JPH0798986B2 - 高周波スイッチング回路用Ｃｏ基非晶質磁性合金 - Google Patents
高周波スイッチング回路用Ｃｏ基非晶質磁性合金Info
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- JPH0798986B2 JPH0798986B2 JP5093788A JP9378893A JPH0798986B2 JP H0798986 B2 JPH0798986 B2 JP H0798986B2 JP 5093788 A JP5093788 A JP 5093788A JP 9378893 A JP9378893 A JP 9378893A JP H0798986 B2 JPH0798986 B2 JP H0798986B2
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Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は可飽和リアクタを用い
た磁気増幅器を具備する電圧共振形等の高周波スイッチ
ング回路に用いられる非晶質磁性合金に関する。
た磁気増幅器を具備する電圧共振形等の高周波スイッチ
ング回路に用いられる非晶質磁性合金に関する。
【０００２】
【従来の技術】周知のように、電子計算機の周辺機器や
一般通信機用の安定化電源は仕様として小電圧、大電流
を要求するが、近年このような用途に小形、軽量、高効
率という利点を持つスイッチング式電源が多く使われて
いる。電圧あるいは電流共振波形を用いたスイッチング
電源はトランジスタやサイリスタ等の主スイッチング素
子のスイッチング効率が良く、且つ低雑音で動作する等
の長所がある。しかし、共振波形を保持しながら制御で
きる出力電力の範囲が狭い等の欠点もある。従来共振波
形を利用したスイッチング回路の代表的なものとして、
特にシングルエンデイドスイッチング回路では準Ｅ級ス
イッチング回路がある。これは外部回路を工夫してスイ
ッチング素子の端子電圧波形が共振の弧を描くようにし
たものでその場合、スイッチング周期、導通幅および外
部回路定数を所定の条件に設定する必要がある。この電
圧共振波形を利用した準Ｅ級スイッチング回路の電力変
換効率は動作周波数１００ＫＨｚで９０％以上得られ
る。
一般通信機用の安定化電源は仕様として小電圧、大電流
を要求するが、近年このような用途に小形、軽量、高効
率という利点を持つスイッチング式電源が多く使われて
いる。電圧あるいは電流共振波形を用いたスイッチング
電源はトランジスタやサイリスタ等の主スイッチング素
子のスイッチング効率が良く、且つ低雑音で動作する等
の長所がある。しかし、共振波形を保持しながら制御で
きる出力電力の範囲が狭い等の欠点もある。従来共振波
形を利用したスイッチング回路の代表的なものとして、
特にシングルエンデイドスイッチング回路では準Ｅ級ス
イッチング回路がある。これは外部回路を工夫してスイ
ッチング素子の端子電圧波形が共振の弧を描くようにし
たものでその場合、スイッチング周期、導通幅および外
部回路定数を所定の条件に設定する必要がある。この電
圧共振波形を利用した準Ｅ級スイッチング回路の電力変
換効率は動作周波数１００ＫＨｚで９０％以上得られ
る。
【０００３】一方、ハーフブリッジスイッチング回路で
はスイッチ素子を流れる電流波形が共振の弧を描くよう
に周辺回路を工夫してある。この電流の共振波形を利用
するスイッチング回路はスイッチ素子がサイリスタの場
合強制転流回路が省略でき有効である。しかしながら、
上述の共振形スイッチング回路において、共振周波数は
外部回路の素子値の組合せで決まる。このため、共振波
形を利用したスイッチング回路を安定化電源や電力増幅
器に応用した場合出力電力の制御をするのが複雑にな
る。例えば、通常のフォワード形スイッチ回路では単に
スイッチングの導通幅を変えるだけで容易に電力制御で
きるのに対し、共振波形を利用したスイッチ回路では導
通幅を変えると同時にスイッチング周期も所定の関係で
変えなければ共振波形を保ちながら電力制御はできな
い。即ち、出力電力を増大するために導通幅を広げると
共振の弧の軸は一定なので、結果的にスイッチング周期
も長くする必要がある。したがって、その制御構成も複
雑となる。また、たとえその複雑な制御回路を作って出
力電力の制御ができても可変範囲が狭く、安定化電源や
電力増幅器を構成するには不十分である。
はスイッチ素子を流れる電流波形が共振の弧を描くよう
に周辺回路を工夫してある。この電流の共振波形を利用
するスイッチング回路はスイッチ素子がサイリスタの場
合強制転流回路が省略でき有効である。しかしながら、
上述の共振形スイッチング回路において、共振周波数は
外部回路の素子値の組合せで決まる。このため、共振波
形を利用したスイッチング回路を安定化電源や電力増幅
器に応用した場合出力電力の制御をするのが複雑にな
る。例えば、通常のフォワード形スイッチ回路では単に
スイッチングの導通幅を変えるだけで容易に電力制御で
きるのに対し、共振波形を利用したスイッチ回路では導
通幅を変えると同時にスイッチング周期も所定の関係で
変えなければ共振波形を保ちながら電力制御はできな
い。即ち、出力電力を増大するために導通幅を広げると
共振の弧の軸は一定なので、結果的にスイッチング周期
も長くする必要がある。したがって、その制御構成も複
雑となる。また、たとえその複雑な制御回路を作って出
力電力の制御ができても可変範囲が狭く、安定化電源や
電力増幅器を構成するには不十分である。
【０００４】上記欠点を解決する一つの方法として、出
力回路には電圧制御形の磁気増幅器を用いる方式があ
る。この磁気増幅器を構成する主要部は可飽和リアクタ
であり、可飽和リアクタの鉄心の磁気に関するヒステリ
シス曲線の角形性が磁気増幅器の性質を左右することは
言うまでもない、磁気増幅器を正しく動作させるために
は通常直流における角形比９０数％のものを用いる。し
かし、従来の如く角形比が８５〜９５％程度のパーマロ
イ等をそのまま１００ＫＨｚ程度の高周波スイッチ回路
に適用すると、うず電流損失により発熱を生じ磁気増幅
器の機能を損うことになる。
力回路には電圧制御形の磁気増幅器を用いる方式があ
る。この磁気増幅器を構成する主要部は可飽和リアクタ
であり、可飽和リアクタの鉄心の磁気に関するヒステリ
