JPH0810143B2 - 差動型センサ− - Google Patents
差動型センサ−Info
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- JPH0810143B2 JPH0810143B2 JP1123987A JP1123987A JPH0810143B2 JP H0810143 B2 JPH0810143 B2 JP H0810143B2 JP 1123987 A JP1123987 A JP 1123987A JP 1123987 A JP1123987 A JP 1123987A JP H0810143 B2 JPH0810143 B2 JP H0810143B2
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- JP
- Japan
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- circuit
- voltage
- differential
- connection
- output
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- Transmission And Conversion Of Sensor Element Output (AREA)
- Measuring Magnetic Variables (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、磁性体の変位あるいは外部磁界の変化を検
知する差動型センサーに関する。
知する差動型センサーに関する。
従来、差動型センサーは第２図に示されるように、高
周波発振回路１と、直列に一対接続され、この接続中点
２に高周波発振回路１の一方の出力端子３が抵抗R1を介
して接続され、磁性体４の矢印５方向への変位あるいは
外部磁界の変化を検出する差動コイルL1,L2と、４個の
整流素子であるダイオードD1,D2,D3,D4が環状に、互い
にカソードとアノードが接続するように、第１ないし第
４の接続中点6a,6b,6c,6dにおいて直列接続され、高周
波発振回路１の他方の出力端子７が対向する第１および
第３の接続中点6a,6cにコンデンサC1,C2を介して各々接
続され、一対の差動コイルL1,L2の両端8a,8bが対向する
第２および第４の接続中点6b,6dに各々接続される整流
回路９とから成る。
周波発振回路１と、直列に一対接続され、この接続中点
２に高周波発振回路１の一方の出力端子３が抵抗R1を介
して接続され、磁性体４の矢印５方向への変位あるいは
外部磁界の変化を検出する差動コイルL1,L2と、４個の
整流素子であるダイオードD1,D2,D3,D4が環状に、互い
にカソードとアノードが接続するように、第１ないし第
４の接続中点6a,6b,6c,6dにおいて直列接続され、高周
波発振回路１の他方の出力端子７が対向する第１および
第３の接続中点6a,6cにコンデンサC1,C2を介して各々接
続され、一対の差動コイルL1,L2の両端8a,8bが対向する
第２および第４の接続中点6b,6dに各々接続される整流
回路９とから成る。
ここで整流回路９の第１および第３の接続中点6a,6c
から出力端子E1,E2を介して磁性体４の変位あるいは外
部磁界の変化に対応した直流電圧が出力される。
から出力端子E1,E2を介して磁性体４の変位あるいは外
部磁界の変化に対応した直流電圧が出力される。
すなわち、高周波発振回路１において発生した発振電
圧のうち一方を差動コイルL1,L2に印加し、他方をコン
デンサC1,C2をおよび、ダイオードD1,D2,D3,D4でブリッ
ジを構成する整流回路９を介して、差動コイルL1,L2の
両端8a,8bに印加する。
圧のうち一方を差動コイルL1,L2に印加し、他方をコン
デンサC1,C2をおよび、ダイオードD1,D2,D3,D4でブリッ
ジを構成する整流回路９を介して、差動コイルL1,L2の
両端8a,8bに印加する。
ここで、差動コイルL1,L2が検出する磁性体４の変位
あるいは外部磁界の変化により差動コイルL1,L2のイン
ピーダンスの大きさに差が生ずる。
あるいは外部磁界の変化により差動コイルL1,L2のイン
ピーダンスの大きさに差が生ずる。
次に、高周波発振回路１の発振電圧と接続された抵抗
R1、差動コイルL1,L2、コンデンサC1,C2のインピーダン
