンスの等価
インダクタタンスを含む一次インダクタンスにも電流エ
ネルギーとして蓄積される。このとき、電源側から得ら
れるエネルギーはスイッチ６のＳ₁のＯＮ時間に比例す
る。

【００１５】スイッチ６のＳ₁がＯＦＦすると、変圧器
５の二次側にフライバック型の整流器がある場合はスイ
ッチ６のＳ₁がＯＮの期間に蓄積されたエネルギーは出
力側に供給されると同時にコンデンサ９のＣ₃を充電す
る。スイッチ４のＳ₂がＯＮするとコンデンサ９のＣ₃
に蓄積されたエネルギーはフライバック方向の整流器を
通じて出力に供給され、このときのエネルギーもスイッ
チ６のＳ₁がＯＮする時間が長いほど多くなるので、ス
イッチ６のＳ₁のＯＮ時間を制御しても出力を制御する
ことが可能である。しかし、スイッチ６のＳ₁のＯＮ時
間を制御すると自動的に、コンデンサ９のＣ₃の充電量
も同時に制御できるのでスイッチ６のＳ₁のＯＮ時間を
制御して出力を制御する方法が合理的である。

【００１６】このとき、スイッチ６のＳ₁とスイッチ４
のＳ₂は一定の遅れを持って交互にＯＮ・ＯＦＦするこ
とになる。したがって、スイッチ６のＳ₁のＯＮ時間と
スイッチ４のＳ₂のＯＮ時間の和を一定にしてスイッチ
６のＳ₁とスイッチ４のＳ₂のＯＮとＯＦＦの時間比を
制御すると、スイッチング周波数を一定にして出力を制
御することが可能となり、最も都合の良い制御方法とな
る。

【００１７】他の制御方法として、スイッチ４Ｓ₂のＯ
Ｎ時間を一定にして、スイッチ６Ｓ₁のＯＮ時間だけを
制御して出力を可変することも可能であるが、出力を下
げる目的でスイッチ６Ｓ₁のＯＮ時間を少なくすると変
圧器５の一次巻線に蓄積するエネルギーが不足し、スイ
ッチ６Ｓ₁をＯＦＦしてからスイッチ４Ｓ₂をＯＮする
までの遅れ時間ＴＤ₂の期間の間、変圧器の電流を維持
できなくなるとスイッチ２Ｓ₂の端子電圧が上昇しＺ．
Ｖ．Ｓの条件を満足できなくなる。変圧器にリーケージ
・インダクタンスを付けたり、インダクタンスをさらに
直列に接続するとこのインダクタンスに蓄積されたエネ
ルギーで効果的にコンデンサ９を充電する時間を得るこ
とができ、この問題を防ぐことが可能となる。スイッチ
６Ｓ₁のＯＮ時間を一定にして、スイッチ４Ｓ₂のＯＮ
時間を可変した場合も同様な動作をする。

【００１８】

【実施例】実施例を図１に示す。この実施例では、変圧
器５の一次巻線に直列にコンデンサ９を直列に接続して
スイッチ６のＳ₁で電源電圧１を加える。このスイッチ
６には並列にコンデンサ７とクランプ・ダイオード８を
並列に接続する。一方、変圧器５の一次巻線とコンデン
サ９の両端をシャントするスイッチ４を設け、このスイ
ッチにも並列にコンデンサ３とクランプダイオード２を
接続する。変圧器の二次側にはダイオード１０によるセ
ンタ・タップ整流回路で整流し、平滑コンデンサ１１で
平滑して負荷抵抗１２に直流電力を供給する。

【００１９】ここで使用するスイッチ４と６はトランジ
スタやＦＥＴを使用すると都合が良い。ＦＥＴでは電極
間容量が大きいので、この容量を並列コンデンサ３や７
として利用できる。直列コンデンサ９は変圧器のインダ
クタンスと共振させる必要はなく、実用的には並列コン
デンサ３や７の容量の数１０倍程度とするが、この値を
桁違いに変化させてもスイッチング周波数の近傍でコン
デンサ９と変圧器５の入力インビーダンスの直列合成イ
ンピーダンスがインダクテイブであれば、基本的な動作
は変化しない。

【００２０】ＤＣ−ＤＣコンバータとして利用する場合
は、整流回路は図１で示すセンタタップに限らず、ブリ
ッジ回路でも利用でき、フオワード型またはフライバッ
ク型の半波整流器でも動作し、平滑回路もコンデンサイ
ンプット型に限ることはない。二次側整流回路はフオワ
ードタイプの半波整流回路とするとフライバックのエネ
ルギーはほとんどコンデンサ９を充電するように動作す
る。

