JPH0799448A - Ｐｌｌ周波数シンセサイザ回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 基準周波数ｆ_rのＮ倍（ｆ_r×Ｎ）以外の周波
数においても発振周波数を一定とした信号を得ることが
可能なＰＬＬ周波数シンセサイザ回路を実現する。 【構成】 ＰＬＬ周波数シンセサイザ回路は、基準信号
発振器２１、基準分周器２２、周波数変換器２３、バン
ドパスフィルタ（ＢＰＦ）２４、位相比較器（ＰＤ）２
５、ループフィルタ（ＬＰＦ）２６、ＶＣＯ（電圧制御
発振器）２７、分周器２８、比較分周器２９，３０およ
びＣＰＵ３１を設け、基準信号発振器２１の基準周波数
ｆ_tcxoをＲ分周した基準信号ｆ_rを、分周器２８および
比較分周器２９を通した信号によって周波数変換（ｆ_t1
＝ｆ_r±ｆ_d／Ｎ）して基準信号を生成し、その基準信号
とＶＣＯ２７の信号ｆ_vcoをＮ分周した比較信号ｆ_r’
（＝ｆ v_co／Ｎ）とを位相比較するようにする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ＰＬＬ（Phase Locked
Loop）周波数シンセサイザ回路に係り、詳しくは、高
速周波数切り替えを目的とする多回路ＰＬＬ周波数シン
セサイザ回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】ディジタルコードレス電話や携帯電話等
の移動帯通信機器の同調回路用にはＰＬＬ周波数シンセ
サイザ回路が用いられている。ＰＬＬ周波数シンセサイ
ザ回路は、正確な周波数を発振し、かつ周波数が等間隔
ずつ異なった多数の値に容易に設定が可能な発振器であ
り、移動帯通信機器の局発源として不可欠なものとなっ
ている。

【０００３】図８は、従来のＰＬＬ周波数シンセサイザ
回路の回路構成図である。図８において、ＰＬＬ周波数
シンセサイザ回路１０は、基準信号発生器１１、分周器
１２、位相比較器（ＰＤ）１３、ループフィルタ（ＬＰ
Ｆ）１４、ＶＣＯ（VoltageControlled Oscillator：電
圧制御発振器）１５、比較分周器１６およびＣＰＵ１７
により構成される。

【０００４】上記分周器１２、位相比較器（ＰＤ）１３
および比較分周器１６は、全体としてＰＬＬ回路を構成
し、ＣＰＵ１７は、各部に制御信号を出力して所定のシ
ンセサイザ出力を得るようにＰＬＬ回路を制御する。基
準信号発生器１１としては、基準周波数ｆ_tcxo発振器と
して安定度の高い水晶発振器を用いる。基準信号発生器
１１から基準周波数ｆ_tcxoが入力されると、分周器１２
は基準信号発生器１１の基準周波数ｆ_tcxoをＲ分周し、
Ｒ分周した基準信号ｆ_r（＝ｆ_tcxo／Ｒ）を位相比較器
（ＰＤ）１３に出力する。

【０００５】位相比較器（ＰＤ）１３は、分周器１２で
Ｒ分周した基準信号ｆ_r（＝ｆ_tcxo／Ｒ）とＶＣＯ１５
の信号ｆ_vcoを比較分周器１６によりＮ分周した比較信
号ｆ_r’（＝ｆ_vco／Ｎ）とを位相比較し、その誤差信号
をループフィルタ（ＬＰＦ）１４に出力する。ループフ
ィルタ（ＬＰＦ）１４は、入力された誤差信号を積分し
て誤差電圧に変換し、この誤差電圧をＶＣＯ１５の制御
端子に加える。ＶＣＯ１５は、これによりｆ_r＝ｆ_r’と
なるように動作しｆ_vco＝f_r×Ｎの周波数を一定に保っ
た信号を得るものである。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】ところで、このような
従来のＰＬＬ周波数シンセサイザ回路では、設定できる
周波数は基準周波数ｆ_rのＮ倍（ｆ_r×Ｎ）となる周波数
のみであるという欠点があった。例えば、図８に示す従
来のＰＬＬ周波数シンセサイザ回路において、デジタル
コードレス電話システムで使用が予定されている以下の
ようなチャンネルｃｈ（キャリア）の周波数を設定しよ
うとする場合を例にとる。チャンネル間隔は３００ｋＨ
ｚとする。 １ｃｈ １８９５．１５［ＭＨｚ］ ２ｃｈ １８９５．４５［ＭＨｚ］ ・ ・ ・ ・ ７７ｃｈ １９１７．９５［ＭＨｚ］

【０００７】いま、基準信号発振器１１からの基準周波
数ｆ_tcxo＝１２［ＭＨｚ］が入力され、分周器１２は基
準信号発振器１１の基準周波数ｆ_tcxoをＲ＝４０分周
し、Ｒ分周した基準信号ｆ_r＝３００ｋＨｚを位相比較
器（ＰＤ）１３に出力する。位相比較器（ＰＤ）１３
は、分周器１２でＲ分周した基準信号ｆ_r＝３００［ｋ
Ｈｚ］とＶＣＯ１５の信号ｆ_vcoを比較分周器１６によ
りＮ分周した比較信号ｆ_r’（＝ｆ_vco／Ｎ）とを位相比
較し、その誤差信号をループフィルタ（ＬＰＦ）１４に
出力する。したがって、このＰＬＬ周波数シンセサイザ
回路で設定できる周波数は（ｆ_tcx_o／Ｒ）×Ｎであり、
ｆ_tcxo＝１２［ＭＨｚ］、Ｒ＝４０のときに設定できる
周波数は０．３［ＭＨｚ］×Ｎである。１ｃｈの場合を
例にとると（他チャンネルについても同様）、１８９
５．１５＝０．３×Ｎであるから、Ｎ＝６３１７．１６
となり、Ｎは整数とならないので設定できない。

【０００８】そこで本発明は、基準周波数ｆ_rのＮ倍
（ｆ_r×Ｎ）以外の周波数においても発振周波数を一定
とした信号を得ることが可能なＰＬＬ周波数シンセサイ
ザ回路を提供することを目的としている。

【０００９】

【課題を解決するための手段】上記目的達成のため、請
求項１記載の発明によるＰＬＬ周波数シンセサイザ回路
は、基準周波数信号を出力する基準信号発生器と、前記
基準信号発生器が出力した基準周波数信号を周波数変換
する周波数変換手段と、印加電圧に応じて周波数の異な
る信号を出力する電圧制御発振器と、前記電圧制御発振
器から出力した所定周波数信号を分周する分周器と、前
記分周器が分周した信号と前記周波数変換手段が出力し
た周波数変換された基準周波数信号とを位相比較し、該
位相の誤差信号を出力する位相比較器と、前記位相比較
器が出力した誤差信号を電圧信号に変換し、発振制御電
圧として前記電圧制御発振器へ出力するループフィルタ
とを具備している。

【００１０】請求項２記載の発明は、基準周波数信号を
出力する基準信号発生器と、印加電圧に応じて周波数の
異なる信号を出力する電圧制御発振器と、前記電圧制御
発振器が出力した所定周波数信号を周波数変換する周波
数変換手段と、前記周波数変換手段が周波数変換した信
号を分周する分周器と、前記分周器が分周した信号と前
記基準信号発生器が出力した基準周波数信号とを位相比
較し、該位相の誤差信号を出力する位相比較器と、前記
位相比較器が出力した誤差信号を電圧信号に変換し、発
振制御電圧として前記電圧制御発振器へ出力するループ
フィルタとを具備している。

【００１１】請求項３記載の発明は、基準周波数信号を
出力する基準信号発生器と、印加電圧に応じて周波数の
異なる信号を出力する電圧制御発振器と、前記電圧制御
発振器が出力した所定周波数信号を分周する分周器と、
前記分周器が分周した信号を周波数変換する周波数変換
手段と、前記周波数変換手段が周波数変換した信号と前
記基準信号発生器が出力した基準周波数信号とを位相比
較し、該位相の誤差信号を出力する位相比較器と、前記
位相比較器が出力した誤差信号を電圧信号に変換し、発
振制御電圧として前記電圧制御発振器へ出力するループ
フィルタとを具備している。

【００１２】前記周波数変換手段は、例えば請求項４に
記載されているように、前記基準信号発生器が出力した
基準周波数信号に基づいて周波数変換する周波数変換器
を有していてもよい。

【００１３】また、好ましい態様として、前記周波数変
換手段は、例えば請求項５に記載されているように、前
記基準信号発生器が出力した基準周波数信号に基づいて
周波数変換する第１の周波数変換手段と、前記第１の周
波数変換手段が周波数変換した信号を前記基準信号発振
器が出力した基準周波数信号で周波数変換する第２の周
波数変換手段とを有していてもよい。前記周波数変換手
段は、例えば請求項６に記載されているように、周波数
変換した信号のうち所定帯域の信号を通過させるバンド
パスフィルタを有していてもよい。

【００１４】

【作用】請求項１記載の発明では、基準信号発生器から
出力された基準周波数信号が周波数変換手段によって周
波数変換され、電圧制御発振器から出力された所定周波
数信号が分周器によって分周される。位相比較器によっ
て分周器が分周した信号と周波数変換手段が周波数変換
した基準周波数信号とが位相比較される。そして、位相
比較器からの誤差信号は、ループフィルタによって誤差
電圧に変換されて電圧制御発振器の制御端子に入力さ
れ、電圧制御発振器からは出力の周波数を一定に保った
周波数信号が出力される。したがって、基準周波数ｆ_r
のＮ倍（ｆ_r×Ｎ）以外の周波数においても発振周波数
を一定とした信号を得ることが可能になる。