スにより位相変化を生じ、その電流の位相がコンデンサ
C1,C2に対して充電状態にあるとき、電流I1は出力端子
３から抵抗R1、接続中点２、差動コイルL1、接続中点6
d、ダイオードD1、接続中点6a、コンデンサC1を介して
出力端子７に流れる。
R1、差動コイルL1,L2、コンデンサC1,C2のインピーダン
スにより位相変化を生じ、その電流の位相がコンデンサ
C1,C2に対して充電状態にあるとき、電流I1は出力端子
３から抵抗R1、接続中点２、差動コイルL1、接続中点6
d、ダイオードD1、接続中点6a、コンデンサC1を介して
出力端子７に流れる。
他方の電流I2は出力端子３から抵抗R1、接続中点２、
コイルL2、接続中点6b、ダイオードD3、接続中点6c、コ
ンデンサC2を介して出力端子７に流れる。
コイルL2、接続中点6b、ダイオードD3、接続中点6c、コ
ンデンサC2を介して出力端子７に流れる。
このため、差動コイルL1のインピーダンスが差動コイ
ルL2のインピーダンスより小のときは接続中点6aと接続
中点6cの間に電位差が発生し、出力端E1が＋、E2が−に
なる出力電圧が得られる。
ルL2のインピーダンスより小のときは接続中点6aと接続
中点6cの間に電位差が発生し、出力端E1が＋、E2が−に
なる出力電圧が得られる。
また、電流の位相がコンデンサC1,C2に対して放電状
態に反転する。電圧I3は出力端子７からコンデンサC1、
接続中点6a、ダイオードD2、接続中点6bおよび差動コイ
ルL2、接続中点２および抵抗R1を介して出力端子３に流
れる。
態に反転する。電圧I3は出力端子７からコンデンサC1、
接続中点6a、ダイオードD2、接続中点6bおよび差動コイ
ルL2、接続中点２および抵抗R1を介して出力端子３に流
れる。
他方の電流I4は出力端子７からコンデンサC2、接続中
点6c、ダイオードD4、接続中点6d、コイルL1、接続中点
２および抵抗R1を介して出力端子３に流れて出力電圧は
同様に出力端子E1が＋、E2が−になる。
点6c、ダイオードD4、接続中点6d、コイルL1、接続中点
２および抵抗R1を介して出力端子３に流れて出力電圧は
同様に出力端子E1が＋、E2が−になる。
しかし、上述の従来装置は差動コイルL1とL2のインピ
ーダンスの差が大きくなるに従って出力端子E1,E2間の
電位差が増加してダイオードD2、D3の順方向降下電圧を
超えると接続中点6aからダイオードD2、D3を通って接続
中点6bに電流が流れるようになる。
ーダンスの差が大きくなるに従って出力端子E1,E2間の
電位差が増加してダイオードD2、D3の順方向降下電圧を
超えると接続中点6aからダイオードD2、D3を通って接続
中点6bに電流が流れるようになる。
従って、出力端子E1,E2に出力される直流電圧は差動
コイルL2のインピーダンスが増大しているにも拘らず、
飽和してダイオードの順方向降下電圧の２倍を超えるこ
とはなく制限され、測定対象物の変位等を検知する周囲
が制限される。
コイルL2のインピーダンスが増大しているにも拘らず、
飽和してダイオードの順方向降下電圧の２倍を超えるこ
とはなく制限され、測定対象物の変位等を検知する周囲
が制限される。
例えば、シリコンダイオードを用いた場合最高出力電
圧は1.4Vというように小さい。
圧は1.4Vというように小さい。
さらに、出力電圧が各ダイオードの順方向降下電圧の
温度変化に対応した不安定性および不均一性により影響
を受けて変化し易い。
温度変化に対応した不安定性および不均一性により影響
を受けて変化し易い。
インダクタンスが変化して回路電流が変化し、ダイオ
ードに流れる電流の比率が変るとダイオードの自己加熱
の変化によって熱遅れが発生し、順方向降下電圧が変化
するから、出力電圧が変化し安定するのに時間がかか
る。
ードに流れる電流の比率が変るとダイオードの自己加熱
の変化によって熱遅れが発生し、順方向降下電圧が変化
するから、出力電圧が変化し安定するのに時間がかか
る。
ここで、順方向降下電圧の温度影響を相対的に小さく
するため、仮定として理想的ダイオード、つまり、順方
向降下電圧０で逆方向抵抗が無限大のダイオードを用い
たとすると、出力端E1、E2間の飽和電圧が無限小、つま
り、短絡状態となって、出力電圧を得ることができな
い。
するため、仮定として理想的ダイオード、つまり、順方
向降下電圧０で逆方向抵抗が無限大のダイオードを用い
たとすると、出力端E1、E2間の飽和電圧が無限小、つま
り、短絡状態となって、出力電圧を得ることができな
い。