シス曲線の角形性が磁気増幅器の性質を左右することは
言うまでもない、磁気増幅器を正しく動作させるために
は通常直流における角形比９０数％のものを用いる。し
かし、従来の如く角形比が８５〜９５％程度のパーマロ
イ等をそのまま１００ＫＨｚ程度の高周波スイッチ回路
に適用すると、うず電流損失により発熱を生じ磁気増幅
器の機能を損うことになる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】本発明は上記の点に鑑
み、可飽和リアクタを用い高周波でも高効率で安定に動
作する磁気増幅器を備え、高周波領域での良好なスイッ
チング特性を有する高周波スイッチング回路用Ｃｏ基非
晶質磁性合金を提供する事を目的とする。
み、可飽和リアクタを用い高周波でも高効率で安定に動
作する磁気増幅器を備え、高周波領域での良好なスイッ
チング特性を有する高周波スイッチング回路用Ｃｏ基非
晶質磁性合金を提供する事を目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段及び作用】本発明は、可飽
和リアクタを用いた磁気増幅器を具備する高周波スイッ
チング回路用Ｃｏ基非晶質磁性合金において、原子％で （Ｃｏ1-a-b-c Ｆｅa Ｎｉb Ｍc ）1-d Ｘd 0.04≦ａ≦0.15 ０≦ｂ≦0.10 0.005 ≦ｃ≦0.10 0.15≦ｄ≦0.30 Ｍは、Ｎｂ、Ｃｒ、Ｍｏ、Ｖ、Ｔａ、Ｔｉ、Ｚｒ、Ｗか
ら選ばれる少なくとも一種の元素 Ｘは、ＢまたはＢ＋Ｓｉ ただしＳｉを含有する場合のＳｉ量は２５原子％以下で
示され、かつ２０〜１００ＫＨｚで磁気ヒステリシス曲
線のＢr ／Ｂ10が８５％以上、保磁力Ｈc が0.35Ｏｅ以
下の特性を有することを特徴とする高周波スイッチング
回路用Ｃｏ基非晶質磁性合金である。
和リアクタを用いた磁気増幅器を具備する高周波スイッ
チング回路用Ｃｏ基非晶質磁性合金において、原子％で （Ｃｏ1-a-b-c Ｆｅa Ｎｉb Ｍc ）1-d Ｘd 0.04≦ａ≦0.15 ０≦ｂ≦0.10 0.005 ≦ｃ≦0.10 0.15≦ｄ≦0.30 Ｍは、Ｎｂ、Ｃｒ、Ｍｏ、Ｖ、Ｔａ、Ｔｉ、Ｚｒ、Ｗか
ら選ばれる少なくとも一種の元素 Ｘは、ＢまたはＢ＋Ｓｉ ただしＳｉを含有する場合のＳｉ量は２５原子％以下で
示され、かつ２０〜１００ＫＨｚで磁気ヒステリシス曲
線のＢr ／Ｂ10が８５％以上、保磁力Ｈc が0.35Ｏｅ以
下の特性を有することを特徴とする高周波スイッチング
回路用Ｃｏ基非晶質磁性合金である。
【０００７】本発明は非晶質合金の高周波特性を見出し
たことを基本とするものである。すなわち低周波領域で
は、他の材料に比べ優れていることはなくとも、高周波
領域では格段に優れた磁気特性を示すことを見出し、そ
の非晶質合金をスイッチング回路に適用し、スイッチン
グ周波数の高周波化、電源効率の向上などの効果を実現
したのが本発明である。以下に本発明に用いる非晶質合
金の組成限定理由を詳細に説明する。本発明に用いる非
晶質磁性合金は前記の如く、 （Ｃｏ1-a-b-c Ｆｅa Ｎｉb Ｍc ）1-d Ｘd 0.04≦ａ≦0.15 ０≦ｂ≦0.10 0.005 ≦ｃ＝0.10 0.15≦ｄ≦0.30 Ｍは、Ｎｂ、Ｃｒ、Ｍｏ、Ｖ、Ｔａ、Ｔｉ、Ｚｒ、Ｗか
ら選ばれる少なくとも一種の元素 Ｘは、ＢまたはＢ＋Ｓｉ ただしＳｉを含有する場合のＳｉ量は２５原子％以下で
示され、かつ２０〜１００ＫＨｚで磁気ヒステリシス曲
線のＢr ／Ｂ10が８５％以上、保磁力Ｈc が0.35Ｏｅ以
下の特性を有するＣｏ基非晶質磁性合金である。
たことを基本とするものである。すなわち低周波領域で
は、他の材料に比べ優れていることはなくとも、高周波
領域では格段に優れた磁気特性を示すことを見出し、そ
の非晶質合金をスイッチング回路に適用し、スイッチン
グ周波数の高周波化、電源効率の向上などの効果を実現
したのが本発明である。以下に本発明に用いる非晶質合
金の組成限定理由を詳細に説明する。本発明に用いる非
晶質磁性合金は前記の如く、 （Ｃｏ1-a-b-c Ｆｅa Ｎｉb Ｍc ）1-d Ｘd 0.04≦ａ≦0.15 ０≦ｂ≦0.10 0.005 ≦ｃ＝0.10 0.15≦ｄ≦0.30 Ｍは、Ｎｂ、Ｃｒ、Ｍｏ、Ｖ、Ｔａ、Ｔｉ、Ｚｒ、Ｗか
ら選ばれる少なくとも一種の元素 Ｘは、ＢまたはＢ＋Ｓｉ ただしＳｉを含有する場合のＳｉ量は２５原子％以下で
示され、かつ２０〜１００ＫＨｚで磁気ヒステリシス曲
線のＢr ／Ｂ10が８５％以上、保磁力Ｈc が0.35Ｏｅ以
下の特性を有するＣｏ基非晶質磁性合金である。
【０００８】磁気特性に直流特性と交流特性（高周波特
性）があることは周知のことであり、非晶質磁性合金の
角型比の向上に磁場中熱処理が有効であることは知られ
ていたが、これは直流特性に関してであり、磁場中熱処
理により高角型比を実現した非晶質磁性合金の高周波領
域における磁気特性は、角型比こそ高いもののヒステリ
シスループが歪み、かつ保磁力が大きくなるため、損失
が大きく到底実用には耐えられるものではない。この傾
向は特にＦｅ基非晶質磁性合金の場合に顕著である。本
願発明者らは磁場中熱処理なしで交流特性、特に高周波
領域での磁気特性の向上を実現できないかと研究をすす
めた。その結果、Ｃｏ基非晶質磁性合金において熱処理
時に磁場を印加しないと、直流特性こそ磁場中熱処理に
比較して劣るものの高周波領域ではその特性が逆転し、
非常に良好な磁気特性、すなわち高角型性及び低保磁力
を実現できることを見出したのである。
性）があることは周知のことであり、非晶質磁性合金の
角型比の向上に磁場中熱処理が有効であることは知られ
ていたが、これは直流特性に関してであり、磁場中熱処
理により高角型比を実現した非晶質磁性合金の高周波領
域における磁気特性は、角型比こそ高いもののヒステリ
シスループが歪み、かつ保磁力が大きくなるため、損失
が大きく到底実用には耐えられるものではない。この傾
向は特にＦｅ基非晶質磁性合金の場合に顕著である。本
願発明者らは磁場中熱処理なしで交流特性、特に高周波
領域での磁気特性の向上を実現できないかと研究をすす
めた。その結果、Ｃｏ基非晶質磁性合金において熱処理
時に磁場を印加しないと、直流特性こそ磁場中熱処理に
比較して劣るものの高周波領域ではその特性が逆転し、
非常に良好な磁気特性、すなわち高角型性及び低保磁力