【００２１】スイッチ６、４の動作タイミングは、まず
スイッチ６をＯＮし、Ｔ_ON1の時間を経過した点でスイ
ッチ６をＯＦＦする。スイッチ６をＯＦＦしてからダイ
オード２が導通するまでのＴＤ₁の遅れ時間を持ってス
イッチ４をＯＮする。

【００２２】スイツチ４はＴ_ON2の期間ＯＮする。次に
スイッチ４をＯＦＦし、ダイオード８が導通するまでの
遅れ時間ＴＤ₂を取ってスイッチ６をＯＮする。この状
態のスイッチング素子の電圧電流波形を図２に示す。出
力される電力は電源電圧にスイッチ６の電流値の積分値
を乗じた電力の単位時間の平均値となる。

【００２３】出力の制御はＴ_ON2の時間を制御しても可
能であるが、ＴＤ₁、ＴＤ₂を一定としてＴ_ON1とＴ
_ON2の和を一定にしてＴ_ON1とＴ_ON2の比を可変すると
スイッチング周波数を常に一定にして出力を可変でき
る。このときの各スイッチング素子の電圧電流波形を図
３に示す。

【００２４】ただし、整流器や平滑回路によってスイッ
チ６がＯＮしている期間に蓄積されたエネルギーをコン
デンサ９に伝送する程度が異なり、スイッチ６をＯＦＦ
してからスイッチ４をＯＮするまでＺ．Ｖ．Ｓを保つ時
間が長くなり、スイッチ４をＯＮするまでの遅れ時間に
対する余裕値が増し、変圧器の一次入力から見たインピ
ーダンスがインダクテイブであるほどこの遅れ時間が多
くなり、スイッチ４をＯＮするタイミングに自由度が増
え、スイッチ４をＯＮするタイミングをスイッチ６をＯ
ＦＦした直後にする必要がなくなり、スイッチ４のＯＮ
時間を固定しても本発明を実現可能である。このように
スイッチ４のＯＮ時間を固定すると、図４で示すように
Ｚ．Ｖ．Ｓの条件を満足しない期間ができる場合もある
が、この電圧は他の方法によるインバータの電圧よりも
低く、例えば（ａ）に示す電圧波形になっても、このと
きのスイッチ４の並列容量に蓄積される電力は小さくそ
の害も少なくなる。また、（ｂ）に示すような波形では
全く実害はなく、このように駆動回路を簡略化しても本
発明の目的を達成できる。

【００２５】本発明の制御方式では、原理的に直列コン
デンサ９を含む変圧器５の直列入力インピーダンスがス
イッチング周波数の近傍でインダクテイブである必要が
ある。しかも、出力電力はこのインダクタンスに反比例
する。したがって、変圧器のインダクタンスが高い場合
はこの変圧器に並列にエネルギー蓄積用インダクタンス
を接続する。

【００２６】ＤＣ−ＤＣコンバータでは、変圧器の二次
側の整流器がコンデンサインプット型の場合、フライバ
ックの状態で二次側の整流器が導通している期間は出力
に電力が伝送され、コンデンサ９にエネルギーが蓄積さ
れない。したがって、この問題を解決するには変圧器に
直列にインダクタンスを接続するか、変圧器にリーケー
ジインダクタンスを持たせる。

【００２７】図５で示すように変圧器の一次巻線を
Ｌ₁、Ｌ₂に分け、この一次巻線に対応して二次巻線Ｌ
₃、Ｌ₄を設ける。ここでＬ₁、とＬ₂の結合係数を下
げると一方の整流器が導通してインダクタンスの効果を
低下させても、他方の整流器が導通していない側の巻線
がインダクタンスとして働き、外付けのインダクタンス
を省略できる。Ｌ₁とＬ₂の結合係数がゼロの状態、即
ちＬ₁とＬ₂を分離してＬ₁、Ｌ₃とＬ₂とＬ₄を持つ
二つの変圧器を直列接続した場合は互いの影響がないの
でもっとも電力が取れる。しかし、二つの変圧器を使用
するとスペースファクターやコストの問題が生じる場合
もある。

【００２８】この場合、例えば図６に示すようにＬ₁と
Ｌ₂を物理的に距離を離して分離すると互いの影響を防
ぐことができ、図７にハッチングで示したコアを挿入す
るとさらにこの効果が増す。他の方法として、図８や図
９に示すように互いに異なったコアの脚を利用する方法
もある。互いの巻線間のスペースを増加させても同様な
目的が達成される。