また、整流回路９においては交流電圧入力に対して回
路は差動コイルL1,L2、コンデンサC1,C2、抵抗R1の直列
共振動作が基本なっている。
路は差動コイルL1,L2、コンデンサC1,C2、抵抗R1の直列
共振動作が基本なっている。
２組の差動コイルL1とコンデンサC1、差動コイルL2と
コンデンサC2の直列接続の間にダイオードD1,D2,D3,D4
の環状接続を行なっているため、入力交流波形に対して
応答する差動コイルL1,L2、コンデンサC1,C2の各々の充
電放電の動作により電流が切換えられる。
コンデンサC2の直列接続の間にダイオードD1,D2,D3,D4
の環状接続を行なっているため、入力交流波形に対して
応答する差動コイルL1,L2、コンデンサC1,C2の各々の充
電放電の動作により電流が切換えられる。
電流の切換えは入力電圧波形の＋，−の極性の切換り
と一致して切換るのではなく、入力波形と互いに作用す
る差動コイルＬとコンデンサＣの共振エネルギーによっ
て、つまり、コイルL1とコンデンサC1、コイルL2とコン
デンサC2、または、コイルL1とコンデンサC2、コイルL2
とコンデンサC1という組合せの共振エネルギーによる電
流の位相変化が生じ、電流の転流する方向とタイミング
が決定される。
と一致して切換るのではなく、入力波形と互いに作用す
る差動コイルＬとコンデンサＣの共振エネルギーによっ
て、つまり、コイルL1とコンデンサC1、コイルL2とコン
デンサC2、または、コイルL1とコンデンサC2、コイルL2
とコンデンサC1という組合せの共振エネルギーによる電
流の位相変化が生じ、電流の転流する方向とタイミング
が決定される。
さらに、上述の従来装置においては磁性体４の変位に
より差動コイルL1とL2のインピーダンスに差異を生じ、
ダイオードD1とD3は転流のタイミングに差異が生ずる。
より差動コイルL1とL2のインピーダンスに差異を生じ、
ダイオードD1とD3は転流のタイミングに差異が生ずる。
また、このとき差動コイルL1とL2を流れる電流の大き
さ、位相共に異なり、ダイオードD1とD3に印加される電
圧の大きさ、位相共に異なる。
さ、位相共に異なり、ダイオードD1とD3に印加される電
圧の大きさ、位相共に異なる。
ダイオードのオン、オフは入力電圧に同期するのでは
なく、入力電圧とコイルL1,L2,コンデンサC1,C2の組合
せによる独立した共振エネルギーが充放電のエネルギー
状態に達したときに切換わるためにダイオードD1とD3の
切換わるタイミングが異なり、接続中点6bまたは6dのど
ちらか片方で電流の方向が切換りの短い時間において、
充電電流と放電電流の回路が重複するという現象が生
じ、ダイオードの特性変化が拡大されて出力に影響を与
えるため安定性が悪いという問題点があった。
なく、入力電圧とコイルL1,L2,コンデンサC1,C2の組合
せによる独立した共振エネルギーが充放電のエネルギー
状態に達したときに切換わるためにダイオードD1とD3の
切換わるタイミングが異なり、接続中点6bまたは6dのど
ちらか片方で電流の方向が切換りの短い時間において、
充電電流と放電電流の回路が重複するという現象が生
じ、ダイオードの特性変化が拡大されて出力に影響を与
えるため安定性が悪いという問題点があった。
そこで、本発明は上述の問題点を解決するために提案
されたもので、直流出力電圧を高くすることができ、測
定対象物の変位あるいは外部磁界の変化を検知する範囲
を拡大し、安定的に高感度特性を有する差動型センサー
を提供することを目的とする。
されたもので、直流出力電圧を高くすることができ、測
定対象物の変位あるいは外部磁界の変化を検知する範囲
を拡大し、安定的に高感度特性を有する差動型センサー
を提供することを目的とする。
本発明は、高周波発振回路と、直列に一対接続され、
該接続中点に該高周波発振回路の一方の出力端子が接続
され、磁性体の変位あるいは外部磁界の変化を検出する
差動コイルと、４個の整流素子が環状に第１ないし第４
の接続中点において直列接続され、該高周波発振回路の
他方の出力端子が対向する該第１および第３の接続中点
に各々接続され、該一対の差動コイルの両端が対向する
該第２および第４の接続中点に各々接続される整流回路
とから成り、該整流回路の第１および第３の接続中点か
ら該磁性体の変位あるいは外部磁界の変化に対応した直
流電圧が出力される差動型センサーを改良するもので、 該４個の整流素子はアナログスイッチにより構成さ
れ、一方の対向する２個の該アナログスイッチのゲート