を実現できることを見出したのである。
【０００９】Ｆｅは高角型性及び低保磁力を達成するの
に必須の元素であり、その含有量ａは0.04≦ａ≦0.15の
範囲に限定する。ａ＜0.04ではＦｅ添加の効果が表われ
ず、ａ＞0.15ではかえって角型性及び保磁力特性が低下
してしまう。
に必須の元素であり、その含有量ａは0.04≦ａ≦0.15の
範囲に限定する。ａ＜0.04ではＦｅ添加の効果が表われ
ず、ａ＞0.15ではかえって角型性及び保磁力特性が低下
してしまう。
【００１０】Ｎｉの少量の添加は、キュリー点の調整、
磁気特性の向上に有効であるが、余り過剰の添加は飽和
磁束密度の低下、キュリー点の低下などの不具合を生じ
るおそれがあるため、Ｎｉ含有量ｂはｂ≦0.10とする。
磁気特性の向上に有効であるが、余り過剰の添加は飽和
磁束密度の低下、キュリー点の低下などの不具合を生じ
るおそれがあるため、Ｎｉ含有量ｂはｂ≦0.10とする。
【００１１】Ｎｂ、Ｃｒ、Ｍｏ、Ｖ、Ｔａ、Ｔｉ、Ｚ
ｒ、Ｗから選ばれる少なくとも一種の元素であるＭは高
周波領域における低保磁力化などの磁気特性向上に有効
な元素であり、高角型性及び低保磁力を製造性良く実現
するために必須の元素である。その含有量ｃは0.005 ≦
ｃ≦0.10とする。余り少ないとＭ元素添加効果が表われ
難く、過剰な添加はかえって高周波領域の保磁力増加、
角形比の低下などの高周波領域における磁気特性を低下
し、更には脆くなって取り扱い難くなってしまうためこ
の範囲とする。
ｒ、Ｗから選ばれる少なくとも一種の元素であるＭは高
周波領域における低保磁力化などの磁気特性向上に有効
な元素であり、高角型性及び低保磁力を製造性良く実現
するために必須の元素である。その含有量ｃは0.005 ≦
ｃ≦0.10とする。余り少ないとＭ元素添加効果が表われ
難く、過剰な添加はかえって高周波領域の保磁力増加、
角形比の低下などの高周波領域における磁気特性を低下
し、更には脆くなって取り扱い難くなってしまうためこ
の範囲とする。
【００１２】次にＸ（ＢまたはＢ＋Ｓｉ）であるが、こ
れは非晶質合金を得るために必要な元素である。この含
有量ｄは0.15≦ｄ≦0.30とする。この範囲外では非晶質
化が困難となるばかりか高周波領域における磁気特性の
向上の効果を得ることが困難である。またＳｉの過剰添
加は磁気特性の低下を招くため全体の２５原子％以下と
する。
れは非晶質合金を得るために必要な元素である。この含
有量ｄは0.15≦ｄ≦0.30とする。この範囲外では非晶質
化が困難となるばかりか高周波領域における磁気特性の
向上の効果を得ることが困難である。またＳｉの過剰添
加は磁気特性の低下を招くため全体の２５原子％以下と
する。
【００１３】
【実施例】以下、この発明の一実施例について図面を参
照して説明する。
照して説明する。
【００１４】図１において、１１は直流電源であり、こ
の電源１１の正極はスイッチング素子例えばトランジス
タ１２のコレクタに接続される、このトランジスタ１２
のベースには所定周期、所定導通幅のスイッチングパル
スＰが供給され、これにより周期的に開閉作動される。
このトランジスタ１２のエミッタは変成器１３の一次巻
線１３1 を介して前記電源１１の負極端に接続される。
この変成器１３の一次巻線１３1 には共振用コンデンサ
１４が並列接続され、前記トランジスタ１２のコレク
タ、エミッタ間にはダンパダイオード１５が図示極性で
接続される。これらトランジスタ１２、変成器１３、共
振用コンデンサ１４、ダンパダイオード１５はシングル
エンデイドスイッチング回路１６を構成している。
の電源１１の正極はスイッチング素子例えばトランジス
タ１２のコレクタに接続される、このトランジスタ１２
のベースには所定周期、所定導通幅のスイッチングパル
スＰが供給され、これにより周期的に開閉作動される。
このトランジスタ１２のエミッタは変成器１３の一次巻
線１３1 を介して前記電源１１の負極端に接続される。
この変成器１３の一次巻線１３1 には共振用コンデンサ
１４が並列接続され、前記トランジスタ１２のコレク
タ、エミッタ間にはダンパダイオード１５が図示極性で
接続される。これらトランジスタ１２、変成器１３、共
振用コンデンサ１４、ダンパダイオード１５はシングル
エンデイドスイッチング回路１６を構成している。
【００１５】一方、前記変成器１３の二次巻線１３2 ，
１３2 （一次巻線と二次巻線との巻線比はｎ：１）の一
端部にはコイル１３3 を介して可飽和リアクタ１７の一
端が接続され、このリアクタ１７の他端は環流ダイオー
ド１８のカソードに接続される。このダイオード１８の
アノードは可変抵抗１９を介して前記二次巻線１３2の
他端部に接続される。これら二次巻線１３2 、コイル１
３3 、可飽和リアクタ１７、環流ダイオード１２、可変
抵抗１９はレミー形と称される電圧制御磁気増幅器２０
を構成している。
１３2 （一次巻線と二次巻線との巻線比はｎ：１）の一
端部にはコイル１３3 を介して可飽和リアクタ１７の一
端が接続され、このリアクタ１７の他端は環流ダイオー
ド１８のカソードに接続される。このダイオード１８の
アノードは可変抵抗１９を介して前記二次巻線１３2の
他端部に接続される。これら二次巻線１３2 、コイル１
３3 、可飽和リアクタ１７、環流ダイオード１２、可変
抵抗１９はレミー形と称される電圧制御磁気増幅器２０
を構成している。
【００１６】また、前記可飽和リアクタ１７の他端部に
は整流ダイオード２１のアノードが接続され、このダイ
オード２１のカソードは負荷２２を介して前記変成器１
３の二次巻線１３2 の他端部に接続される。この負荷２
２には平滑用コンデンサ２３が並列接続され、このコン
デンサ２３とダイオード２１によって平滑回路２４を構
成している。
は整流ダイオード２１のアノードが接続され、このダイ
オード２１のカソードは負荷２２を介して前記変成器１
３の二次巻線１３2 の他端部に接続される。この負荷２
２には平滑用コンデンサ２３が並列接続され、このコン
デンサ２３とダイオード２１によって平滑回路２４を構
成している。
【００１７】尚、シングルエンデイドスイッチング回路
１６はトランジスタ１２の両端にかかる電圧が正弦波の
弧になるような動作をするようにトランジスタ１２のス
イッチング周期および導通幅、共振用コンデン１４の容
量値、変成器１２の励磁インダクタンス等の値が相互に