【００１５】請求項２記載の発明では、まず、電圧制御
発振器によって印加電圧に応じて周波数の異なる信号が
出力されると、電圧制御発振器から出力された所定周波
数信号は、周波数変換手段により周波数変換され、さら
に周波数変換手段が周波数変換した信号は、分周器によ
って分周される。位相比較器によって分周器が分周した
信号と基準信号発生器が出力した基準周波数信号とが位
相比較される。そして、位相比較器からの誤差信号は、
ループフィルタによって誤差電圧に変換されて電圧制御
発振器の制御端子に入力され、電圧制御発振器からは出
力の周波数を一定に保った周波数信号が出力される。し
たがって、基準周波数ｆ_rのＮ倍（ｆ_r×Ｎ）以外の周波
数においても発振周波数を一定とした信号を得ることが
可能になる。

【００１６】請求項３記載の発明では、基準信号発生器
から出力された基準周波数信号が周波数変換手段によっ
て周波数変換され、電圧制御発振器によって印加電圧に
応じて周波数の異なる信号が出力され、電圧制御発振器
から出力された所定周波数信号は分周器によって分周さ
れる。位相比較器によって分周器が分周した信号と基準
信号発生器が出力した基準周波数信号とが位相比較され
る。そして、位相比較器からの誤差信号は、ループフィ
ルタによって誤差電圧に変換されて電圧制御発振器の制
御端子に入力され、電圧制御発振器からは出力の周波数
を一定に保った周波数信号が出力される。したがって、
基準周波数ｆ_rのＮ倍（ｆ_r×Ｎ）以外の周波数において
も発振周波数を一定とした信号を得ることが可能にな
る。

【００１７】

【実施例】以下、図面を参照して本発明の実施例につい
て説明する。 第１実施例 図１は本発明に係るＰＬＬ周波数シンセサイザ回路の第
１実施例を示す図である。

【００１８】まず、構成を説明する。図１はＰＬＬ周波
数シンセサイザ回路の構成図である。図１において、Ｐ
ＬＬ周波数シンセサイザ回路２０は、原信号発振器２
１、基準分周器２２、混合器２３、バンドパスフィルタ
（ＢＰＦ）２４、位相比較器（ＰＤ）２５、ループフィ
ルタ（ＬＰＦ）２６、ＶＣＯ（電圧制御発振器）２７、
分周器２８、比較分周器２９，３０およびＣＰＵ３１に
より構成される。原信号発振器２１としては、原周波数
信号ｆ_tcxo発振器として安定度の高い水晶発振器を用い
る。水晶発振器として発振周波数を微小量変化できるよ
うに電圧制御用端子を設けた電圧制御水晶発振器や、温
度特性を持つ周波数補償回路と組み合わせることによっ
て温度変化に対する周波数の安定化を図った温度補償水
晶発振器を用いるようにしてもよい。

【００１９】基準分周器２２は、原信号発振器２１の原
周波数信号ｆ_tcxoをＲ分周し、Ｒ分周した基準周波数信
号ｆ_r（＝ｆ_tcxo／Ｒ）を混合器２３に出力する。ここ
で、Ｒはチャンネル間隔ｆ_rを決定する分周比を示す。
分周器２８は、原信号発振器２１からの原周波数信号ｆ
_tcxoをＸ分周し、Ｘ分周した信号ｆ_d（＝ｆ_tcxo／Ｘ）
を比較分周器２９に出力する。比較分周器２９は、Ｘ分
周された信号ｆ_d（＝ｆ_tcxo／Ｘ）をＮ分周し、Ｎ分周
した信号（ｆ_d／Ｎ）を混合器２３に出力する。ここ
で、Ｘはシフトする周波数ｆ_dを決定する分周比を示
し、Ｎはチャンネルを決定する分周比を示す。

【００２０】混合器２３は、原信号発振器２１の原周波
数信号ｆ_tcxoを基準分周器２２でＲ分周した信号と分周
器２８および比較分周器２９を通した信号で混合（ｆ_t1
＝ｆr±ｆ_d／Ｎ）して基準周波数信号を生成する。バン
ドパスフィルタ（ＢＰＦ）２４は、混合器２３で混合し
た信号のうち希望信号（ｆ_t1＝ｆ_r＋ｆ_d／Ｎまたはｆ_t1
＝ｆ_r−ｆ_d／Ｎ）のみを通過させる。位相比較器（Ｐ
Ｄ）２５は、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２４からの
信号とＶＣＯ２７の信号ｆ_vcoを比較分周器３０により
Ｎ分周した比較信号ｆ_r’（＝ｆv_co／Ｎ）とを位相比較
し、その誤差信号をループフィルタ（ＬＰＦ）２６に出
力する。

【００２１】ループフィルタ（ＬＰＦ）２６は、ローパ
スフィルタから構成され、位相比較器（ＰＤ）２５から
の誤差信号を積分して高域成分を除去して誤差電圧に変
換し、この誤差電圧をＶＣＯ２７の制御端子に加える。
ＶＣＯ２７は、ループフィルタ（ＬＰＦ）２６からの誤
差電圧によりｆ_t1＝ｆr’となるように動作しｆ_vco＝f_r
×Ｎ±ｆ_dの周波数を一定に保った周波数信号を出力す
る。

【００２２】比較分周器３０は、ＶＣＯ２７からの出力
信号ｆ_vcoをＮ分周し、比較信号ｆ_r’（＝ｆ_vco／Ｎ）
として位相比較器（ＰＤ）２５に帰還させる。この分周
比Ｎを変えることによりシンセサイザの周波数が設定さ
れる。ＣＰＵ３１は、上記基準分周器２２、分周器２
８、比較分周器２９，３０およびバンドパスフィルタ
（ＢＰＦ）２４に制御信号を出力して所定のシンセサイ
ザ出力を得るように各部を制御する。すなわち、ＣＰＵ
３１は、上記バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２４の通過
帯域の決定、上記基準分周器２２でチャンネル間隔を決
定する分周比Ｒの設定、分周器２８でシフトする周波数
を決定する分周比Ｘの設定、比較分周器２９，３０でチ
ャンネルを決定する分周比Ｎの設定を行なう。上記原信
号発振器２１および基準分周器２２は、基準信号発生器
を構成し、上記混合器２３、バンドパスフィルタ（ＢＰ
Ｆ）２４、分周器２８および比較分周器２９は、基準周
波数信号ｆ_rを周波数変換する周波数変換手段を構成す
る。

【００２３】次に、第１実施例の作用を説明する。ま
ず、ＣＰＵ３１によって、上記バンドパスフィルタ（Ｂ
ＰＦ）２４、基準分周器２２、分周器２８および比較分
周器２９，３０の設定が行なわれる。原信号発振器２１
によって発振した原周波数信号ｆ_tcxoは基準分周器２２
および分周器２８に入力され、基準分周器２２により原
信号発振器２１からの原周波数信号ｆ_tcxoがＲ（Ｒに基
づきチャンネル間隔を決定する）分周される。

【００２４】一方、分周器２８では、原信号発振器２１
からの原周波数信号ｆ_tcxoがＸ（Ｘに基づきシフトする
周波数を決定する）分周され、Ｘ分周された信号ｆ
_d（＝ｆ_tc_xo／Ｘ）が比較分周器２９に入力される。比
較分周器２９では、Ｘ分周された信号（ｆ_tcxo／Ｘ）が
さらにＮ（Ｎに基づきチャンネルを決定する）分周さ
れ、Ｎ分周された信号（ｆ_d／Ｎ）が混合器２３に出力
される。すなわち、原周波数信号ｆ_tcxoをＲ分周する通
常の基準分周器２２による原周波数信号ｆ_tcxoのＲ分周
とは別に、分周器２８および比較分周器２９によって原
信号発振器２１の原周波数信号ｆ_tcxoをＸ・Ｎ分周した
信号を作るようにする。

【００２５】基準分周器２２によりＲ分周された基準周
波数信号ｆ_r（＝ｆ_tcxo／Ｒ）と比較分周器２９により
Ｎ分周された信号（ｆ_d／Ｎ）とは、混合器２３に出力
され、混合器２３では、原信号発振器２１の原周波数信
号ｆ_tcxoを基準分周器２２でＲ分周された基準周波数信
号ｆ_rと分周器２８および比較分周器２９を通した信号
によって混合（ｆ_t1＝ｆ_r±ｆ_d／Ｎ）が行われ、バンド
パスフィルタ（ＢＰＦ）２４に出力される。バンドパス
フィルタ（ＢＰＦ）２４では、混合器２３で混合した信
号のうち希望信号（ｆ_t1＝ｆ_r＋ｆ_d／Ｎまたはｆ_t1＝ｆ
_r−ｆ_d／Ｎ）のみを通過させ、所定の希望信号（例え
ば、ｆ_t1＝ｆ_r＋ｆ_d／Ｎ）が位相比較器（ＰＤ）２５に
出力される。

【００２６】すなわち、従来例では基準分周器により原
周波数信号ｆ_tcxoをＲ分周した基準周波数信号ｆ_r（＝
ｆ_tcxo／Ｒ）がそのまま位相比較器（ＰＤ）に出力され
ていたため、設定できる周波数は原周波数信号ｆ_rのＮ
倍（ｆ_r×Ｎ）となる周波数のみであったが、本実施例
では位相比較器（ＰＤ）２５に入力する信号を、原周波
数信号ｆ_tcxoを周波数変換（ｆ_t1＝ｆ_tcxo／Ｒ±ｆ_d／
Ｎ）した信号を基準周波数信号として入力するようにし
ているから原周波数信号ｆ_rのＮ倍（ｆ_r×Ｎ）以外の周
波数設定値（ｆ_r×Ｎ±ｆ_d）に周波数を変化させること
ができるようになる。