には該高周波発振回路の一方の出力端子が接続され、他
方の対向する２個の該アナログスイッチのゲートには該
高周波発振回路の他方の出力端子が接続され、該高周波
発振回路からの発振電圧は矩形波として出力されるよう
に該高周波発振回路を構成したことを特徴とする差動型
センサーである。
該接続中点に該高周波発振回路の一方の出力端子が接続
され、磁性体の変位あるいは外部磁界の変化を検出する
差動コイルと、４個の整流素子が環状に第１ないし第４
の接続中点において直列接続され、該高周波発振回路の
他方の出力端子が対向する該第１および第３の接続中点
に各々接続され、該一対の差動コイルの両端が対向する
該第２および第４の接続中点に各々接続される整流回路
とから成り、該整流回路の第１および第３の接続中点か
ら該磁性体の変位あるいは外部磁界の変化に対応した直
流電圧が出力される差動型センサーを改良するもので、 該４個の整流素子はアナログスイッチにより構成さ
れ、一方の対向する２個の該アナログスイッチのゲート
には該高周波発振回路の一方の出力端子が接続され、他
方の対向する２個の該アナログスイッチのゲートには該
高周波発振回路の他方の出力端子が接続され、該高周波
発振回路からの発振電圧は矩形波として出力されるよう
に該高周波発振回路を構成したことを特徴とする差動型
センサーである。
本発明によれば、順方向抵抗の少ないアナログスイッ
チにより同期整流回路を構成し、高周波発信回路の周波
数に同期させて転流させるようにしたので、高い直流出
力電圧が得られる。
チにより同期整流回路を構成し、高周波発信回路の周波
数に同期させて転流させるようにしたので、高い直流出
力電圧が得られる。
このため、測定対象物の変位あるいは外部磁界の変化
を検知する範囲が拡大される。
を検知する範囲が拡大される。
さらに、アナログスイッチはダイオードより動作上の
順方向降下電圧がない分だけ温度変化に対して安定的で
あるため直流出力電圧は安定し、高感度特性が得られ
る。
順方向降下電圧がない分だけ温度変化に対して安定的で
あるため直流出力電圧は安定し、高感度特性が得られ
る。
また、高周波発振回路からは矩形波が発振され、これ
に対応してアナログスイッチがオンオフされるため、従
来装置のように差動コイルとコンデンサにより共振現
象、ダイオードのオンオフ時間差によって電流が充放電
の動作が重複するような転流のタイミングの影響を全く
受けないため、熱雑音が少なく高感度かつ高安定な特性
を得られる。
に対応してアナログスイッチがオンオフされるため、従
来装置のように差動コイルとコンデンサにより共振現
象、ダイオードのオンオフ時間差によって電流が充放電
の動作が重複するような転流のタイミングの影響を全く
受けないため、熱雑音が少なく高感度かつ高安定な特性
を得られる。
以下、本発明を図面を参照してその実施例に基づいて
説明する。
説明する。
第１図は本発明の一実施例の構成図である。第２図の
従来装置と構成は胸中するが以下の点において異なる。
従来装置と構成は胸中するが以下の点において異なる。
同期整流回路9aの４個の整流素子は所定電圧でオンオ
フするアナログスイッチ10,11,12,13によって構成され
る。
フするアナログスイッチ10,11,12,13によって構成され
る。
一方の対向する２個のアナログスイッチ10,12のゲー
トには高周波発振回路1aの一方の出力端子３が接続さ
れ、他方の対向する２個のアナログスイッチ11,13のゲ
ートには高周波発振回路1aの他方の出力端子７が接続さ
れる。
トには高周波発振回路1aの一方の出力端子３が接続さ
れ、他方の対向する２個のアナログスイッチ11,13のゲ
ートには高周波発振回路1aの他方の出力端子７が接続さ
れる。
また、高周波発振回路1aからの発振電圧は矩形波とし
て出力されるように高周波発振回路1aは構成される。
て出力されるように高周波発振回路1aは構成される。
ここで、アナログスイッチ10,11,12,13は半導体によ
り構成され、トランジスタ型、FET型、MOS型、CMOS型等
が用いられる。
り構成され、トランジスタ型、FET型、MOS型、CMOS型等
が用いられる。
また、高周波発振回路1aからの発振電圧の矩形波の時
間間隔は高周波発振回路1aの図示されない水晶の発振に
より正確に制御される。
間間隔は高周波発振回路1aの図示されない水晶の発振に
より正確に制御される。
また、例えば、発振電圧周波数が5KHzとするとアナロ
グスイッチ10,11,12,13の切換え速度は0.01μｓのよう