定められている。さらに、磁気増幅器２０は自己帰還が
かかるように変成器１３の二次側の正負の出力電圧に対
応させて可飽和リアクタ１７のアンペア・ターンが設定
されている。
１６はトランジスタ１２の両端にかかる電圧が正弦波の
弧になるような動作をするようにトランジスタ１２のス
イッチング周期および導通幅、共振用コンデン１４の容
量値、変成器１２の励磁インダクタンス等の値が相互に
定められている。さらに、磁気増幅器２０は自己帰還が
かかるように変成器１３の二次側の正負の出力電圧に対
応させて可飽和リアクタ１７のアンペア・ターンが設定
されている。
【００１８】上記構成において、仮に、磁気増幅器２０
を除去し、変成器３の二次側を直接整流平滑回路２４に
接続すると、シングルエンデイドスイッチング回路１６
の二次側、つまり変成器１３の二次側に誘起され、平滑
回路２４に印加される電圧波形は、図２ｂに点線で示す
ようになることが知られている。即ち、トランジスタ１
２が時刻ｔ＝０において導通されると、入力直流電源１
１から変成器１３の励磁インダクタンスＬ1 と洩れイン
ダクタンスＬ2 （図３参照）との並列合成インダクタン
スに電流が供給される。このとき、上記合成インダクタ
ンスに流れる電流は、図２ａに点線で示すように直接的
に増加する。そして、所定時間経過後、時刻ｔ＝ｔｏｎ
でトランジスタ１２が急激に非導通になると、上記の合
成インダクタンスに流れていた電流は慣性を持っている
ため、そのまま共振用コンデンサ１４に流れ込む。しか
し、この流れ込む方向は入力直流１１に対し負方向にな
るため、充電が進めば共振用コンデンサ１４の端子電圧
は入力直流電源１１の電圧＋Ｅｉｎの値から徐々に減少
してやがて負となり、負の最大値を経て再び＋Ｅｉｎに
戻ってくる。この様子を変成器１３の二次側電圧波形と
して示したのが図２ｂの点線である。この共振用コンデ
ンサ１４の端子電圧波形の変化の特徴は、正電位の時と
負電位の時との面積（電圧×時間）の比が0.5 〜２と比
較的少ないことである。
を除去し、変成器３の二次側を直接整流平滑回路２４に
接続すると、シングルエンデイドスイッチング回路１６
の二次側、つまり変成器１３の二次側に誘起され、平滑
回路２４に印加される電圧波形は、図２ｂに点線で示す
ようになることが知られている。即ち、トランジスタ１
２が時刻ｔ＝０において導通されると、入力直流電源１
１から変成器１３の励磁インダクタンスＬ1 と洩れイン
ダクタンスＬ2 （図３参照）との並列合成インダクタン
スに電流が供給される。このとき、上記合成インダクタ
ンスに流れる電流は、図２ａに点線で示すように直接的
に増加する。そして、所定時間経過後、時刻ｔ＝ｔｏｎ
でトランジスタ１２が急激に非導通になると、上記の合
成インダクタンスに流れていた電流は慣性を持っている
ため、そのまま共振用コンデンサ１４に流れ込む。しか
し、この流れ込む方向は入力直流１１に対し負方向にな
るため、充電が進めば共振用コンデンサ１４の端子電圧
は入力直流電源１１の電圧＋Ｅｉｎの値から徐々に減少
してやがて負となり、負の最大値を経て再び＋Ｅｉｎに
戻ってくる。この様子を変成器１３の二次側電圧波形と
して示したのが図２ｂの点線である。この共振用コンデ
ンサ１４の端子電圧波形の変化の特徴は、正電位の時と
負電位の時との面積（電圧×時間）の比が0.5 〜２と比
較的少ないことである。
【００１９】以上の点を念頭において、図１の動作を説
明する。なお図２ｂの実線は磁気増幅器に印加される電
圧を示し、図２ｃは平滑回路に入力される磁気増幅器２
０の出力電圧（Ｅ´out ）を示している。先ず、トラン
ジスタ１２が導通になった時、変成器１３の極性を考え
ると整流ダイオード２１も導通になる。そして、定常状
態になると平滑用コンデンサ２３と負荷２２との並列回
路は一つの電池と等価になる。これらのことから図１の
等価回路は図３ａに示すようになる。尚、Ｔは理想変成
器であり、３０は前記等価的な電池である。この場合、
トランジスタ１２の導通初期において、可飽和リアクタ
１７は飽和しないため、このインピーダンスは非常に高
い。したがって、入力直流電源１１から流れ出す電流は
ほとんど変成器１３の励磁インダクタンスＬ1 にだけ流
れる。この様子を示したのが図２ａに示す実線のｔ＝０
〜ｔc の期間である。その後、可飽和リアクタ１７が飽
和すると、そのインピーダンスはほとんど零になるた
め、図１の等価回路は図３ｂに示すようになる。この図
３ｂの状態においては、入力直流電源１１から洩れイン
ダクタンスＬ2 を経由して電池３０に流れ込む電流が急
激に励磁インダクタンスＬ1 に加えられるため、入力直
流電源１１から流れ出る電流の傾斜は大きくなる。この
様子を示したのが図２ａに示す実線のｔ＝ｔc 〜ｔｏｎ
の期間である。この期間では、可飽和リアクタ１７の端
子電圧はほとんど零になる。
明する。なお図２ｂの実線は磁気増幅器に印加される電
圧を示し、図２ｃは平滑回路に入力される磁気増幅器２
０の出力電圧（Ｅ´out ）を示している。先ず、トラン
ジスタ１２が導通になった時、変成器１３の極性を考え
ると整流ダイオード２１も導通になる。そして、定常状
態になると平滑用コンデンサ２３と負荷２２との並列回
路は一つの電池と等価になる。これらのことから図１の
等価回路は図３ａに示すようになる。尚、Ｔは理想変成
器であり、３０は前記等価的な電池である。この場合、
トランジスタ１２の導通初期において、可飽和リアクタ
１７は飽和しないため、このインピーダンスは非常に高
い。したがって、入力直流電源１１から流れ出す電流は
ほとんど変成器１３の励磁インダクタンスＬ1 にだけ流
れる。この様子を示したのが図２ａに示す実線のｔ＝０
〜ｔc の期間である。その後、可飽和リアクタ１７が飽
和すると、そのインピーダンスはほとんど零になるた
め、図１の等価回路は図３ｂに示すようになる。この図
３ｂの状態においては、入力直流電源１１から洩れイン
ダクタンスＬ2 を経由して電池３０に流れ込む電流が急
激に励磁インダクタンスＬ1 に加えられるため、入力直
流電源１１から流れ出る電流の傾斜は大きくなる。この
様子を示したのが図２ａに示す実線のｔ＝ｔc 〜ｔｏｎ
の期間である。この期間では、可飽和リアクタ１７の端
子電圧はほとんど零になる。
【００２０】次に、トランジスタ１２が非導通になる