【００２９】電源電圧がスイッチング素子の耐圧よりも
高い場合は図１０で示すようにスイッチ６を電源のプラ
スとマイナスに振り分け、シャント用のスイッチ４は互
いに直列に接続し、電源のプラスとマイナスに振り分け
た電圧バランス用コンデンサ１３の中点に接続すると２
倍の電源電圧まで対応することが可能となる。

【００３０】図１の回路は、従来からある一石のＤＣ−
ＡＣインバータの一次巻線に直列にコンデンサ９を追加
し、さらにシャント用スイッチ４を取り付けた回路に見
える。しかし、変圧器の巻き始めの端子を電源のプラス
側でなく、マイナス側に接続しても全く同様な動作をす
る。この回路は、旧来良く利用されたハーフ・ブリッジ
のＤＣ−ＡＣインバータと相似であり、ＯＴＬアンプの
出力にコンデンサ結合で変圧器を接続した回路とも相似
である。このように、基本回路はすでに知られた回路と
相似であり、非常に簡単であるにもかかわらず、各スイ
ッチの動作タイミングを選び、変圧器の一次側から見た
インピーダンスをインダクティブにするだけで技術者に
取っては夢のような理想的な特性を持つＤＣ−ＡＣイン
バ−タが得られることが本発明のポイントである。

【００３１】

【発明の効果】本発明により、パワーエレクトロニクス
技術者の夢であった、あらゆる条件で損失が少ないＺ．
Ｖ．Ｓ特性を保ち、しかもスイッチング周波数を固定し
たまま広範囲に出力を可変できるＤＣ−ＡＣインバータ
が実現可能である。しかも電源投入時や出力短絡事故な
どの最悪の過渡状態においても、スイッチング素子には
電源電圧以上の電圧が加わることがないので、耐圧の低
いスイッチング素子の利用が可能であり、スイッチング
素子のコストを下げることができる。

【００３２】スイッチング素子にＦＥＴを利用した場合
は、電極間容量をＺ．Ｖ．Ｓ実現のために利用できるだ
けでなく、ＯＮ抵抗の低い素子を採用でき、三相商用電
源を整流した直流を利用する大電力のインバータでも効
率良く動作する。

【００３３】本発明によるＤＣ−ＡＣインバータは、
Ｚ．Ｖ．Ｓの特性によって輻射するノイズが大幅に低下
するが、スイッチング電圧も低いのでその効果はさらに
高くなる。同時にスイッチング素子の電極間容量に蓄積
された電圧エネルギーも損失とならず、ＭＨｚオーダの
高い周波数のスイッチング周波数を利用しても容易に９
０％以上の高い効率が得られる。

【００３４】この制御方式ではＺ．Ｖ．Ｓの条件を満足
しない最悪の条件を仮定しても、スイッチング素子に電
圧の加わった状態で、スイッチング素子を強制的にＯＮ
する従来の電流共振方式と比較して、スイッチがＯＮす
る直前の電圧を１／π以下とすることが可能となる。ス
イッチング素子の電極間容量による損失は、その電圧の
二乗に比例するのでこの損失も約１／１０になる。

【００３５】このような理由で、この出力を利用してＤ
Ｃ−ＤＣコンバータを実現すると、小型で高い効率を持
ち、低い輻射ノイズ特性のＤＣ−ＤＣコンバータを得る
ことができる。さらに、本発明の効果について説明する
と、スイッチング素子はコンデンサと直列にスイッチン
グされるので、電源投入時や障害などで過渡的な電流が
流れる状態になっても、スイッチング素子に直列コンデ
ンサが充電されるとそれ以上の電流が流れず自動的に電
流が制限される。スイッチング周波数を上げるほど直列
コンデンサの容量値は低くなり、過渡時に流れるスイッ
チング素子の電流値を下げることが可能となる。

【００３６】スイッチング素子に加わる電圧も電源電圧
を越えることがないのでスイッチング素子の安全動作領
域の問題もなくなり、インバータの信頼性が大幅に向上
する。さらに、変圧器はコンデンサと直列に接続されて
いるので、各スイッチのＯＮ・ＯＦＦ比の如何を問わ
ず、変圧器に直流成分が流れず、変圧器の偏磁による効
率の低下や変圧器の飽和を防ぐことも可能である。

【００３７】従来のフライバック方式のＤＣ−ＡＣイン
バータに電圧共振を利用してＺ．Ｖ．Ｓを実現すること
が可能であったが、変圧器のリーケージ・インダクタン
スとスイッチング素子の電極間容量で発生するＭＨｚオ
ーダの副次の共振で多くの問題が起き、この影響を除く
ことは困難であった。本発明では、従来方式で問題のあ
った変圧器のリーケージ・インダクタンスを逆に利用で
き、変圧器設計の自由度が上がる大きな特長も持つ。

