JPH0261810B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は一般に振幅制限器およびその制限器
を用いた信号処理方式に関し、特にデジタル式位
相比較器の信号入力の処理に用いて有利な新規形
式の振幅制限器並びにこの制限器および比較器を
用いた信号処理方式に関する。

位相固定ループ（以後PLLと呼ぶ）方式では
外部の周期性信号の位相を局部発生された周期性
信号の位相に比較して誤差信号を発生し、これを
用いて局部発生信号の周波数を制御し、その系を
固定状態に保つ。この位相比較器で発生される誤
差信号は比較される両信号間に存在する位相差に
比例すべきであるが、外部信号の呈する振幅変化
に影響されないことが望ましい。デジタル式の位
相比較器は集積回路形式に製作するのに適してい
るから、多くのPLL方式の用途に当てることが
望ましいことが多いが、この形式の位相比較器は
一般にその入力信号の振幅変化に応動する出力を
生じる。このようなデジタル式位相比較器を用い
たPLL方式の振幅感度の問題の通常の解決法は、
外部信号の径路に振幅制限器を設けて位相比較器
に実質的に一定振幅の入力信号を供給することで
ある。

このように通常の振幅制限器をその諸常数が外
部信号の期待振幅に対して適当であるように選ん
で用いると、外部信号の振幅変化に拘らずデジタ
ル比較器の入力信号振幅が実質的に一定になり高
度の保証が得られるが、このようなデジタル比較
器の入力信号振幅の制御が位相比較器による誤差
信号の発生に対する外部信号の振幅変化の悪影響
を必ずしも完全に処理しきれないことが認められ
る。詳言すれば、一方では通常の振幅制限器はあ
る程度の非対称制限を呈することがあり、この非
対称性の結果制限器の出力の衝撃係数がその入力
の振幅変化に応じた変化をし、他方ではデジタル
位相比較器の発生する誤差信号が（例えばRCA
デジタル集積回路応用ノート第ICAN−6101号記
載の排他的オア型デジタル位相比較器の場合のよ
うに）その入力信号の衝撃係数変化に応じた変化
をすることがある。

この発明は、上述のような従来の振幅制限器が
有する問題点を解決することができる信号処理装
置を提供することを目的としたものであつて、そ
の構成は、参考のため後述する図示実施例におけ
る参照符号を付けて示せば、次の通りである。

すなわち、この発明の信号処理装置は、入力端
子（１５Ｉ；１１０のゲート）が交流入力信号
（１１，１０６の出力信号）を受信するように結
合されていて、中間レベルに対して互いに反対側
に位置する第１及び第２の制限レベル間に信号振
幅が制限された出力信号を生成する信号制限器
（１６；１１０，１１４，１１８）を含み、且つ
その信号制限器が上記出力信号の上記信号振幅の
衝撃係数を制御する装置と組合わせて配置されて
いる。そして、上記の衝撃係数を制御する装置
は、キヤパシタンス（１５；１２７）と；このキ
ヤパシタンスに結合され、このキヤパシタンスの
電荷状態を第１の変化方向に且つ時間に関する第
１の変化率で変える第１の電荷変化手段（１７；
１２６）と：上記キヤパシタンスに選択的に結合
され、そのキヤパシタンスの電荷状態を上記第１
の変化方向と逆方向の第２の変化方向に且つ時間
に関する第２の変化率で変える第２の電荷変化手
段（２０；１２３，１２４，１２５）と；上記第
２の電荷変化手段に結合され且つ上記出力信号に
応答して、出力信号振幅が上記第１の制限レベル
の方向に上記中間レベルを越えている間だけ上記
第２の電荷変化手段を上記キヤパシタンスに結合
する手段（１９；１２２）と；上記キヤパシタン
スに結合されていて、上記キヤパシタンスによつ
て蓄積された電荷の変化に応答して変化するバイ
アス電圧を上記入力端子に供給する手段（１３，
１４；１０９，１２８）と；を備え、上記中間レ
ベルの上に各出力信号振幅が在る期間と、上記中
間レベルの上に上記出力信号振幅が在る期間とそ
れに続く出力信号振幅が上記中間レベルの下に在
る期間の和と、の比が所定の衝撃係数から離脱す
るのを上記入力端子に供給される上記バイアス電
圧の変化によつて阻止するように、上記第１及び
第２の変化方向と上記時間に関する第１及び第２
の変化率の相対的な大きさとは定められており、
上記第２の電荷変化手段を上記キヤパシタンスに
結合する上記手段（１９；１２２）は、上記中間
レベルに対応する閾値電圧を有する閾値応答スイ
ツチ（１９；１２２）を備え、その閾値電圧は上
記キヤパシタンスによつて生成された上記バイア
ス電圧の大きさとは無関係となるようにされてい
る。