に、アナログスイッチ10,11,12,13の切換え速度は高周
波発振回路1aからの発振電圧周波数よりも速いことが好
適で、出力電圧精度が安定する。
グスイッチ10,11,12,13の切換え速度は0.01μｓのよう
に、アナログスイッチ10,11,12,13の切換え速度は高周
波発振回路1aからの発振電圧周波数よりも速いことが好
適で、出力電圧精度が安定する。
高周波発振回路1aの一方の出力端子３はアンプ14、抵
抗R2を介して差動コイルL1とL2の接続中点２に接続さ
れ、出力端子７はアンプ15、抵抗R4、抵抗R5を介して同
期整流回路9aの接続中点6a、さらに、抵抗R4、抵抗R6を
介して同期整流回路9aの接続中点6cに接続される。
抗R2を介して差動コイルL1とL2の接続中点２に接続さ
れ、出力端子７はアンプ15、抵抗R4、抵抗R5を介して同
期整流回路9aの接続中点6a、さらに、抵抗R4、抵抗R6を
介して同期整流回路9aの接続中点6cに接続される。
このアンプ14、15により高周波発振回路1aからの発振
電圧レベルが安定化される。
電圧レベルが安定化される。
このアンプ14、15による発振電圧レベルの安定化と、
高周波発振回路1aの水晶による発振電圧矩形波の時間間
隔の正確な制御により容易に位相歪みが減少される。
高周波発振回路1aの水晶による発振電圧矩形波の時間間
隔の正確な制御により容易に位相歪みが減少される。
抵抗R2は抵抗R3を介して抵抗R4に接続される。
減衰回路16は抵抗R2,R3,R4により構成され、アナログ
スイッチ10,11,12,13が閉じたときに差動コイルL1,L2に
発生する逆方向電圧を減衰し、回路への悪影響を防止す
る。
スイッチ10,11,12,13が閉じたときに差動コイルL1,L2に
発生する逆方向電圧を減衰し、回路への悪影響を防止す
る。
抵抗Ｒの代わりにコイルあるいはコンデンサさらに
は、抵抗、コイル、コンデンサの組合せを用いてもよ
い。
は、抵抗、コイル、コンデンサの組合せを用いてもよ
い。
なお、本実施例では抵抗R5,R6を用いたがコイル、コ
ンデンサを用いてもよい。
ンデンサを用いてもよい。
次に本実施例の動作について説明すると、高周波発振
回路1aの発振電圧の一方をアンプ14および減衰回路16を
介して差動コイルL1,L2の接続中点に２に印加する。
回路1aの発振電圧の一方をアンプ14および減衰回路16を
介して差動コイルL1,L2の接続中点に２に印加する。
高周波発振回路1aの他方の発振電圧をアンプ15および
減衰回路16を介して抵抗R5,R6に分岐して同期整流回路9
aの接続中点6a,6cに接続し、接続中点6b,6dを介して差
動コイルL1,L2の両端8a,8bに印加する。
減衰回路16を介して抵抗R5,R6に分岐して同期整流回路9
aの接続中点6a,6cに接続し、接続中点6b,6dを介して差
動コイルL1,L2の両端8a,8bに印加する。
そして、アナログスイッチ10,11,12および13のゲート
に高周波発振回路1aの矩形発振電圧を入力させることに
より、アナログスイッチ10,12と11,13は交互に矩形発振
電圧に同期して開閉される。
に高周波発振回路1aの矩形発振電圧を入力させることに
より、アナログスイッチ10,12と11,13は交互に矩形発振
電圧に同期して開閉される。
差動コイルL1,L2に測定対象物４の矢印方向５への変
位に応じて直流電流I1,I2が流れる。
位に応じて直流電流I1,I2が流れる。
このため、出力端子E1、E2には直流電流I1、I2の差に
応じた直流電圧が発生する。
応じた直流電圧が発生する。
また、高周波発信回路1aの出力端子3,7にアンプ14,15
と減衰回路16を接続したので、高周波発信回路1aからの
発振電圧の出力を安定させることができ直流出力電圧を
安定させることができる。
と減衰回路16を接続したので、高周波発信回路1aからの
発振電圧の出力を安定させることができ直流出力電圧を
安定させることができる。
なお、本実施例は差動インピーダンス型センサーであ
るが、差動インダクタンス型センサー、差動静電容量セ
ンサー、差動抵抗型センサー等に適用してもよい。
るが、差動インダクタンス型センサー、差動静電容量セ
ンサー、差動抵抗型センサー等に適用してもよい。
本発明は以上説明したように、順方向抵抗の少ないア
ナログスイッチにより同期整流回路を構成し、高周波発
信回路の周波数に同期させて転流させるようにしたの
で、約10数倍高い直流出力電圧が得られる。