【００２７】バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２４からの
信号が位相比較器（ＰＤ）２５に入力されると、位相比
較器（ＰＤ）２５によって、バンドパスフィルタ（ＢＰ
Ｆ）２４からの信号とＶＣＯ２７の信号ｆ_vcoを比較分
周器３０によりＮ分周した比較信号ｆ_r’（＝ｆ_vco／
Ｎ）とが位相比較され、その誤差信号がループフィルタ
（ＬＰＦ）２６に出力される。ループフィルタ２（ＬＰ
Ｆ２）３６では、位相比較器（ＰＤ）２５からの誤差信
号を積分して誤差電圧に変換し、この誤差電圧をＶＣＯ
２７の制御端子に加える。ＶＣＯ２７は、ループフィル
タ（ＬＰＦ）２６からの誤差電圧によりｆ_t1＝ｆ_r’と
なるように動作しｆ_vco＝f_t1×Ｎ＝f_r×Ｎ±ｆ_dの周波
数を一定に保った周波数信号を出力する。また、ＶＣＯ
２７の出力信号ｆ_vcoは、比較分周器３０に帰還され、
比較分周器３０によりＮ分周されて、比較信号ｆ_r’
（＝ｆ_vco／Ｎ）として位相比較器（ＰＤ）２５に帰還
させる。

【００２８】このように本実施例では、原信号発振器２
１、基準分周器２２、混合器２３、バンドパスフィルタ
（ＢＰＦ）２４、位相比較器（ＰＤ）２５、ループフィ
ルタ（ＬＰＦ）２６、ＶＣＯ（電圧制御発振器）２７、
分周器２８、比較分周器２９，３０およびＣＰＵ３１を
設け、原信号発振器２１の原周波数信号ｆ_tcxoをＲ分周
した基準周波数信号ｆ_rを、分周器２８および比較分周
器２９を通した信号（ｆ_d／Ｎ）によって混合（ｆ_t1＝
ｆ_r±ｆ_d／Ｎ）し、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２４
を介して周波数変換した信号を生成し、その周波数変換
した信号とＶＣＯ２７の信号ｆ_vcoをＮ分周した比較信
号ｆ_r’（＝ｆ_vco／Ｎ）とを位相比較するようにしてい
るので、原周波数信号ｆ_rのＮ倍（ｆ_r×Ｎ）なる周波数
設定値にｆ_d（＝ｆ_tcxo／Ｘ）なる周波数を変化させる
ことができ、原周波数信号ｆ_rのＮ倍以外の周波数にお
いても発振周波数を一定とした信号を得ることができ
る。

【００２９】上述した動作を具体的数値を参照しながら
さらに詳細に説明する。前提となる条件は、前記図８に
示す従来のＰＬＬ周波数シンセサイザ回路におけるチャ
ンネルｃｈの周波数を設定しようとする場合を例にと
り、チャンネル間隔は３００ｋＨｚとする。いま、原信
号発振器２１からの原周波数信号ｆ_tcxo＝１２［ＭＨ
ｚ］が入力され、基準分周器２２は原信号発振器２１の
原周波数信号ｆ_tcxoをＲ＝４０分周し、Ｒ分周した基準
周波数信号ｆ_r＝３００［ｋＨｚ］を混合器２３に出力
する。

【００３０】一方、分周器２８では、原信号発振器２１
からの原周波数信号ｆ_tcxo＝１２ＭＨｚがＸ（＝２４
０）分周され、Ｘ分周された信号ｆ_d（＝ｆ_tcxo／Ｘ＝
０．０５［ＭＨｚ］）が比較分周器２９でさらにＮ分周
され、その信号（０．０５／Ｎ［ＭＨｚ］）が混合器２
３に入力される。混合器２３では、基準分周器２２から
入力された基準周波数信号ｆ_r＝０．３［ＭＨｚ］を比
較分周器から入力された信号と混合してｆ_t1（＝０．３
±０．０５／Ｎ［ＭＨｚ］）をバンドパスフィルタ（Ｂ
ＰＦ）２４に出力し、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２
４は、所定帯域の周波数（例えば、ｆ_t1（＝０．３＋
０．０５／Ｎ［ＭＨｚ］））の信号を位相比較器（Ｐ
Ｄ）に出力する。

【００３１】さらに、この位相比較器（ＰＤ）には、Ｖ
ＣＯ２７からの出力信号を比較分周器３０でＮ分周した
信号ｆ_r’（＝ｆ_vco／Ｎ［ＭＨｚ］）が入力され、前記
ｆ_t1（＝０．３＋０．０５／Ｎ［ＭＨｚ］）とｆ_r’
（＝ｆ_vco／Ｎ［ＭＨｚ］）との位相が比較され、その
誤差信号がループフィルタ（ＬＰＦ）２６に出力され
る。

【００３２】したがって、このＰＬＬ周波数シンセサイ
ザ回路２０で設定できる周波数はｆt₁＝ｆ_r’であるか
らｆ_vco＝ｆ_t1×Ｎ＝（ｆ_r＋ｆ_d／Ｎ）×Ｎであり、ｆ
_tcxo＝１２［ＭＨｚ］、Ｒ＝４０、Ｘ＝２４０のときに
設定できる周波数は０．３［ＭＨｚ］×Ｎ＋０．０５
［ＭＨｚ］である。１ｃｈの場合を例にとると（他チャ
ンネルについても同様）、１８９５．１５＝０．３×Ｎ
＋０．０５であるから、Ｎ＝６３１７となり、Ｎが整数
となるから目的の周波数ｆ_vcoを設定できる。つまり、
原周波数信号ｆ_rのＮ倍（ｆ_r×Ｎ）なる周波数設定値に
ｆ_d（＝ｆ_tcxo／Ｘ）なる周波数を変化させることがで
きる。

【００３３】第２実施例 図２は本発明の第２実施例を示す図であり、ＰＬＬ周波
数シンセサイザ回路に適用した例である。本実施例の説
明にあたり前記第１実施例と同一構成部分には同一符号
を付して重複部分の説明を省略する。

【００３４】まず、構成を説明する。図１はＰＬＬ周波
数シンセサイザ回路の構成図である。図１において、Ｐ
ＬＬ周波数シンセサイザ回路４０は、原信号発振器２
１、基準分周器４１、位相比較器（ＰＤ）４２、ループ
フィルタ（ＬＰＦ）４３、ＶＣＯ（電圧制御発振器）４
４、分周器４５、混合器４６、バンドパスフィルタ（Ｂ
ＰＦ）４７、比較分周器４８およびＣＰＵ４９により構
成される。基準分周器４１は、原信号発振器２１の原周
波数信号ｆ_tcxoをＲ分周し、Ｒ分周した基準周波数信号
ｆ_r（＝ｆ_tcxo／Ｒ）を位相比較器（ＰＤ）４２に出力
する。ここで、Ｒはチャンネル間隔を示す。位相比較器
（ＰＤ）４２は、原信号発振器２１の原周波数信号ｆ
_tcxoを基準分周器４１でＲ分周した基準周波数信号ｆ_r
（＝ｆ_tcxo／Ｒ）とバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）４３
の信号を比較分周器４８によりＮ分周した比較信号ｆ_t2
（＝ｆv_co±ｆ_d）／Ｎとを位相比較し、その誤差信号を
ループフィルタ（ＬＰＦ）４３に出力する。

【００３５】ループフィルタ（ＬＰＦ）４３は、ローパ
スフィルタから構成され、位相比較器（ＰＤ）４２から
の誤差信号を積分して高域成分を除去して誤差電圧に変
換し、この誤差電圧をＶＣＯ４４の制御端子に加える。
ＶＣＯ４４は、ループフィルタ（ＬＰＦ）４３からの誤
差電圧によりｆ_r＝ｆ_t2となるように動作しｆ_vco＝f_r×
Ｎ±ｆ_dの周波数の一定に保った周波数信号を出力す
る。分周器４５は、原信号発振器２１からの原周波数信
号ｆ_tcxoをＸ分周し、Ｘ分周した信号ｆ_d（＝ｆ_tcxo／
Ｘ）を混合器４６に出力する。ここで、Ｘはシフトする
周波数を示す。

【００３６】混合器４６は、ＶＣＯ４４からの出力信号
ｆ_vcoを、原信号発振器２１の原周波数信号ｆ_tcxoを分
周器４５でＸ分周した信号ｆ_d（＝ｆ_tcxo／Ｘ）で混合
（ｆ_vc_o±ｆ_d）する。バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）４
７は、混合器４６で周波数変換した信号のうち希望信号
（ｆ_vco＋ｆ_dまたはｆ_vco−ｆ_d）のみを通過させる。比
較分周器４８は、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）４７か
らの信号（例えば、ｆ_vco−ｆ_d）をＮ分周し、Ｎ分周し
た信号（例えば、（ｆ_vco−ｆ_d）／Ｎ）を位相比較器
（ＰＤ）４２に出力する。

【００３７】ＣＰＵ４９は、上記基準分周器４１、分周
器４５、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）４７および比較
分周器４８に制御信号を出力して所定のシンセサイザ出
力を得るように各部を制御する。すなわち、ＣＰＵ４９
は、上記基準分周器４１でＲに基づきチャンネル間隔を
設定、分周器４５でＸに基づきシフトする周波数を設
定、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）４７の通過帯域周波
数を設定、比較分周器４８でＮに基づきチャンネルを設
定する。上記混合器４６、バンドパスフィルタ（ＢＰ
Ｆ）４７は、ＶＣＯ４４からの出力信号ｆ vcoを周波数
変換する周波数変換手段を構成する。