と、入力直流電源１１は切り離され、しかも可飽和リア
クタ１７は飽和しているため図１の等価回路は図３ｃに
示すようになる。この場合、ｔ＝ｔｏｎにおいて変成器
１３に流れていた励磁電流と負荷２２に流れる電流との
和は慣性を持っているため、共振用コンデンサ１４に流
れ込むようになり、このコンデンサ１４の端子電圧を正
から負へ共振の弧を描きながら図２ｂに示す点線のよう
に変化させようとする。しかし、この状態になると帰還
ダイオード１８が順バイアスを与えられて導通し、可飽
和リアクタ１７にはこのダイオード１８と可変抵抗素子
１９を介して上記とは逆向きの電流が流れ始める。即
ち、上記洩れインダクタンスに溜っていた電流と上記可
変抵抗素子１９に流れる電流は向きが逆で、重畳して可
飽和リアクタ１７に流れる。洩れインダクタンスに溜っ
ていた電流が流れている期間は図２ｂに示すｔ＝ｔｏｎ
〜ｔｍであるが、この電流が零になる過程と可飽和リア
クタ１７の磁束の変化との対応は図４に示す如く飽和磁
束密度Ｂｓから徐々に活性に戻り、残留磁束密度Ｂｒま
で移行する。この飽和磁束密度Ｂｓから残留磁束密度Ｂ
ｒまでの磁束密度の変化は通常ほとんど平坦に近いので
可飽和リアクタ１７の端子間インピーダンスは極端に低
い。その結果、図２ｂｔ＝ｔｏｎ〜ｔｍに示すように可
飽和リアクタ１７の端子間にはすでにリセットパルスが
かかっているのにもかかわらず電位が低い。この洩れイ
ンダクタンスに溜っていた電流が流れ切った後、可飽和
リアクタ１７のコア内の磁束密度は単に変成器１３の二
次側に誘起しているフライバックパルスで残留磁束密度
Ｂｒより更に低くなり、活性領域内を変化する。そして
一番低くなる磁束密度Ｂｏｍｉｎは図２ｂの電圧波形で
時刻ｔ＝ｔｏｎからｔｄまでの面積Ｂを可飽和リアクタ
１７の巻回数μとそのコアの断面積Ｓで割った値であ
る。また、時刻ｔ＝ｔｄ以後可飽和リアクタ１７には正
の電位がかかるため、可飽和リアクタ１７の磁束密度は
再び上昇し始める。そして、図２ｂに示す時刻ｔ＝ｔｄ
からＴ＋ｔｃまでの電圧面積Ａが上記の面積Ｂと等しく
なった時可飽和リアクタ１７のコアは飽和し、この端子
間インピーダンスはほとんど零になる。したがって、図
１の等価回路は図３ｂのようになり、負荷２２に電力が
供給される。
と、入力直流電源１１は切り離され、しかも可飽和リア
クタ１７は飽和しているため図１の等価回路は図３ｃに
示すようになる。この場合、ｔ＝ｔｏｎにおいて変成器
１３に流れていた励磁電流と負荷２２に流れる電流との
和は慣性を持っているため、共振用コンデンサ１４に流
れ込むようになり、このコンデンサ１４の端子電圧を正
から負へ共振の弧を描きながら図２ｂに示す点線のよう
に変化させようとする。しかし、この状態になると帰還
ダイオード１８が順バイアスを与えられて導通し、可飽
和リアクタ１７にはこのダイオード１８と可変抵抗素子
１９を介して上記とは逆向きの電流が流れ始める。即
ち、上記洩れインダクタンスに溜っていた電流と上記可
変抵抗素子１９に流れる電流は向きが逆で、重畳して可
飽和リアクタ１７に流れる。洩れインダクタンスに溜っ
ていた電流が流れている期間は図２ｂに示すｔ＝ｔｏｎ
〜ｔｍであるが、この電流が零になる過程と可飽和リア
クタ１７の磁束の変化との対応は図４に示す如く飽和磁
束密度Ｂｓから徐々に活性に戻り、残留磁束密度Ｂｒま
で移行する。この飽和磁束密度Ｂｓから残留磁束密度Ｂ
ｒまでの磁束密度の変化は通常ほとんど平坦に近いので
可飽和リアクタ１７の端子間インピーダンスは極端に低
い。その結果、図２ｂｔ＝ｔｏｎ〜ｔｍに示すように可
飽和リアクタ１７の端子間にはすでにリセットパルスが
かかっているのにもかかわらず電位が低い。この洩れイ
ンダクタンスに溜っていた電流が流れ切った後、可飽和
リアクタ１７のコア内の磁束密度は単に変成器１３の二
次側に誘起しているフライバックパルスで残留磁束密度
Ｂｒより更に低くなり、活性領域内を変化する。そして
一番低くなる磁束密度Ｂｏｍｉｎは図２ｂの電圧波形で
時刻ｔ＝ｔｏｎからｔｄまでの面積Ｂを可飽和リアクタ
１７の巻回数μとそのコアの断面積Ｓで割った値であ
る。また、時刻ｔ＝ｔｄ以後可飽和リアクタ１７には正
の電位がかかるため、可飽和リアクタ１７の磁束密度は
再び上昇し始める。そして、図２ｂに示す時刻ｔ＝ｔｄ
からＴ＋ｔｃまでの電圧面積Ａが上記の面積Ｂと等しく
なった時可飽和リアクタ１７のコアは飽和し、この端子
間インピーダンスはほとんど零になる。したがって、図
１の等価回路は図３ｂのようになり、負荷２２に電力が
供給される。
【００２１】以上の説明で明らかなように、可飽和リア
クタ１７のコアのヒステリシス特性が図４に示すように
矩形であればある程図２ｂの時刻ｔ＝ｔｃ、ｔｍ、ｔｄ
での波形の時間変化が急岐になり良好な動作が得られ
る。したがって、スイッチング回路の動作周波数でも図
４のヒステリシス特性が保持されていることが絶対の条
件になる。しかしながら、通常のセンデルタ等の角形比
の大きな材料では確かに直流でヒステリアス曲線を描か
せると図５ａに示すようなヒステリシス曲線になるが、
これを１００ＫＨｚ程度の高い周波数で同様にヒステリ
シス曲線を描かせると図５ｂのように肩が張ってくると
ともに、保磁力が極端に大きくなる。これはコアの板厚
を１０μｍ程度まで薄くしても改善できない材質のその
ものの性質である。このような特性のコアを用い、１０
０ＫＨｚ程度の高周波スイッチング波形を制御した場
合、図２ｂに示すような電圧波形を得ることは困難であ
る。即ち、同図の時刻ｔ＝ｔｅ、ｔｍ、ｔｄで各々波形
が尾を引きやがては制御不能になる。
クタ１７のコアのヒステリシス特性が図４に示すように
矩形であればある程図２ｂの時刻ｔ＝ｔｃ、ｔｍ、ｔｄ
での波形の時間変化が急岐になり良好な動作が得られ
る。したがって、スイッチング回路の動作周波数でも図
４のヒステリシス特性が保持されていることが絶対の条
件になる。しかしながら、通常のセンデルタ等の角形比
の大きな材料では確かに直流でヒステリアス曲線を描か
せると図５ａに示すようなヒステリシス曲線になるが、
これを１００ＫＨｚ程度の高い周波数で同様にヒステリ
シス曲線を描かせると図５ｂのように肩が張ってくると
ともに、保磁力が極端に大きくなる。これはコアの板厚
を１０μｍ程度まで薄くしても改善できない材質のその
ものの性質である。このような特性のコアを用い、１０