ナログスイッチにより同期整流回路を構成し、高周波発
信回路の周波数に同期させて転流させるようにしたの
で、約10数倍高い直流出力電圧が得られる。
このため、測定対象物の変位あるいは外部磁界の変化
を検知する範囲が拡大される。
を検知する範囲が拡大される。
アナログスイッチの温度特性はダイオードに比較し
て、約100倍安定するから出力電圧は安定し、従来装置
においては通常の測定範囲200μｍに対して一般的な使
用条件では測定限界は0.5μｍ程度であるが、本発明に
よれば2000μｍへ測定範囲を拡大しても同一条件におい
て実測値で0.005μｍの高安定な高感度特性を有する。
て、約100倍安定するから出力電圧は安定し、従来装置
においては通常の測定範囲200μｍに対して一般的な使
用条件では測定限界は0.5μｍ程度であるが、本発明に
よれば2000μｍへ測定範囲を拡大しても同一条件におい
て実測値で0.005μｍの高安定な高感度特性を有する。
第１図は本発明の一実施例の構成図、第２図は従来装置
の構成図である。 1,1a……高周波発振回路 ２……接続中点 ３……出力端子、４……測定対象物 6a,6b,6c,6d……接続中点 ７……出力端子、9,9a……整流回路 10,11,12,13……アナログスイッチ L1,L2……差動コイル
の構成図である。 1,1a……高周波発振回路 ２……接続中点 ３……出力端子、４……測定対象物 6a,6b,6c,6d……接続中点 ７……出力端子、9,9a……整流回路 10,11,12,13……アナログスイッチ L1,L2……差動コイル
Claims (1)
- 【請求項１】高周波発振回路と、直列に一対接続され、
該接続中点に該高周波発振回路の一方の出力端子が接続
され、磁性体の変位あるいは外部磁界の変化を検出する
差動コイルト、４個の整流素子が環状に第１ないし第４
の接続中点において直列接続され、該高周波発振回路の
他方の出力端子が対向する該第１および第３の接続中点
に各々接続され、該一対の差動コイルの両端が対向する
該第２および第４の接続中点に各々接続される整流回路
とから成り、該整流回路の第１および第３の接続中点か
ら該磁性体の変位あるいは外部磁界の変化に対応した直
流電圧が出力される差動型センサーにおいて、 該４個の整流素子はアナログスイッチにより構成され、
一方の対向する２個の該アナログスイッチのゲートには
該高周波発振回路の一方の出力端子が接続され、他方の
対向する２個の該アナログスイッチのゲートには該高周
波発振回路の他方の出力端子が接続され、該高周波発振
回路からの発振電圧は矩形波として出力されるように該
高周波発振回路を構成したことを特徴とする差動型セン
サー。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1123987A JPH0810143B2 (ja) | 1987-01-22 | 1987-01-22 | 差動型センサ− |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1123987A JPH0810143B2 (ja) | 1987-01-22 | 1987-01-22 | 差動型センサ− |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63180816A JPS63180816A (ja) | 1988-07-25 |
| JPH0810143B2 true JPH0810143B2 (ja) | 1996-01-31 |
Family
ID=11772380
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1123987A Expired - Lifetime JPH0810143B2 (ja) | 1987-01-22 | 1987-01-22 | 差動型センサ− |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0810143B2 (ja) |
-
1987
- 1987-01-22 JP JP1123987A patent/JPH0810143B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63180816A (ja) | 1988-07-25 |
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