【００３８】次に、第２実施例の作用を説明する。ま
ず、ＣＰＵ４３によって、上記基準分周器４１、分周器
４５、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）４７および比較分
周器４８の設定が行なわれる。原信号発振器２１によっ
て発振した原周波数信号ｆ_tcxoは基準分周器４１および
分周器４５に入力され、基準分周器４１により原信号発
振器２１からの原周波数信号ｆ_tcxoがＲ分周される。

【００３９】一方、分周器４５では、原信号発振器２１
からの原周波数信号ｆ_tcxoがＸ分周され、Ｘ分周された
信号ｆ_d（＝ｆ_tcxo／Ｘ）が混合器４６に入力される。
混合器４６では、ＶＣＯ４４からの出力信号ｆ_vcoを、
原信号発振器２１の原周波数信号ｆ_tcxoを分周器４５で
Ｘ分周した信号ｆ_d（＝ｆ_tcxo／Ｘ）と混合（ｆ_vco±ｆ
_d）され、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）４７に出力さ
れる。バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）４７は、混合器４
６により混合した信号のうち希望信号（ｆ_vco＋ｆ_dまた
はｆ_vco−ｆ_d）のみを通過させ、所定の希望信号（例え
ば、ｆ_vco−ｆd）が比較分周器４８に出力され、比較分
周器４８によってバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）４７か
らの信号（例えば、ｆ_vco−ｆ_d）がＮ分周され、Ｎ分周
された信号（例えば、（ｆ_vco−ｆ_d）／Ｎ）が位相比較
器（ＰＤ）４２に出力される。

【００４０】すなわち、原周波数信号ｆ_tcxoをＲ分周す
る通常の基準分周器４１による原周波数信号ｆ_tcxoのＲ
分周とは別に、ＶＣＯ４４からの出力信号ｆ_vcoを原信
号発振器２１の原周波数信号ｆ_tcxoを分周器４５でＸ分
周した信号ｆ_d（＝ｆ_tcxo／Ｘ）と混合（ｆ_vco±ｆ_d）
し、この混合された信号がバンドパスフィルタ（ＢＰ
Ｆ）４７を通り所定の周波数に変換され、比較分周器４
８によってＮ分周され位相比較器（ＰＤ）４２に出力さ
れる。

【００４１】ここで、従来例ではＶＣＯからの出力信号
ｆ_vcoをＮ分周した信号（ｆ_vco／Ｎ）がそのまま位相比
較器（ＰＤ）に出力されていたため、設定できる周波数
は原周波数信号f_rのＮ倍（f_r×Ｎ）となる周波数のみで
あったが、本実施例ではＶＣＯ４４からの出力信号ｆ
_vcoを周波数変換した信号に基づく信号を位相比較器
（ＰＤ）４２に入力して位相比較するようにしているか
ら原周波数信号f_rのＮ倍（f_r×Ｎ）以外の周波数設定値
に周波数を変化させることができるようになる。

【００４２】位相比較器（ＰＤ）４２によって、入力さ
れた原信号発振器２１の原周波数信号ｆ_tcxoを基準分周
器４１でＲ分周した基準周波数信号ｆ_r（＝ｆ_tcxo／
Ｒ）とバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）４３の信号を比較
分周器４８によりＮ分周した比較信号ｆ_t2（＝（ｆ_vco
±ｆ_d）／Ｎ）とが位相比較され、その誤差信号がルー
プフィルタ（ＬＰＦ）４３に出力される。ループフィル
タ２（ＬＰＦ２）４３では、位相比較器（ＰＤ）４２か
らの誤差信号を積分して誤差電圧に変換し、この誤差電
圧をＶＣＯ４４の制御端子に加える。ＶＣＯ４４は、ル
ープフィルタ（ＬＰＦ）２６からの誤差電圧によりｆ_r
＝ｆ_t2となるように動作しｆ_vco＝ｆ_t2×Ｎの周波数を
一定に保った周波数信号を出力する。また、ＶＣＯ４４
の出力信号ｆ_vcoは、混合器４６、バンドパスフィルタ
（ＢＰＦ）４３に帰還され、周波数変換されて位相比較
器（ＰＤ）４２に帰還する。

【００４３】上述した動作を具体的数値を参照しながら
さらに詳細に説明する。前提となる条件は、前記図８に
示す従来のＰＬＬ周波数シンセサイザ回路におけるチャ
ンネルｃｈの周波数を設定しようとする場合を例にと
り、チャンネル間隔は３００ｋＨｚとする。いま、原信
号発振器２１からの原周波数信号ｆ_tcxo＝１２［ＭＨ
ｚ］が入力され、基準分周器４１は原信号発振器２１の
原周波数信号ｆ_tcxoをＲ＝４０分周し、Ｒ分周した基準
周波数信号ｆ_r＝３００［ｋＨｚ］を位相比較器（Ｐ
Ｄ）４２に出力する。

【００４４】一方、分周器４５では、原信号発振器２１
からの原周波数信号ｆ_tcxo＝１２ＭＨｚがＸ（＝２４
０）分周され、Ｘ分周された信号ｆ_d（＝ｆ_tcxo／Ｘ＝
５０［ｋＨｚ］）が混合器４６に入力される。混合器４
６では、ＶＣＯ４４からの出力信号ｆ_vcoを、原信号発
振器２１の原周波数信号ｆ_tcxo＝１２［ＭＨｚ］を分周
器４５でＸ分周した信号ｆ_d（＝５０［ｋＨｚ］）で混
合（ｆ_vco±ｆ_d）され、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
４７に出力される。バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）４７
は、混合器４６で混合した信号のうち、例えば下側のバ
ンドパス信号（ｆ_vco−ｆ_d＝ｆ_vco−０．０５［ＭＨ
ｚ］）のみを通過させる。比較分周器４８によってバン
ドパスフィルタ（ＢＰＦ）４７からの信号（ｆ_vco−ｆ_d
＝ｆ_vco−０．０５［ＭＨｚ］）がＮ分周され、Ｎ分周
された信号（ここでは、（ｆ_vco−０．０５）／Ｎ）が
位相比較器（ＰＤ）４２に出力される。

【００４５】位相比較器（ＰＤ）４２は、基準分周器４
１でＲ分周した基準周波数信号ｆ_r＝３００［ｋＨｚ］
とＶＣＯ１５の信号ｆ_vcoを周波数変換しＮ分周した比
較信号ｆ_t2とを位相比較し、その誤差信号をループフィ
ルタ（ＬＰＦ）４３に出力する。したがって、このＰＬ
Ｌ周波数シンセサイザ回路４０で設定できる周波数はｆ
r＝ｆ_t2であるからｆ_vco＝ｆ_r×Ｎ＋ｆ_dであり、ｆ_tcxo
＝１２［ＭＨｚ］、Ｒ＝４０、Ｘ＝２４０のときに設定
できる周波数はｆ_vco＝０．３［ＭＨｚ］×Ｎ＋０．０
５［ＭＨｚ］である。１ｃｈの場合を例にとると（他チ
ャンネルについても同様）、１８９５．１５＝０．３×
Ｎ＋０．０５であるから、Ｎ＝６３１７となり、Ｎが整
数となるから目的の周波数ｆ vcoを設定できる。つま
り、原周波数信号ｆ_rのＮ倍（ｆ_r×Ｎ）なる周波数設定
値にｆ_d（＝ｆ_tcxo／Ｘ）なる周波数を変化させること
ができる。

【００４６】第３実施例 図３は本発明の第３実施例を示す図であり、前記第２実
施例の周波数特性をより向上させたものである。本実施
例の説明にあたり前記第２実施例と同一構成部分には同
一符号を付して重複部分の説明を省略する。

【００４７】まず、構成を説明する。図３はＰＬＬ周波
数シンセサイザ回路の構成図であり、ＰＬＬ周波数シン
セサイザ回路４０は、原信号発振器２１、基準分周器４
１、位相比較器（ＰＤ）４２、ループフィルタ（ＬＰ
Ｆ）４３、ＶＣＯ（電圧制御発振器）４４、分周器４
５、混合器４６，混合器６１、バンドパスフィルタ（Ｂ
ＰＦ）４７，６２、比較分周器４８およびＣＰＵ６３に
より構成される。混合器６１は、原信号発振器２１から
の原周波数信号ｆ_tcxoを、原信号発振器２１の原周波数
信号ｆ_tcxoを分周器４５でＸ分周した信号ｆ_d（＝ｆ
_tcxo／Ｘ）と混合（ｆ_tcxo±ｆ_d）する。バンドパスフ
ィルタ（ＢＰＦ）６２は、混合器６１で周波数変換した
信号のうち希望信号（ｆ_tcxo＋ｆ_dまたはｆ_tcxo−ｆ_d）
のみを通過させる。ＣＰＵ６３は、上記基準分周器４
１、分周器４５、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）４７お
よび比較分周器４８に制御信号を出力して所定のシンセ
サイザ出力を得るように各部を制御する。上記混合器４
６、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）４７、混合器６１お
よびバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）６２は、それぞれ第
１の周波数変換手段、第２の周波数変換手段を構成す
る。