このように、この発明によれば、制限器の出力
の衝撃係数を反映するバイアス電圧を入力端子に
供給する新規な衝撃係数制御装置を含み、制限器
のバイアスをその出力の衝撃係数の選定された規
準からの不都合な偏移に対抗する向きに調節する
ようになつている。デジタル式位相比較器を用い
たPLL方式において外部信号径路にこのような
振幅制限回路を設けると、振幅並びに衝撃係数が
実質的に一定の入力信号を位相比較器に供給する
ことができるため、確実に位相比較器の誤差電圧
出力が外部信号の振幅変化に実質的に無関係にな
る。またこのような回路によつて出力の衝撃係数
を所要値に維持すると、入力振幅の小さい場合動
作の非対称性によつて出力が一方のクランプレベ
ルに連続して留まることがある誤つた動作モード
に制限器が陥るのを実質的に確実に防止すること
ができる。

この発明の実施例においては充放電電路に関連
する電気容量を介し制限器のバイアス電圧が発生
され、その制限器の出力の衝撃係数を反映する衝
撃係数を持つ切換装置により制御された電路の１
つを交互に断続すると、その電気容量を介する平
均電位はその制限器の出力の衝撃係数の変化に従
つて変化する。この変化の向きはそれによるその
制限器の動作点の変化が衝撃係数の選ばれた規準
からの偏移と反対になるように選ばれる。

この発明の１実施例では、周波数逓倍作用を行
うPLL方式における外部信号の処理に上述の制
限器回路が有利に利用されている。このような
PLL方式では電圧制御発振器（以後VCOと呼ぶ）
の出力を分周器で分周し、その分周器の出力を上
記制限器回路で処理した外部基準信号と位相比較
し、その比較器の誤差信号出力を用いて分周周波
数がその基準信号と同期するようにVCO周波数
を制御する。このようにして制御されたVCOは
周波数逓倍出力を生成する。

このような周波数逓倍器は例えばカラーテレビ
受像機に用いて、色副搬送波周波数（例えば約
3.58MHz）の外部基準発振波からこれより高い適
当周波数（例えば約10.74MHz）の適当なクロツ
ク信号を取出し、米国特許願第930379号明細書記
載の形式のCCD櫛型波器の制御に用いること
もできる。このような場合そのPLL方式の素子
（制限器、VCO、分周器、位相比較器）はCCD櫛
型波器の素子と同一のモノリシツク型集積回路
板上に集積回路として有利に構成することもでき
る。

以下添付図面を参照しつつこの発明をさらに詳
細に説明する。

第１図において電圧増幅器１６は反転および非
反転の入力端子１５Ｉおよび１５Ｎと出力端子２
１とを有する。この増幅器１６は入力インピーダ
ンスが高くてその入力端子に印加される電圧の電
源に実質的に負荷効果を持たず、また出力インピ
ーダンスが低くて負荷２２を出力端子２１と共通
基準電位点（ここでは接地点）との間に挿入した
ときその電圧利得が高いままであることが望まし
い。

増幅器１６の転送特性は、ある振幅閾値以下の
入力信号に対しては高利得を維持するが、この閾
値を超える入力信号に対しては出力が各変動極値
のレベルにクランプされるようになつている。従
つて入力端子に充分な振幅の交流信号が印加され
ると、その出力波形が各クランプレベルに交互に
滞溜して比較的迅速に２状態間を遷移する振幅制
限出力を呈する。これは信号制限器の公知動作に
相当する。

信号源１１は一方の端子を制限器の入力端子１
２とコンデンサ１３とを介して増幅器１６の反転
入力端子１５Ｉに結合し、他方の端子をその非反
転入力端子１５Ｎと共に接地し、その増幅器１６
を上記制限モードで動作させるに足る振幅の交流
信号を供給する。

増幅器１６の反転入力端子はさらに抵抗１４を
介して一方の極板が接地された平均用コンデンサ
１５の他方の極板に接続され、コンデンサ１５の
両端間の平均電位で増幅器１６の動作点またはバ
イアス点を制御し得るようになつている。コンデ
ンサ１５と並列に接続された電流源１７はそのコ
ンデンサ１５に電荷を与えるためのもので、電流
シンク２０によつて形成された放電路が電子スイ
ツチ１９（単極単投スイツチとして記号化されて
いる）によつてそのコンデンサ１５に不連続的に
結合される。

電子スイツチ１９は増幅器１６の出力端子２１
に生ずる振幅制限出力信号によつて制御され、そ
の振幅制限出力信号がその一方の極値に滞溜中は
閉じてコンデンサ１５に電流シンク２０を並列に
接続し、他方の極値に滞溜中は開いてコンデンサ
１５から電流シンク２０を切離すように働らく。
電流シンク２０に必要な電流の大きさは電流源１
７から供給され得る電流の大きさより大きく選ば
れているため、スイツチ１９が開いている間はコ
ンデンサ１５の充電が行われ、閉じている間はそ
の放電が起る。従つて増幅器１６の交流信号出力
によつてコンデンサの非接地端子から電流シンク
２０を介して接地点に放電電流が流れる期間とそ
のコンデンサの充電される期間とが交番すること
になる。この充放電電流の平均値はスイツチ１９
の動作の衝撃係数に依存する。