【００３８】このインバータを利用したＤＣ−ＤＣコン
バータでは、スイッチング素子や整流器の利用率も高
く、変圧器やスイッチング素子を流れる電流の実効電流
も比較的に低くなり、変圧器を小型化できる。さらに、
本発明は共振を利用していないので、設計が簡単で回路
定数の変化に対しても高い許容度を持つ特長もある。本
発明のＤＣ−ＡＣインバータの出力をそのまま、または
フィルタやマッチング回路などを通して、高周波加熱器
や回転機器などの、交流出力としても利用でき、ミス・
マッチングでもスイッチング素子の損失の増大を防ぐこ
とができ、マッチング回路を簡略化することも可能とな
り、その利用範囲は広い。

【００３９】このように、本発明の制御方式は特長だけ
が多く、従来のインバータの常識を越える、まさに理想
的な制御方式である。各スイッチング素子の駆動回路
は、従来の方式と異なるので、現在のところ、適するワ
ンチップのＩＣを入手することが困難であるが、簡単な
ロジック回路の組み合わせ、または自励発振回路で容易
に制御回路を実現可能である。本発明を実現するための
制御回路専用のＩＣを特別に製造しても充分にぺイする
可能性を持ち、このＩＣは従来のスイッチング電源制御
用の専用ＩＣのほとんどを陳腐化し、強電用を除くイン
バータ用高圧スイッチング素子を不要とする可能性があ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明をＤＣ−ＤＣコンバータとして利用した
実施例を示す回路図である。

【図２】スイッチＳ₁とＳ₂のデューテイが等しく一定
の遅れを持って互いに逆の動作を行った場合の各スイッ
チの電圧電流波形を示す図である。

【図３】スイッチＳ₁のＯＮ幅を狭くし、スイッチＳ₁
のＯＮ・ＯＦＦに対して一定の遅れ時間を持ってスイッ
チＳ₂を逆の動作を行った場合の各スイッチの電圧電流
波形を示す図である。