【００４８】以上の構成において、原信号発振器２１に
よって発振した原周波数信号ｆ_tcxoは基準分周器４１お
よび分周器４５に入力され、分周器４５では、原信号発
振器２１からの原周波数信号ｆ_tcxoがＸ分周され、Ｘ分
周された信号ｆ_d（＝ｆ_tcxo／Ｘ）が混合器６１に入力
される。混合器６１では、原信号発振器２１から分周器
４５を通らずに入力された原周波数信号ｆ_tcxoを、原信
号発振器２１の原周波数信号ｆ_tcxoを分周器４５でＸ分
周した信号ｆ_d（＝ｆ_tcxo／Ｘ）と混合（ｆ_tcxo±ｆ_d）
され、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）６２に出力され
る。バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）６２は、混合器６１
で混合した信号のうち希望信号ｆ_d（＝ｆ_tc_xo＋ｆ_dまた
はｆ_tcxo−ｆ_d）のみを通過させる。混合器４６では、
ＶＣＯ４４からの出力信号ｆ_vcoを、前段の混合器６１
で混合してバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）６２を通した
信号ｆ_d（＝ｆ_tcxo＋ｆ_dまたはｆ_tcxo−ｆ_d）と混合
（ｆ_vco±（ｆ_tcxo±ｆ_d））して、バンドパスフィルタ
（ＢＰＦ）４７に出力する。

【００４９】ここで、前記第２の実施例では周波数変換
を変化分ｆ_dで行なうため、バンドパスフィルタ（ＢＰ
Ｆ）４７の通過帯域は小さくなければならず、設定周波
数毎に通過帯域の制御をしなければならなかったが、本
実施例によれば、混合器４６による混合の前に混合器６
１によって混合（ｆ_tcxo±ｆ_d）することによって、バ
ンドパスフィルタ（ＢＰＦ）４７の通過帯域を大きくす
ることが可能となり、また、設定範囲によってはバンド
パスフィルタ（ＢＰＦ）４７の制御は不要となる場合も
ある。

【００５０】第４実施例 図４は本発明の第４実施例を示す図であり、前記第２実
施例の変形例である。本実施例の説明にあたり前記第２
実施例と同一構成部分には同一符号を付して重複部分の
説明を省略する。

【００５１】まず、構成を説明する。図４はＰＬＬ周波
数シンセサイザ回路の構成図であり、ＰＬＬ周波数シン
セサイザ回路７０は、原信号発振器２１、基準分周器４
１、位相比較器（ＰＤ）４２、ループフィルタ（ＬＰ
Ｆ）４３、ＶＣＯ（電圧制御発振器）４４、分周器４
５、比較分周器７１，７２、混合器７３、バンドパスフ
ィルタ（ＢＰＦ）７４およびＣＰＵ７５により構成され
る。比較分周器７１は、原信号発振器２１の原周波数信
号ｆ_tcxoを分周器４５でＸ分周した信号ｆ_d（＝ｆ_tcxo
／Ｘ）をＮ分周し、Ｎ分周した信号（ｆ_d／Ｎ）を混合
器７３に出力する。比較分周器７２は、ＶＣＯ４４から
の出力信号ｆ_vcoをＮ分周し、Ｎ分周した信号（ｆ_vco／
Ｎ）を混合器７３に出力する。混合器７３は、ＶＣＯ４
４の出力信号ｆ_vcoをＮ分周した信号（ｆ_vco／Ｎ）を、
原信号発振器２１の原周波数信号ｆ_tcxoをＸ分周および
Ｎ分周した信号（ｆ_d／Ｎ）と混合（（ｆ_vco±ｆ_d）／
Ｎ）する。

【００５２】バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）７４は、混
合器７３で周波数変換した信号のうち希望信号（（ｆ
_vco＋ｆ_d）／Ｎまたは（ｆ_vco−ｆ_d）／Ｎ）のみを通過
させる。ＣＰＵ７５は、上記基準分周器４１、分周器４
５、比較分周器７１，７２およびバンドパスフィルタ
（ＢＰＦ）７４に制御信号を出力して所定のシンセサイ
ザ出力を得るように各部を制御する。上記混合器７３、
バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）７４は、周波数を変換す
る周波数変換手段を構成する。

【００５３】以上の構成において、原信号発振器２１に
よって発振した原周波数信号ｆ_tcxoは基準分周器４１お
よび分周器４５に入力され、分周器４５では、原信号発
振器２１からの原周波数信号ｆ_tcxoがＸ分周され、Ｘ分
周された信号ｆ_d（＝ｆ_tcxo／Ｘ）が比較分周器７１に
入力される。比較分周器７１では、Ｘ分周された信号ｆ
_d（＝ｆ_tcxo／Ｘ）がさらにＮ分周され、Ｎ分周された
信号（ｆ_d／Ｎ）が混合器７３に出力される。

【００５４】一方、ＶＣＯ４４からの出力信号ｆ_vcoは
比較分周器７２に帰還されており、比較分周器７２によ
ってＶＣＯ４４からの出力信号ｆ_vcoがＮ分周され、Ｎ
分周された信号（ｆ_vco／Ｎ）が混合器７３に出力され
る。混合器７３では、ＶＣＯ４４の出力信号ｆ_vcoをＮ
分周した信号（ｆ_vco／Ｎ）を、原信号発振器２１の原
周波数信号ｆ_tcxoをＸ分周およびＮ分周した信号（ｆd
／Ｎ）と混合（（ｆ_vco±ｆ_d）／Ｎ）され、バンドパス
フィルタ（ＢＰＦ）７４に出力される。バンドパスフィ
ルタ（ＢＰＦ）７４は、混合器７３で混合した信号のう
ち希望信号（（ｆ_vco＋ｆ_d）／Ｎまたは（ｆ_vco−ｆ_d）
／Ｎ）のみを通過させて位相比較器（ＰＤ）４２に出力
する。

【００５５】上述した動作を具体的数値を参照しながら
さらに詳細に説明する。前提となる条件は、第２実施例
の場合と同様である。いま、原信号発振器２１からの原
周波数信号ｆ_tcxo＝１２［ＭＨｚ］が入力され、基準分
周器４１は原信号発振器２１の原周波数信号ｆ_tcxoをＲ
＝４０分周し、Ｒ分周した基準周波数信号ｆ_r＝３００
ｋＨｚを位相比較器（ＰＤ）４２に出力する。

【００５６】分周器４５では、原信号発振器２１からの
原周波数信号ｆ_tcxo＝１２［ＭＨｚ］がＸ（＝２４０）
分周され、Ｘ分周された信号ｆ_d（＝ｆ_tcxo／Ｘ＝５０
［ｋＨｚ］）が比較分周器７１に入力される。比較分周
器７１では、Ｘ分周された信号ｆ_d（＝ｆ_tcxo／Ｘ）が
さらにＮ分周され、Ｎ分周された信号（０．０５／Ｎ
［ＭＨｚ］）が混合器７３に出力される。一方、ＶＣＯ
４４からの出力信号ｆ_vcoは、比較分周器７２によって
Ｎ分周され、Ｎ分周された信号（ｆ_vco／Ｎ［ＭＨ
ｚ］）が混合器７３に出力される。

【００５７】混合器７３では、ＶＣＯ４４の出力信号ｆ
_vcoをＮ分周した信号ｆ_r’（＝ｆ_vco／Ｎ）を、原信号
発振器２１の原周波数信号ｆ_tcxoをＸ分周およびＮ分周
した信号（０．０５／Ｎ）と混合（（ｆ_vco±０．０
５）／Ｎ）され、混合（（ｆ_vco±０．０５）／Ｎ）さ
れた信号がバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）７４に出力さ
れる。バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）７４は、混合器７
３で混合した信号のうち例えば下側のバンドパス信号ｆ
_t4（（ｆ_vco−０．０５）／Ｎ）を通過させて位相比較
器（ＰＤ）４２に出力する。位相比較器（ＰＤ）４２
は、基準分周器４１でＲ分周した基準周波数信号ｆ_r＝
３００［ｋＨｚ］とバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）７４
から出力された比較信号ｆ_t4（＝３００［ｋＨｚ］）と
を位相比較し、その誤差信号をループフィルタ（ＬＰ
Ｆ）４３に出力する。したがって、このＰＬＬ周波数シ
ンセサイザ回路７０で設定できる周波数はｆr＝ｆ_t4で
あるからｆ_vco＝ｆ_r×Ｎ＋ｆ_dであり、ｆ_tcxo＝１２
［ＭＨｚ］、Ｒ＝４０、Ｘ＝２４０のときに設定できる
周波数は０．３［ＭＨｚ］×Ｎ＋０．０５［ＭＨｚ］で
ある。

【００５８】１ｃｈの場合を例にとると（他チャンネル
についても同様）、１８９５．１５＝０．３×Ｎ＋０．
０５であるから、Ｎ＝６３１７となり、Ｎが整数となる
から目的の周波数ｆ_vcoを設定できる。つまり、原周波
数信号ｆ_rのＮ倍（ｆ_r×Ｎ）なる周波数設定値にｆ
_d（＝ｆ_tcxo／Ｘ）なる周波数を変化させることがで
き、第２実施例と同様な効果を得ることができる。

【００５９】第５実施例 図５〜図７は本発明の第５実施例を示す図であり、この
実施例は本発明をデジタルコードレス携帯電話装置に適
用した例である。すなわち、上記各実施例は、本発明の
ＰＬＬ周波数シンセサイザ回路を主に送信チャンネルｃ
ｈの周波数設定に使用した例であるが、この第５実施例
はＰＬＬ周波数シンセサイザ回路をデジタルコードレス
携帯電話装置の送信／受信系統（特に、局部発振器）の
双方に使用した場合の例である。