０ＫＨｚ程度の高周波スイッチング波形を制御した場
合、図２ｂに示すような電圧波形を得ることは困難であ
る。即ち、同図の時刻ｔ＝ｔｅ、ｔｍ、ｔｄで各々波形
が尾を引きやがては制御不能になる。
【００２２】一方、非晶質磁性合金等の磁性材料を用い
ると直流時の角形比Ｂr ／Ｂ10は図６ａに示すように４
０〜５０％程度とセンデルタ等には及ばないが５０ＫＨ
ｚ程度の高い周波数では９４％と角形比が大きくなり、
磁気増幅器を構成することが可能となる。また、更に重
要な要素は保磁力Ｈc である。この点について直流での
角形比の大きな従来のセンデルタ等の磁性材料は直流の
保磁力Ｈc は小さいが、高周波ではうず電流損が増大
し、見かけ上の保磁力Ｈc ´は非常に大きくなる。セン
デルタ等はこのうず電流損の発熱だけで２０ＫＨｚ以上
では使用不能となる。これに対して、非晶質磁性合金は
うず電流損の重畳分を含んでも未だ磁気増幅の機能を失
なわない。図７に従来の代表的な磁気増幅器用磁性材料
センデルタｉおよび本発明に係る（Ｃｏ 0.90 Ｆｅ0.06Ｃ
ｒ0.04）77Ｓｉ10Ｂ13からなるＣｏ系非晶質磁性合金ｋ
について、角形比Ｂr ／Ｂ10の周波数依存性を示す。ま
た、図７中点線は測定不能になる周波数で磁気増幅器の
機能をしなくなることを示す。上記Ｃｏ系非晶質磁性合
金ｋは直流時の角形比Ｂr ／Ｂ10が２９％でしかなかっ
たものが１００ＫＨｚで９４％にも達し、十分磁気増幅
器として使用できる。同様に、図８に、従来例としての
センデルタｉ、および本発明に係る（Ｃｏ0.88Ｆｅ0.06
Ｃｒ0.03Ｎｉ0.03）75Ｓｉ10Ｂ15非晶質合金ｌ、比較例
としての（Ｆｅ0.45Ｎｉ0.55）78Ｓｉ10Ｂ12非晶質合金
ｍの保磁力Ｈc の周波数依存性を示した。ここでセンデ
ルタは２０ＫＨｚでも保磁力Ｈc が0.9 Ｏｅもあり、し
かも２０ＫＨｚ以上では測定不可能な程大きな値を示し
た。
ると直流時の角形比Ｂr ／Ｂ10は図６ａに示すように４
０〜５０％程度とセンデルタ等には及ばないが５０ＫＨ
ｚ程度の高い周波数では９４％と角形比が大きくなり、
磁気増幅器を構成することが可能となる。また、更に重
要な要素は保磁力Ｈc である。この点について直流での
角形比の大きな従来のセンデルタ等の磁性材料は直流の
保磁力Ｈc は小さいが、高周波ではうず電流損が増大
し、見かけ上の保磁力Ｈc ´は非常に大きくなる。セン
デルタ等はこのうず電流損の発熱だけで２０ＫＨｚ以上
では使用不能となる。これに対して、非晶質磁性合金は
うず電流損の重畳分を含んでも未だ磁気増幅の機能を失
なわない。図７に従来の代表的な磁気増幅器用磁性材料
センデルタｉおよび本発明に係る（Ｃｏ 0.90 Ｆｅ0.06Ｃ
ｒ0.04）77Ｓｉ10Ｂ13からなるＣｏ系非晶質磁性合金ｋ
について、角形比Ｂr ／Ｂ10の周波数依存性を示す。ま
た、図７中点線は測定不能になる周波数で磁気増幅器の
機能をしなくなることを示す。上記Ｃｏ系非晶質磁性合
金ｋは直流時の角形比Ｂr ／Ｂ10が２９％でしかなかっ
たものが１００ＫＨｚで９４％にも達し、十分磁気増幅
器として使用できる。同様に、図８に、従来例としての
センデルタｉ、および本発明に係る（Ｃｏ0.88Ｆｅ0.06
Ｃｒ0.03Ｎｉ0.03）75Ｓｉ10Ｂ15非晶質合金ｌ、比較例
としての（Ｆｅ0.45Ｎｉ0.55）78Ｓｉ10Ｂ12非晶質合金
ｍの保磁力Ｈc の周波数依存性を示した。ここでセンデ
ルタは２０ＫＨｚでも保磁力Ｈc が0.9 Ｏｅもあり、し
かも２０ＫＨｚ以上では測定不可能な程大きな値を示し
た。
【００２３】また他の本発明に係る非晶質磁性合金を用
いた場合の各種磁気特性を次表に示す。
いた場合の各種磁気特性を次表に示す。
【００２４】
【表１】 なお以上説明した非晶質磁性合金はいずれも溶湯急冷で
非晶質合金薄帯製造後、無磁場中熱処理を施したもので
ある。例えば表中のＣｏ基非晶質磁性合金（Ｃｏ0.88Ｆ
ｅ0.06Ｎｉ0.04Ｎｂ0.02）75Ｓｉ10Ｂ15に対しては、非
晶質合金薄帯に、４２０℃×３０分の無磁場中熱処理を
施した後、急冷（空冷）の条件の熱処理を加えてある。
次に本発明に係る非晶質磁性合金の製造性を評価するた
め、本発明に係るＣｏ 0.92 Ｆｅ 0.06 Ｎｂ 0.02 ） 75 Ｓｉ 10
Ｂ 15 非晶質合金、及び比較例としてのＣｏ 70 Ｆｅ 5 Ｓｉ
10 Ｂ 15 非晶質合金について、３００ｍｍφのＦｅロール
を用いて幅５ｍｍ、板厚２０μｍの薄帯を製造後、この
薄帯を巻回してそれぞれサイズの異なるトライダル形の
磁心を作製し、さらに４４０℃、３０分の窒素雰囲気中
熱処理を施し急冷して高周波磁気特性を測定した。この
とき磁心のサイズとしては、平均径７．５ｍｍ（外径８
ｍｍ、内径７ｍｍ）、平均径１０ｍｍ（外径１２ｍｍ、
内 径８ｍｍ）、平均径１２．５ｍｍ（外径１５ｍｍ、内
径１０ｍｍ）、平均径１５ｍｍ（外径１８ｍｍ、内径１
２ｍｍ）、平均径１７．５ｍｍ（外径２１ｍｍ、内径１
４ｍｍ）及び平均径２２ｍｍ（外径２６ｍｍ、内径１８
ｍｍ）の６種類の試料をそれぞれの非晶質磁性合金につ
いて作製し、交流磁気特性評価装置により１００ＫＨｚ
での保磁力と角型比を算出した。結果を、得られた磁心
のＨ c 、Ｂ r ／Ｂ 10 のサイズ依存性として図１１に示
す。 図中実線で表したのが、本発明に係る（Ｃｏ 0.92 Ｆ
ｅ 0.06 Ｎｂ 0.02 ） 75 Ｓｉ 10 Ｂ 15 非晶質合金を用いて作製
された磁心のＨ c 、Ｂ r ／Ｂ 10 であり、いずれも作製さ
れた磁心のサイズにはさほど依存せず、本発明に係る非
晶質磁性合金は製造性が良く、高角型性、低保磁力を安
定して実現することができた。これに対し、比較例であ
るＣｏ 70 Ｆｅ 5 Ｓｉ 10 Ｂ 15 非晶質合金においては、磁心
のサイズがその１００ＫＨｚでの保磁力と角型比に及ぼ
す影響が大で、特に高周波領域で保磁力は著しく増大し
ており製造性の点で大きく劣ることが判る。
非晶質合金薄帯製造後、無磁場中熱処理を施したもので
ある。例えば表中のＣｏ基非晶質磁性合金（Ｃｏ0.88Ｆ
ｅ0.06Ｎｉ0.04Ｎｂ0.02）75Ｓｉ10Ｂ15に対しては、非
晶質合金薄帯に、４２０℃×３０分の無磁場中熱処理を
施した後、急冷（空冷）の条件の熱処理を加えてある。
次に本発明に係る非晶質磁性合金の製造性を評価するた