【図４】スイッチＳ₂のＯＮ幅を固定し、スイッチＳ₁
のＯＮ幅を狭くした場合のスイッチＳ₂の電圧波形であ
る。

【図５】変圧器の一次巻線と二次側整流器を示す図であ
る。

【図６】巻線間の距離を離し、一次巻線のＬ₁とＬ₂の
結合係数を下げる方法の略図である。

【図７】巻線間の距離を離し、付属のコアで一次巻線の
Ｌ₁とＬ₂の結合係数を下げる方法の略図である。

【図８】それぞれの巻線間のコアの脚を分離し、一次巻
線のＬ₁とＬ₂の結合係数を下げる方法の略図である。

【図９】それぞれの巻線間のコアの脚を分離し、中間に
共用する磁路を設け一次巻線のＬ₁とＬ₂の結合係数を
下げる方法の略図である。

【図１０】スイッチを直列に接続した場合の各スイッチ
に加わる電圧をバランスを改善した回路図である。

【符号の説明】

１入力電源（電圧Ｖ_i）２クランプ・ダイオード（Ｄ₂）３コンデンサ（Ｃ₂）４スイッチング素子（Ｓ₂）５変圧器６スイッチング素子（Ｓ₁）７共振コンデンサ（Ｃ₁）８クランプ・ダイオード（Ｄ₁）９直列コンデンサ（Ｃ₃）１０整流器１１フィルタ用コンデンサ１２負荷抵抗１３電圧バランス用コンデンサ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】コンデンサと一個または複数の変圧器の
一次巻線の直列回路に逆方向で導通する特性と並列容量
を持つスイッチング素子Ｓ₁でＴ_ON1の期間電圧を加え
た後、スイッチング素子Ｓ₁をＯＦＦし、スイッチング
素子Ｓ₁が０ＦＦしてから遅れ時間ＴＤ₁の後に逆方向
で導通する特性と並列容量を持つスイッチング素子Ｓ₂
によって変圧器の一次巻線とコンデンサの直列回路をＴ
_ON2の期間だけ短絡して変圧器の一次巻線電流をスイッ
チング素子Ｓ₁に代わって交代する。スイッチング素子
Ｓ₂がＯＦＦしてからＴＤ₂の期間をもってスイッチン
グ素子Ｓ₁を再びＯＮする動作をくり返して変圧器の二
次巻線に交流電力を出力するＤＣ−ＡＣインバータにお
いて、Ｔ_ON1に対するＴ_ON2の比を制御して変圧器に加
えるエネルギーを制御して出力を制御するＤＣ−ＡＣイ
ンバータの制御方法。
【請求項２】コンデンサと一個または複数の変圧器の
一次巻線とインダクタンスの直列回路に逆方向で導通す
る特性と並列容量を持つスイッチング素子Ｓ₁でＴ_ON1
の期間電圧を加えた後、スイッチング素子Ｓ₁をＯＦＦ
し、スイッチング素子Ｓ₁が０ＦＦしてから遅れ時間Ｔ
Ｄ₁の後に逆方向で導通する特性と並列容量を持つスイ
ッチング素子Ｓ₂によって変圧器の一次巻線とインダク
タンス、コンデンサの直列回路をＴ_ON2の期間だけ短絡
して変圧器の一次巻線電流をスイッチング素子Ｓ₁に代
わって交代する。スイッチング素子Ｓ₂がＯＦＦしてか
らＴＤ₂の期間をもってスイッチング素子Ｓ₁を再びＯ
Ｎする動作をくり返して変圧器の二次巻線に交流電力を
出力するＤＣ−ＡＣインバータと、スイッチング素子Ｓ
₁のＯＮ時間であるＴ_ON1に対するＴ_ON2の比を制御し
て変圧器に加えるエネルギーを制御して出力を制御する
ＤＣ−ＡＣインバータの制御方法。
【請求項３】コンデンサと互いに直列で互いにリーケ
ージ・インダクタンスを持つ複数の変圧器の一次巻線と
インダクタンスの直列回路に逆方向で導通する特性と並
列容量を持つスイッチング素子Ｓ₁でＴ_ON1の期間電圧
を加えた後、スイッチング素子Ｓ₁をＯＦＦし、スイッ
チング素子Ｓ₁が０ＦＦしてから遅れ時間ＴＤ₁の後に
逆方向で導通する特性と並列容量を持つスイッチング素
子Ｓ₂によって変圧器の一次巻線とインダクタンス、コ
ンデンサの直列回路をＴ_ON2の期間だけ短絡して変圧器
の一次巻線電流をスイッチング素子Ｓ₁に代わって交代
する。スイッチング素子Ｓ₂がＯＦＦしてからＴＤ₂の
期間をもってスイッチング素子Ｓ₁を再びＯＮする動作
をくり返して変圧器の二次巻線に交流電力を出力するＤ
Ｃ−ＡＣインバータと、Ｔ_ON1に対するＴ_ON2の比を制
御して変圧器に加えるエネルギーを制御して出力を制御
するＤＣ−ＡＣインバータの制御方法。
【請求項４】コンデンサと互いに直列で互いに同一の
磁路を共用し、意図的に物理的距離を離してリ−ケ−ジ
・インダクタンスを持つ複数の変圧器の一次巻線とイン
ダクタンスの直列回路に逆方向で導通する特性と並列容
量を持つスイッチング素子Ｓ₁でＴ_ON1の期間電圧を加
えた後、スイッチング素子Ｓ₁をＯＦＦし、スイッチン
グ素子Ｓ₁が０ＦＦしてから遅れ時間ＴＤ₁の後に逆方
向で導通する特性と並列容量を持つスイッチング素子Ｓ
₂によって変圧器の一次巻線とインダクタンス、コンデ
ンサの直列回路をＴ_ON2の期間だけ短絡して変圧器の一
次巻線電流をスイッチング素子Ｓ₁に代わって交代す
る。スイッチング素子Ｓ₂がＯＦＦしてからＴＤ₂の期
間をもってスイッチング素子Ｓ₁を再びＯＮする動作を
くり返して変圧器の二次巻線に交流電力を出力するＤＣ
−ＡＣインバータと、Ｔ_ON1に対するＴ_ON2の比を制御
して変圧器に加えるエネルギーを制御して出力を制御す
るＤＣ−ＡＣインバータの制御方法。
【請求項５】請求項１から４の方法で、スイッチ６の
Ｓ₁とスイッチ４のＳ₂をそれぞれ同じ特性を持つスイ
ッチを直列にしてスイッチング素子に加わる電圧を低下
させ、高い入力電圧に対応する回路において、図１０に
示すようにスイッチ６のＳ₁を入力電源１の正側と負側
に振り分け、変圧器５とコンデンサ９の直列回路を、直
列接続したスイッチ４のＳ₂によって短絡する回路と、
直列に接続されたスイッチ４のＳ₂の中点を電源１の正
と負の間に直列に接続した電圧バランス用コンデンサ１
３の中点に接続して、それぞれのスイッチング素子に加
わる電圧バランスを改善したＤＣ−ＡＣインバータ。