【００６０】このデジタルコードレス携帯電話装置はマ
ルチキャリアＴＤＭＡ−ＴＤＤ通信方式を採用し、変調
方式にはπ／４シフトＱＰＳＫ方式を採用している。受
信時には、２段のミキサーにより１．９ＧＨｚから１５
０〜２５０ＭＨｚ、さらに１０ＭＨｚに周波数変換して
復調し、送信時には、ダイレクト変調方式により変調と
同時に１．９ＧＨｚに周波数変換している。このマルチ
キャリア間（チヤンネル間）の周波数は３００ＫＨｚで
あり、このキャリアの周波数はチヤンネル間隔の周波数
の整数倍になっている（例えば、１８９５．１５ＭＨ
ｚ）。まず、ＰＬＬ周波数シンセサイザ回路の構成から
説明する。図５はＰＬＬ周波数シンセサイザ回路の構成
図である。図５において、ＰＬＬ周波数シンセサイザ回
路１００は、原信号発振器１０１、基準分周器１０２、
位相比較器（ＰＤ）１０３、ループフィルタ（ＬＰＦ）
１０４、ＶＣＯ（電圧制御発振器）１０５、比較分周器
１０６、混合器１０７、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
１０８、スイッチ回路１０９、周波数変換用信号発振器
１１０およびＣＰＵ１１１により構成される。

【００６１】基準分周器１０２は、原信号発振器２１の
原周波数信号ｆ_tcxoをＲ分周し、Ｒ分周した基準周波数
信号ｆ_r（＝ｆ_tcxo／Ｒ）を位相比較器（ＰＤ）１０３
に出力する。ここで、ｆ_rはチャンネル間隔に対応して
いる。位相比較器（ＰＤ）１０３は、原信号発振器１０
１の原周波数信号ｆ_tcxoを基準分周器１０２でＲ分周し
た基準周波数信号ｆ_r（＝ｆ_tcxo／Ｒ）とバンドパスフ
ィルタ（ＢＰＦ）１０８の信号を比較分周器１０６によ
りＮ分周した比較信号ｆ_r’とを位相比較し、その誤差
信号をローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０４に出力する。

【００６２】ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０４は、位
相比較器（ＰＤ）１０３からの誤差信号を積分して高域
成分を除去して誤差電圧に変換し、この誤差電圧をＶＣ
Ｏ１０５の制御端子に加える。ＶＣＯ１０５は、ローパ
スフィルタ（ＬＰＦ）１０４からの誤差電圧によりｆr
＝ｆ_r’となるように動作し、その出力信号ｆ_vcoは送信
時のチャネル周波数あるいは受信時の第１の局部発振周
波数として一定に保たれた周波数信号を混合器１０７に
出力する。

【００６３】一方、周波数変換用信号発振器１１０は第
２の局部発振周波数を発生させるもので、例えばＰＬＬ
周波数シンセサイザ回路におけるチャンネルｃｈの周波
数を設定しようとする場合に前記同様にチャンネル間隔
が３００ｋＨｚ、その端数分が５０ｋＨｚになっている
と（送信時）、周波数変換用信号発振器１１０は以下の
ように端数分（５０ｋＨｚ）の奇数倍の周波数を吸収す
る信号ｆ_2nd（例えば、２２９．２５［ＭＨｚ］）を発
生する。 ｆ_2nd＝２２９．２５［ＭＨｚ］ ＝（３００［ｋＨｚ］×Ｎ）＋５０［ｋＨｚ］ なお、送信時と受信時との出力周波数の差は２４０．０
５［ＭＨｚ］である。したがって、例えば、送信時の出
力周波数として１８９５．１５［ＭＨｚ］＝（３００
［ｋＨｚ］×Ｎ）＋５０［ｋＨｚ］＝（３００［ｋＨ
ｚ］×６３１７）＋５０［ｋＨｚ］とすると、受信時の
出力周波数は１６５５．１［ＭＨｚ］＝（３００［ｋＨ
ｚ］×Ｎ）＝（３００［ｋＨｚ］×５５１７）となる。
ここで、ｆ_2ndを送信時と受信時との周波数にすれば、
比較分周器１０６の分周比Ｎを送信と受信とで切り換え
る必要がなくなるが、このｆ_2ndを２２９．２５とした
のは、後述するコードレス携帯電話装置の高周波数部の
受信側の２段目の局部発振周波数と供用するためであ
る。スイッチ回路１０９はＣＰＵ１１１からの制御信号
に基づいてオン／オフし、混合器１０７に対する周波数
変換用信号発振器１１０の出力信号ｆ_2ndの供給を制御
する（つまり、信号ｆ_2ndの通過をオン／オフする）。
具体的には、スイッチ回路１０９は送信時にオンして信
号ｆ_2ndを混合器１０７に供給し、受信時はオフして同
信号ｆ_2ndの供給を停止する。

【００６４】混合器１０７は、送信時にはＶＣＯ１０５
からの出力信号ｆ_vcoを、スイッチ回路１０９を介して
供給される周波数変換用信号発振器１１０の出力信号ｆ
_2ndで混合（ｆ_vco±ｆ_2nd）してバンドパスフィルタ
（ＢＰＦ）１０８に出力し、受信時にはＶＣＯ１０５か
らの出力信号ｆ_vcoをそのまま通過させてバンドパスフ
ィルタ（ＢＰＦ）１０８に出力する。バンドパスフィル
タ（ＢＰＦ）１０８は、所定周波数帯域の信号（例え
ば、１６００［ＭＨｚ］帯の信号）を通過させるもの
で、混合器１０７で周波数変換した信号のうち希望信号
（送信時はｆ_vco−ｆ_2nd、受信時はｆ_vcoの信号）のみ
を通過させる。比較分周器１０６は、バンドパスフィル
タ（ＢＰＦ）１０８からの信号（例えば、ｆ_vco−ｆ_2nd
あるいはｆ_vco）をＮ分周し、Ｎ分周した信号（例え
ば、（ｆ_vc_o−ｆ_2nd）／Ｎあるいはｆ_vco／Ｎ）を位相
比較器（ＰＤ）１０３に出力する。この場合、送信時に
は分周比としてＮ＝５５５３に、受信時にはＮ＝５５１
７に設定される。

【００６５】ＣＰＵ１１１は、上記比較分周器１０６お
よびスイッチ回路１０９に制御信号を出力して所定のシ
ンセサイザ出力を得るように各部を制御する。すなわ
ち、ＣＰＵ１１１は、上記比較分周器１０６で分周比Ｎ
に基づきチャンネルを設定し、Ｎの値として、例えば送
信時にはＮ＝５５５３に、受信時にはＮ＝５５１７に設
定するとともに、送信／受信によりスイッチ回路１０９
をそれぞれオン／オフ制御して周波数変換用信号発振器
１１０の出力信号ｆ_2ndの混合器１０７に対する供給を
制御する。上記混合器１０７、バンドパスフィルタ（Ｂ
ＰＦ）１０８、周波数変換用信号発振器１１０およびス
イッチ回路１０９は、ＶＣＯ１０５からの出力信号ｆ
_vcoを周波数変換する周波数変換手段を構成する。

【００６６】次に、第５実施例のＰＬＬ周波数シンセサ
イザ回路の作用を説明する。まず、ＣＰＵ１１１によっ
て、上記比較分周器１０６およびスイッチ回路１０９の
設定が行なわれる。例えば、スイッチ回路１０９に対し
ては、送信時にオン、受信時にオフするような制御信号
を出力する。原信号発振器１０１によって発振した原周
波数信号ｆ_tcxoは基準分周器１０２に入力され、基準分
周器１０２により原信号発振器１０１からの原周波数信
号ｆt_cxoがＲ分周（チャンネル間隔に応じて分周）さ
れ、基準周波数信号ｆ_r（＝ｆ_tc_xo／Ｒ）が位相比較器
（ＰＤ）１０３に出力される。例えば、ｆ_r＝３００ｋ
Ｈｚとなる。

【００６７】位相比較器（ＰＤ）１０３では原信号発振
器１０１の原周波数信号ｆ_tcxoを基準分周器１０２でＲ
分周した基準周波数信号ｆ_r（＝ｆ_tcxo／Ｒ）とバンド
パスフィルタ（ＢＰＦ）１０８の信号を比較分周器１０
６によりＮ分周した比較信号ｆ_r’とが位相比較され、
その誤差信号がローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０４に出
力される。誤差信号が０となると、ｆ_r’≒３００ｋＨ
ｚとなる。ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０４では位相
比較器（ＰＤ）１０３からの誤差信号が積分されて高域
成分が除去され誤差電圧に変換された後、この誤差電圧
はＶＣＯ１０５の制御端子に加えられる。次いで、ＶＣ
Ｏ１０５ではローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０４からの
誤差電圧によりｆ_r＝ｆ_r’となるような動作が行われ、
周波数信号ｆ_vcoが混合器１０７に出力される。

【００６８】Ａ．送信時 ここで、送信時でチャンネルｃｈが１ｃｈ＝１８９５．
１５［ＭＨｚ］の場合を例にとると、ＶＣＯ１０５では
ｆ_vco＝１８９５．１５［ＭＨｚ］となる周波数信号が
混合器１０７に出力される。このとき、周波数変換用信
号発振器１１０は第２の局部発振周波数としてチャンネ
ルｃｈの設定周波数における端数分（５０ｋＨｚ）の周
波数を吸収する信号ｆ_2nd＝２２９．２５［ＭＨｚ］を
発生している。そして、このとき送信時にはスイッチ回
路１０９がオンし、信号ｆ_2nd＝２２９．２５［ＭＨ
ｚ］がスイッチ回路１０９を介して混合器１０７に供給
され、混合器１０７ではＶＣＯ４４からの出力信号ｆ
_vco＝１８９５．１５［ＭＨｚ］がｆ_2nd＝２２９．２５
［ＭＨｚ］と混合され、１８９５．１５±２２９．２５
［ＭＨｚ］の信号がバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１０
８に出力される。