め、本発明に係るＣｏ 0.92 Ｆｅ 0.06 Ｎｂ 0.02 ） 75 Ｓｉ 10
Ｂ 15 非晶質合金、及び比較例としてのＣｏ 70 Ｆｅ 5 Ｓｉ
10 Ｂ 15 非晶質合金について、３００ｍｍφのＦｅロール
を用いて幅５ｍｍ、板厚２０μｍの薄帯を製造後、この
薄帯を巻回してそれぞれサイズの異なるトライダル形の
磁心を作製し、さらに４４０℃、３０分の窒素雰囲気中
熱処理を施し急冷して高周波磁気特性を測定した。この
とき磁心のサイズとしては、平均径７．５ｍｍ（外径８
ｍｍ、内径７ｍｍ）、平均径１０ｍｍ（外径１２ｍｍ、
内 径８ｍｍ）、平均径１２．５ｍｍ（外径１５ｍｍ、内
径１０ｍｍ）、平均径１５ｍｍ（外径１８ｍｍ、内径１
２ｍｍ）、平均径１７．５ｍｍ（外径２１ｍｍ、内径１
４ｍｍ）及び平均径２２ｍｍ（外径２６ｍｍ、内径１８
ｍｍ）の６種類の試料をそれぞれの非晶質磁性合金につ
いて作製し、交流磁気特性評価装置により１００ＫＨｚ
での保磁力と角型比を算出した。結果を、得られた磁心
のＨ c 、Ｂ r ／Ｂ 10 のサイズ依存性として図１１に示
す。 図中実線で表したのが、本発明に係る（Ｃｏ 0.92 Ｆ
ｅ 0.06 Ｎｂ 0.02 ） 75 Ｓｉ 10 Ｂ 15 非晶質合金を用いて作製
された磁心のＨ c 、Ｂ r ／Ｂ 10 であり、いずれも作製さ
れた磁心のサイズにはさほど依存せず、本発明に係る非
晶質磁性合金は製造性が良く、高角型性、低保磁力を安
定して実現することができた。これに対し、比較例であ
るＣｏ 70 Ｆｅ 5 Ｓｉ 10 Ｂ 15 非晶質合金においては、磁心
のサイズがその１００ＫＨｚでの保磁力と角型比に及ぼ
す影響が大で、特に高周波領域で保磁力は著しく増大し
ており製造性の点で大きく劣ることが判る。
【００２５】以上より、高周波スイッチング回路に用い
る磁気増幅器用の磁性材料としては本願組成で２０〜１
００ＫＨｚの動作周波数で保磁力Ｈc が0.35Ｏｅ以下、
且つ角形比Ｂr ／Ｂ10が８５％以上のものが望ましいこ
とが分かる。即ち、図９に示す点Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄで囲ま
れた領域の非晶質磁性合金がよい。尚、図９は周波数を
パラメータとしてＢr ／Ｂ10、Ｈc を示したもので、×
印は直流、○印は１０ＫＨｚ、□印は２０ＫＨｚ、△印
は５０ＫＨｚ、＊印は１００ＫＨｚである。その他、図
７、図８と同一部分には同一符号を付する。
る磁気増幅器用の磁性材料としては本願組成で２０〜１
００ＫＨｚの動作周波数で保磁力Ｈc が0.35Ｏｅ以下、
且つ角形比Ｂr ／Ｂ10が８５％以上のものが望ましいこ
とが分かる。即ち、図９に示す点Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄで囲ま
れた領域の非晶質磁性合金がよい。尚、図９は周波数を
パラメータとしてＢr ／Ｂ10、Ｈc を示したもので、×
印は直流、○印は１０ＫＨｚ、□印は２０ＫＨｚ、△印
は５０ＫＨｚ、＊印は１００ＫＨｚである。その他、図
７、図８と同一部分には同一符号を付する。
【００２６】また、上記のような磁性特性を持った磁気
増幅器の適用回路は図１に限られるものではなく、図１
０に示すように負荷回路に電流平滑用チョークコイル５
０および還流用ダイオード５１が設けられたスイッチン
グ回路にも適用できることは勿論である。また、図１０
において、図１と同一部分には同一符号を付する。
増幅器の適用回路は図１に限られるものではなく、図１
０に示すように負荷回路に電流平滑用チョークコイル５
０および還流用ダイオード５１が設けられたスイッチン
グ回路にも適用できることは勿論である。また、図１０
において、図１と同一部分には同一符号を付する。
【００２７】図１に示した回路を用い、スイッチング周
波数を５０ＫＨｚとし、非晶質合金として表の上から３
番目の組成の合金を用いた場合について電源効率を測定
したところ約８５％と高効率であった。比較のための本
発明の組成範囲外の非晶質合金（Ｃｏ0.82Ｆｅ0.06Ｎｂ
0.12）75Ｓｉ10Ｂ15［２０ＫＨｚの保磁力1.3 Ｏｅ、Ｂ
ｒ／Ｂ10＝0.99］を用いた場合は電源効率が約６７％と
低いものであった。
波数を５０ＫＨｚとし、非晶質合金として表の上から３
番目の組成の合金を用いた場合について電源効率を測定
したところ約８５％と高効率であった。比較のための本
発明の組成範囲外の非晶質合金（Ｃｏ0.82Ｆｅ0.06Ｎｂ
0.12）75Ｓｉ10Ｂ15［２０ＫＨｚの保磁力1.3 Ｏｅ、Ｂ
ｒ／Ｂ10＝0.99］を用いた場合は電源効率が約６７％と
低いものであった。
【００２８】
【発明の効果】以上、詳述したようにこの発明によれ
ば、可飽和リアクタを用い高周波でも高効率で安定に動
作する磁気増幅器を構成でき、高周波領域での良好なス
イッチング特性を有する高周波スイッチング回路用Ｃｏ
基非晶質磁性合金を提供することができる。
ば、可飽和リアクタを用い高周波でも高効率で安定に動
作する磁気増幅器を構成でき、高周波領域での良好なス
イッチング特性を有する高周波スイッチング回路用Ｃｏ
基非晶質磁性合金を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明に係わる電圧共振形高周波スイッチ
ング回路の一実施例を示す回路構成図。
ング回路の一実施例を示す回路構成図。
【図２】 図１の動作を説明するための波形図。
【図３】 図１の各動作期間における等価回路図。
【図４】 代表的な磁気増幅器用磁性材料のヒステリシ
ス曲線を示す図。
ス曲線を示す図。
【図５】 直流と交流とで変化するヒステリシス曲線の
例を示す図。
例を示す図。
【図６】 直流と交流とで変化するヒステリシス曲線の
例を示す図。
例を示す図。
【図７】 各磁性材料の角形比の周波数依存性を示す
図。
図。
【図８】 各磁性材料の保磁力Ｈｃの周波数依存性を示
す図。
す図。
【図９】 Ｂｒ／Ｂ10、Ｈｃを周波数をパラメータとし
て各材料別に示す図。
て各材料別に示す図。
【図１０】 他の実施例を示す回路構成図。
【図１１】 各磁性材料を用いて作製された磁心のＨ
c 、Ｂr ／Ｂ10のサイズ依存性を示す図。
c 、Ｂr ／Ｂ10のサイズ依存性を示す図。
１１…入力直流電源、１２…トランジスタ、１３…変成
器、１４…共振用コンデンサ、１５…ダンパダイオー