【００６９】バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１０８では
１６００［ＭＨｚ］帯の信号のみが通過可能なため、混
合器１０７により混合した信号のうち希望信号（ｆ_vco
−ｆ₂n_d）＝１８９５．１５−２２９．２５＝１６６
５．９［ＭＨｚ］が比較分周器１０６に出力される。比
較分周器１０６ではバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１０
８からの信号１６６５．９［ＭＨｚ］がＮ（例えば、Ｎ
＝５５５３）分周され、Ｎ分周した信号ｆ_r’（１６６
５．９／５５５３）≒３００ｋＨｚが位相比較器（Ｐ
Ｄ）１０３に出力される。これにより、位相比較器（Ｐ
Ｄ）１０３では原周波数信号ｆ_tcxoを基準分周器１０２
でＲ分周した基準周波数信号ｆ_r（＝ｆ_tcxo／Ｒ）＝３
００ｋＨｚと、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１０８の
信号を比較分周器１０６によりＮ分周した比較信号
ｆ_r’≒３００ｋＨｚとが位相比較され、その誤差信号
がローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０４に出力されること
で、結局、ＶＣＯ１０５ではローパスフィルタ（ＬＰ
Ｆ）１０４からの誤差電圧によりｆ_r＝ｆ_r’となるよう
な動作が行われ、送信時における１ｃｈの周波数が１８
９５．１５［ＭＨｚ］に保たれる。

【００７０】Ｂ．受信時 受信時は受信用の局部発振周波数が基準信号の整数倍で
あるため、上記送信時のような端数（５０ＫＨｚ）の吸
収は行われず、そのまま比較分周器１０６で分周され
る。このため、ＶＣＯ１０５ではｆ_vco＝１６５５．１
［ＭＨｚ］となる周波数信号が混合器１０７に出力さ
れ、このとき、受信時にはスイッチ回路１０９がオフ
し、信号ｆ_2nd＝２２９．２５［ＭＨｚ］はスイッチ回
路１０９を介して混合器１０７に供給されなくなる。し
たがって、ＶＣＯ４４からの出力信号ｆv_co＝１６５
５．１［ＭＨｚ］はそのまま混合器１０７を通過し、バ
ンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１０８に出力される。

【００７１】バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１０８では
１６００［ＭＨｚ］帯の信号のみが通過可能なため、混
合器１０７の出力信号１６５５．１［ＭＨｚ］はそのま
まバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１０８を通過して比較
分周器１０６に出力される。比較分周器１０６ではバン
ドパスフィルタ（ＢＰＦ）１０８からの信号１６５５．
１［ＭＨｚ］がＮ（例えば、Ｎ＝５５１７）分周され、
Ｎ分周した信号ｆ_r’（１６５５．１／５５１７）≒３
００ｋＨｚが位相比較器（ＰＤ）１０３に出力される。
これにより、位相比較器（ＰＤ）１０３では原周波数信
号ｆ_tcxoを基準分周器１０２でＲ分周した基準周波数信
号ｆ_r（＝ｆ_tcxo／Ｒ）＝３００ｋＨｚと、バンドパス
フィルタ（ＢＰＦ）１０８の信号を比較分周器１０６に
よりＮ分周した比較信号ｆ_r’≒３００ｋＨｚとが位相
比較され、その誤差信号がローパスフィルタ（ＬＰＦ）
１０４に出力されることで、結局、ＶＣＯ１０５ではロ
ーパスフィルタ（ＬＰＦ）１０４からの誤差電圧により
ｆ_r＝ｆ_r’となるような動作が行われ、受信時における
局部発振周波数が１６５５．１［ＭＨｚ］に保たれる。

【００７２】このように、本実施例のＰＬＬ周波数シン
セサイザ回路は前記実施例と同様の効果を得つつ、送信
・受信時に同一の局部発振回路として使用することがで
きる。すなわち、基準周波数の整数倍でない送信時には
ＣＰＵ１１１によりスイッチ回路１０９を制御して周波
数変換回路に端数分の周波数の信号を入力し、ＶＣＯ１
０５の出力を端数分の周波数に吸収することによって基
準周波数をチャンネル間隔の周波数とすることが行われ
る。一方、基準周波数の整数倍である受信時には、ＶＣ
Ｏ１０５の出力を周波数変換することは行われず、送信
・受信時共に基準周波数がチャンネル間隔と同じ周波数
になる。特に、変調方式をダイレクト変調方式とした場
合、局部発振器は送信時には送信周波数（チャンネル周
波数）を出力しなければならないことから、比較分周波
数が整数となるようにすると、基準周波数は端数分の５
０ｋＨｚとなってしまい、高速ロックアップ・低スプリ
アス等の特性を得ることが困難であるが、本実施例のよ
うに構成することにより、チャンネル間隔（基準周波
数）の整数倍となっていないチャンネル周波数において
も、ＶＣＯ１０５の出力を周波数変換することによって
基準周波数をチャンネル間隔の周波数とすることが可能
なＰＬＬ周波数シンセサイザ回路を実現することができ
る。

【００７３】次に、本実施例のように送信時と受信時と
で局部発振周波数を切り替える１つのＰＬＬ周波数シン
セサイザ回路を組み込んだデジタルコードレス携帯電話
装置の具体例について説明する。図６はデジタルコード
レス携帯電話装置の高周波数部の構成を示す図、図７は
デジタルコードレス携帯電話装置の信号処理部の構成を
示す図である。図６において、まず受信系統を説明する
と、アンテナ２０１からの１．９ＧＨｚ帯の送受信無線
周波数（ＲＦ）はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２０２
を介した後、送信／受信を振り分けるアンテナスイッチ
２０３によって受信側に振り分けられ、高周波アンプ
（ＲＦ・ＡＭＰ）２０４で増幅され第１混合器（第１Ｍ
ＩＸ）２０５に供給される。第１混合器２０５では、高
周波アンプ２０４で増幅された信号がバッファアンプ２
０６を介して供給されるＰＬＬ周波数シンセサイザ回路
２０７からの出力信号と混合されて第１中間周波数信号
（第１ＩＦ信号：２５０ＭＨｚ帯）に周波数変換され、
第１中間周波数信号は第１中間周波アンプ２０８に出力
され増幅される。この場合、ＰＬＬ周波数シンセサイザ
回路２０７は後述の図７に示す通信制御用マイコン２７
８によって制御され、受信時には選択用の第１局部発振
器として作動し、例えば１ｃｈの場合、１６５５．１
［ＭＨｚ］の周波数を有する局部発振信号をバッファア
ンプ２０６を介して第１混合器２０５に出力する。

【００７４】第１中間周波アンプ２０８で増幅された第
１中間周波数信号はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２０
９を介した後、第２混合器（第２ＭＩＸ）２１０に供給
される。第２混合器２１０では、ＰＬＬ周波数シンセサ
イザ回路２０７の周波数変換用信号発振器１１０からの
局部発振信号と混合されて第２中間周波数信号（第２Ｉ
Ｆ信号：１０．７ＭＨｚ帯）に周波数変換され、第２中
間周波数信号は第２中間周波アンプ２１２に出力され増
幅される。第２中間周波アンプ２１２で増幅された第２
中間周波数信号はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２１３
を介した後、直交復調器２１４に供給され、アナログ信
号に復調されてＩ信号およびＱ信号に分離され、後述の
モデムブロック２６１（図７参照）に出力される。

【００７５】次に、送信系統を説明すると、モデムブロ
ック２６１（図７参照）からのＩ信号およびＱ信号は直
交変調器２５１に入力され、バッファアンプ２５４を介
して供給されるＰＬＬ周波数シンセサイザ回路２０７か
らの出力信号に基づいてディジタル変調（例えば、π／
４シフトＱＰＳＫの変調）されるとともに、送受信無線
周波数（ＲＦ：１．９ＧＨｚ）に周波数変換され、ドラ
イブアンプ２５６によって増幅される。この場合、ＰＬ
Ｌ周波数シンセサイザ回路２０７は図７に示す通信制御
用マイコン２７８によって制御され、例えば１８９５．
１５［ＭＨｚ］の周波数を有する局部発振信号をバッフ
ァアンプ２５４を介して混合器２５３に出力する。次い
で、ドライブアンプ２５６の出力はパワーアンプ２５７
によって電力増幅され、通信制御用マイコン２７８によ
りアンテナスイッチ２０３を送信側に切り替えるととも
に、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２０２を介した後、
アンテナ２０１から空中に放出される。

【００７６】次に、図７を参照してデジタルコードレス
携帯電話装置の信号処理部の構成を説明する。図７にお
いて、２６１はモデムブロックであり、受信側では直交
復調器２１４からの分離されたＩＱデータをデータ列と
して後述のＴＤＭＡ信号処理部２６６に伝送し、送信側
ではＴＤＭＡ信号処理部２６６から伝送されてきたデー
タからＩＱデータを作成してπ／４シフトＱＰＳＫの変
調をして出力するものである。すなわち、受信時には直
交復調器２１４から供給される復調されたＩ信号および
Ｑ信号を取り込み、各信号をＡ／Ｄ変換器２６２、２６
３でそれぞれＡ／Ｄ変換するとともに、クロック抽出器
２６４で同期クロックを抽出し、この同期クロックに基
づき復調信号を検波器２６５で検波して音声信号に変換
し、ＴＤＭＡ信号処理部２６６に出力する。また、送信
時にはＴＤＭＡ信号処理部２６６から出力されるＴＤＭ
Ａ処理された音声信号を変調器２６７でディジタル変調
するとともに、Ｄ／Ａ変換器２６８、２６９でＤ／Ａ変
換し、それぞれＩ信号およびＱ信号として直交変調器２
５１に出力する。

【００７７】ＴＤＭＡ信号処理部２６６は無線周波数を
時間分割し、特定の時間帯でバースト状に送受信信号を
伝送するＴＤＭＡ（Time Division Multiple Access：
時分割多重アクセス）処理を行なう。ＴＤＭＡ信号処理
部２６６はスピーチコーディク２７０に接続され、スピ
ーチコーディク２７０はディジタル音声信号の圧縮／伸
張処理を行なう。具体的には、受信側ではＴＤＭＡ信号
処理部２６６から送られてきたＡＤＰＣＭ音声信号（４
ｂｉｔ×８ｋＨｚ＝３２ｋ bps）をＰＣＭ音声信号（８
ｂｉｔ×８ｋＨｚ＝６４ｋ bps）に復号化することによ
り伸張してＰＣＭコーデック２７１に出力し、送信側で
はＰＣＭコーデック２７１から送られてきたＰＣＭ音声
信号をＡＤＰＣＭ音声信号に符号化することにより圧縮
してＴＤＭＡ信号処理部２６６に出力する

【００７８】スピーチコーディク２７０はＰＣＭコーデ
ィク２７１に接続され、ＰＣＭコーディク２７１はアナ
ログ／ディジタル変換処理をする。具体的には、Ｄ／Ａ
変換器２７２によりスピーチコーディク２７０から入力
されるＰＣＭ音声信号をアナログ信号に変換しアンプ２
７３を介して受話器（スピーカ等）２７４に出力する処
理を行うとともに、送話器（マイク等）２７５により入
力されアンプ２７６によって増幅されたアナログ音声信
号をＡ／Ｄ変換器２７７でＡ／Ｄ変換しＰＣＭディジタ
ル信号（ＰＣＭ音声信号）に符号化して出力する処理を
行う。上記受話器２７４および送話器２７５は、例えば
握り部分を介して結合して一体化した送受器（ハンドセ
ット）として構成してされる。また、この他にリンガを
鳴らすリンガ部が設けられる。

【００７９】２７８は所定プロトコルに従い装置全体の
制御を行なう通信制御用マイコンであり、例えばＣＰ
Ｕ、ＲＯＭ、ＲＡＭ等から構成される。通信制御用マイ
コン２７８は内部のＲＯＭに格納されているマイクロプ
ログラムに従ってデータや演算結果などを一時的に記憶
するＲＡＭを使用して前述したＰＬＬ周波数シンセサイ
ザ回路２０７への制御処理を含むディジタルコードレス
携帯電話装置の各種の動作を制御する。また、通信制御
用マイコン２７８はマンマシンインターフェース用マイ
コン２７９を介してキーボード２８０からの操作情報を
取り込むとともに、発信者番号や時刻、通話時間、通話
料金等を表示するＬＣＤ等からなる表示部２８１に対し
て必要なデータを出力する。キーボード２８０は、所定
のキーマトリクスを有し、例えばテンキーや各種のファ
ンクションキーが設けられたものである。

【００８０】このように、本発明のＰＬＬ周波数シンセ
サイザ回路２０７をディジタルコードレス携帯電話装置
に組み込んだ場合、ＰＬＬ周波数シンセサイザ回路２０
７が送信時と受信時とで局部発振周波数異なっても切替
え動作ができる。つまり、１つのＰＬＬ周波数シンセサ
イザ回路２９７によりチャンネル間隔（基準周波数）の
整数倍となっていないチャンネル（キャリア）周波数に
おいても、ＰＬＬ周波数シンセサイザ回路２０７の出力
の端数分の周波数を吸収することによって基準周波数を
チャンネル間隔の周波数とすることが可能になる。

【００８１】なお、上記各実施例では、位相比較器に入
力される信号を周波数変換するようにしているが、位相
比較器に入力される信号を周波数変換する周波数変換手
段を有するものであればどのような構成や変換方法のも
のでもよく、各分周器等の種類・個数、制御方法等は、
どのようなものでもよいことは言うまでもない。また、
上記各実施例では、原信号発振器として、水晶発振器を
用いているが、その種類は何でもよく、また、精度の良
い信号を発振できるものであれば水晶発振器に限定され
ないことは言うまでもない。さらに、第３実施例で第２
実施例のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）４７の通過帯域
を大きくするためにｆ_dをｆ_tcxoと混合したが、この実
施例は、第２実施例のみでなく他の実施例（第１実施例
および第４実施例）にも適用できる。

【００８２】

【発明の効果】本発明によれば、原周波数信号ｆ_rのＮ
倍（ｆ_r×Ｎ）以外の周波数においても発振周波数を一
定とした信号を得ることが可能になる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係るＰＬＬ周波数シンセサイザ回路の
第１実施例の回路構成図である。

【図２】本発明に係るＰＬＬ周波数シンセサイザ回路の
第２実施例の回路構成図である。

【図３】本発明に係るＰＬＬ周波数シンセサイザ回路の
第３実施例の回路構成図である。

【図４】本発明に係るＰＬＬ周波数シンセサイザ回路の
第４実施例の回路構成図である。

【図５】本発明に係るＰＬＬ周波数シンセサイザ回路の
第５実施例の回路構成図である。

【図６】同実施例のＰＬＬ周波数シンセサイザ回路を使
用した携帯電話装置の構成図である。

【図７】同実施例のＰＬＬ周波数シンセサイザ回路を使
用した携帯電話装置の構成図である。

【図８】従来のＰＬＬ周波数シンセサイザ回路の回路構
成図である。

【符号の説明】

２０，４０，６０，１００ ＰＬＬ周波数シンセサイザ
回路 ２１，１０１ 原信号発振器 ２２，４１，１０２ 基準分周器 ２３，４６，６１，７３，１０７ 混合器 ２４，４７，６２，７４，１０８ バンドパスフィルタ
（ＢＰＦ） ２５，４２，１０３ 位相比較器（ＰＤ） ２６，４３，１０４ ローパスフィルタ（ＬＰＦ） ２７，４４，１０５ ＶＣＯ（電圧制御発振器） ２８，４５ 分周器 ２９，３０，４８，７１，７２，１０６ 比較分周器 ３１，４９，６３，７５，１１１ ＣＰＵ ２０７ ＰＬＬ周波数シンセサイザ回路 ２７８ 通信制御用マイコン

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 基準周波数信号を出力する基準信号発生
   器と、 前記基準信号発生器が出力した基準周波数信号を周波数
   変換する周波数変換手段と、 印加電圧に応じて周波数の異なる信号を出力する電圧制
   御発振器と、 前記電圧制御発振器から出力した所定周波数信号を分周
   する分周器と、 前記分周器が分周した信号と前記周波数変換手段が出力
   した周波数変換された基準周波数信号とを位相比較し、
   該位相の誤差信号を出力する位相比較器と、 前記位相比較器が出力した誤差信号を電圧信号に変換
   し、発振制御電圧として前記電圧制御発振器へ出力する
   ループフィルタと、 を具備したことを特徴とするＰＬＬ周波数シンセサイザ
   回路。
2. 【請求項２】 基準周波数信号を出力する基準信号発生
   器と、 印加電圧に応じて周波数の異なる信号を出力する電圧制
   御発振器と、 前記電圧制御発振器が出力した所定周波数信号を周波数
   変換する周波数変換手段と、 前記周波数変換手段が周波数変換した信号を分周する分
   周器と、 前記分周器が分周した信号と前記基準信号発生器が出力
   した基準周波数信号とを位相比較し、該位相の誤差信号
   を出力する位相比較器と、 前記位相比較器が出力した誤差信号を電圧信号に変換
   し、発振制御電圧として前記電圧制御発振器へ出力する
   ループフィルタと、 を具備したことを特徴とするＰＬＬ周波数シンセサイザ
   回路。
3. 【請求項３】 基準周波数信号を出力する基準信号発生
   器と、 印加電圧に応じて周波数の異なる信号を出力する電圧制
   御発振器と、 前記電圧制御発振器が出力した所定周波数信号を分周す
   る分周器と、 前記分周器が分周した信号を周波数変換する周波数変換
   手段と、 前記周波数変換手段が周波数変換した信号と前記基準信
   号発生器が出力した基準周波数信号とを位相比較し、該
   位相の誤差信号を出力する位相比較器と、 前記位相比較器が出力した誤差信号を電圧信号に変換
   し、発振制御電圧として前記電圧制御発振器へ出力する
   ループフィルタと、 を具備したことを特徴とするＰＬＬ周波数シンセサイザ
   回路。
4. 【請求項４】 前記周波数変換手段は、前記基準信号発
   生器が出力した基準周波数信号に基づいて周波数変換す
   る周波数変換器を有することを特徴とする請求項１、請
   求項２又は請求項３の何れかに記載のＰＬＬ周波数シン
   セサイザ回路。
5. 【請求項５】 前記周波数変換手段は、前記基準信号発
   生器が出力した基準周波数信号に基づいて周波数変換す
   る第１の周波数変換手段と、 前記第１の周波数変換手段が周波数変換した信号を前記
   基準信号発振器が出力した基準周波数信号で周波数変換
   する第２の周波数変換手段とを有することを特徴とする
   請求項１、請求項２又は請求項３の何れかに記載のＰＬ
   Ｌ周波数シンセサイザ回路。
6. 【請求項６】 前記周波数変換手段は、周波数変換した
   信号のうち所定帯域の信号を通過させるバンドパスフィ
   ルタを有することを特徴とする請求項１、請求項２、請
   求項３、請求項４又は請求項５の何れかに記載のＰＬＬ
   周波数シンセサイザ回路。