ド、１７…可飽和リアクタ、１８，２１，５１…ダイオ
ード、１９…可変抵抗、２２…負荷、２３…平滑コンデ
ンサ。
器、１４…共振用コンデンサ、１５…ダンパダイオー
ド、１７…可飽和リアクタ、１８，２１，５１…ダイオ
ード、１９…可変抵抗、２２…負荷、２３…平滑コンデ
ンサ。
フロントページの続き (56)参考文献 ＩＥＥＥ ＩＮＴＥＬＥＣ（1979） Ｒ．ＨＩＲＡＭＡＴＳＵ， Ｋ．ＨＡＲＡ ＤＡ ＡＮＤ Ｔ．ＮＩＮＯＭＩＹＡ " ＳＷＩＴＣＨ ＭＯＤＥ ＣＯＮＶＥＲＴ ＥＲ ＵＳＩＮＧ ＨＩＧＨ−ＦＲＥＱＵ ＥＮＣＹ ＭＡＧＮＥＴＩＣ ＡＭＰＬＩ ＦＩＲＥ” Ｐ．282−288 日本応用磁気学会誌、ＶＯＬ．５ Ｎ Ｏ．２（1981−３．）Ｐ．165−168
Claims (1)
- 【請求項１】 可飽和リアクタを用いた磁気増幅器を具備
する高周波スイッチング回路用Ｃｏ基非晶質磁性合金に
おいて、原子％で （Ｃｏ 1-a-c Ｆｅ a Ｍ c ） 1-d Ｘ d 0.04≦ａ≦0.15 0.005 ≦ｃ≦0.10 0.15≦ｄ≦0.30 Ｍは、Ｎｂ、Ｃｒ、Ｍｏ、Ｖ、Ｔａ、Ｔｉ、Ｚｒ、Ｗか
ら選ばれる少なくとも一種の元素 Ｘは、ＢまたはＢ＋Ｓｉ ただしＳｉを含有する場合のＳｉ量は２５原子％以下で
示され、かつ２０〜１００ＫＨｚで磁気ヒステリシス曲
線のＢ r ／Ｂ 10 が８５％以上、保磁力Ｈ c が0.35Oe以下
の特性を有することを特徴とする高周波スイッチング回
路用Ｃｏ基非晶質磁性合金。 【請求項２】可飽和リアクタを用いた磁気増幅器を具備
する高周波スイッチング回路用Ｃｏ基非晶質磁性合金に
おいて、原子％で （Ｃｏ1-a-b-c Ｆｅa Ｎｉb Ｍc ）1-d Ｘd 0.04≦ａ≦0.15 ０＜ｂ≦0.10 0.005 ≦ｃ≦0.10 0.15≦ｄ≦0.30 Ｍは、Ｎｂ、Ｃｒ、Ｍｏ、Ｖ、Ｔａ、Ｔｉ、Ｚｒ、Ｗか
ら選ばれる少なくとも一種の元素 Ｘは、ＢまたはＢ＋Ｓｉ ただしＳｉを含有する場合のＳｉ量は２５原子％以下で
示され、かつ２０〜１００ＫＨｚで磁気ヒステリシス曲
線のＢr ／Ｂ10が８５％以上、保磁力Ｈc が0.35Oe以下
の特性を有することを特徴とする高周波スイッチング回
路用Ｃｏ基非晶質磁性合金。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56095727A JPS57210377A (en) | 1981-06-19 | 1981-06-19 | Heat fixing device |
| JP5093788A JPH0798986B2 (ja) | 1981-06-19 | 1993-03-30 | 高周波スイッチング回路用Ｃｏ基非晶質磁性合金 |
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56095727A JPS57210377A (en) | 1981-06-19 | 1981-06-19 | Heat fixing device |
| JP5093788A JPH0798986B2 (ja) | 1981-06-19 | 1993-03-30 | 高周波スイッチング回路用Ｃｏ基非晶質磁性合金 |
Related Parent Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56097527A Division JPS57212512A (en) | 1981-06-25 | 1981-06-25 | Voltage resonance type high-frequency switching circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0625806A JPH0625806A (ja) | 1994-02-01 |
| JPH0798986B2 true JPH0798986B2 (ja) | 1995-10-25 |
Family
ID=26435082
Family Applications (2)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56095727A Pending JPS57210377A (en) | 1981-06-19 | 1981-06-19 | Heat fixing device |
| JP5093788A Expired - Lifetime JPH0798986B2 (ja) | 1981-06-19 | 1993-03-30 | 高周波スイッチング回路用Ｃｏ基非晶質磁性合金 |
Family Applications Before (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56095727A Pending JPS57210377A (en) | 1981-06-19 | 1981-06-19 | Heat fixing device |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (2) | JPS57210377A (ja) |
-
1981
- 1981-06-19 JP JP56095727A patent/JPS57210377A/ja active Pending
-
1993
- 1993-03-30 JP JP5093788A patent/JPH0798986B2/ja not_active Expired - Lifetime
Non-Patent Citations (2)
| Title |
|---|
| ＩＥＥＥＩＮＴＥＬＥＣ（１９７９）Ｒ．ＨＩＲＡＭＡＴＳＵ，Ｋ．ＨＡＲＡＤＡＡＮＤＴ．ＮＩＮＯＭＩＹＡ"ＳＷＩＴＣＨＭＯＤＥＣＯＮＶＥＲＴＥＲＵＳＩＮＧＨＩＧＨ−ＦＲＥＱＵＥＮＣＹＭＡＧＮＥＴＩＣＡＭＰＬＩＦＩＲＥ"Ｐ．２８２−２８８ |
| 日本応用磁気学会誌、ＶＯＬ．５ＮＯ．２（１９８１−３．）Ｐ．１６５−１６８ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS57210377A (en) | 1982-12-23 |
| JPH0625806A (ja) | 1994-02-01 |
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