増幅器１６の出力信号の周波数が一定の場合
は、電荷の平均正味変化が零のときコンデンサ１
５の両極板間に平均電位差平衡状態を生ずるが、
これは電流源１７による電流と電流シンク２０に
より引取られる電流との代数和が零のとき起る。

他の全常数が一定であれば、増幅器１６の出力
信号の衝撃係数に等しいスイツチ１９の動作の衝
撃係数の変化のため、コンデンサ１５の極板間の
平均電位差が異なる平衡点に変る。

バイアス点は一般に所定の周期性交流入力信号
が所定の制限増幅器においてその出力信号の衝撃
係数が１／２または１／２近傍の他の選ばれた値
になるような対称度で制限される場合に見出すこ
とができるが、特異形式の入力信号波に対しては
これと著しく異なる値が得られることもある。

第１図の制限器では増幅器１６の出力信号、従
つてスイツチ１９に所要の衝撃係数が与えられる
ため、コンデンサ１５の非接地極板の電位が増幅
器１６にその所要の衝撃係数の出力信号を生成さ
せるに要するバイアスに等しくなるように電流源
１７と電流シンク２０との大きさを選定すること
ができる。この電流源および電流シンクの極性の
向きおよびその相対大きさは、出力信号の衝撃係
数が所要値からどのように偏移しても増幅器１６
に印加されるバイアスはその偏移を低減する方向
に変化するようになつている。例えば衝撃係数を
50％にするには電流シンク２０の所要電流は電流
源１７から供給される電流の２倍になる。

増幅器１６の制限特性の限定が不精密であるに
も拘らず補正が行われることが判る。その上コン
デンサ１５の値の正確さは重要でなく、充放電電
流について適当な平均化効果が得られることしか
必要ない。

第１図の回路は負帰還を有する調整系を構成す
ることが判る。このような系は基本的に安定であ
るが、周波数による過剰の移相および利得変化に
基く不安定の電位が大部分の帰還制御系における
ように存在する。抵抗１４はコンデンサ１３と共
に増幅器１６に印加されるバイアス電圧を波し
て動作の安定性を確保する助けをする働きをす
る。このため抵抗１４（プラス電源抵抗）とコン
デンサ１３との結合体の時定数は、信号源１１か
ら供給される信号の周期より長くなければならな
い。

第２図はNMOS技法を用いて集積回路に構成
するに適するこの発明の実施例の回路図である。

この製造法によるとゲート・ソース間インピー
ダンスが極て高いＮチヤンネル電界効果トランジ
スタ（以後FETと呼ぶ）を利用することができ、
このようなトランジスタの特性は集積回路内の各
装置間で極めてよく整合することができ、特にこ
のトランジスタの相互コンダクタンスは装置の寸
法形状を適当に定めることにより予測可能の比率
で設計することができる。

第２図において電池１０５として図示した直流
電源から端子１００に正の動作電位が供給され、
接地点として示された端子１０２に負の動作電位
が供給される。

入力端子１０３と接地点との間には交流信号源
１０６が接続され、端子１０４から他端を接地さ
れた負荷１０７に出力信号が印加される。

第１段の増幅トランジスタをトランジスタ１１
０とする３段増幅器によつて所要の利得が与えら
れる。トランジスタ１１０のソース電極は接地さ
れ、ゲート電極はコンデンサ１０９を介して端子
１０３から入力信号を受ける。

装置１１１，１１２，１１３は公知の態様に接
続されて増幅器の出力の制限レベル間の遷移を迅
速にする形式のトランジスタ１１０用負荷回路を
形成している。装置１１２はそのソース電極をト
ランジスタ１１０のドレン電極に、ドレン電極を
電源端子１００に接続されてトランジスタ１１０
の能動負荷として働らく。装置１１１はそのゲー
ト電極をトランジスタ１１２のゲート電極に、ソ
ースおよびドレン電極を共にトランジスタ１１２
のソース電極に接続されて、負荷トランジスタ１
１２のゲート電極とソース電極との間のブートス
トラツプ容量として働らく。装置１１３はそのド
レンおよびゲート電極を共に電源端子１００に、
ソース電極をトランジスタ１１２のゲート電極に
接続されて、負荷トランジスタ１１２のゲート電
極をバイアスするためのダイオード状特性を持つ
非線型抵抗として働らく。

トランジスタ１１０のドレン電極はトランジス
タ１１４のゲート電極に接続され、そのトランジ
スタ１１４はソース電極を接地され、ドレン電極
を装置１１５，１１６，１１７が装置１１１，１
１２，１１３にそれぞれ相当する上述形式の負荷
回路に接続されて、第２段の増幅トランジスタと
して働らく。トランジスタ１１８はゲート電極を
トランジスタ１１４のドレン電極に接続され、ソ
ース電極を接地され、ドレン電極を装置１１９，
１２０，１２１がそれぞれ装置１１１，１１２，
１１３に対応する上述形式の負荷回路に接続され
て、第３段の増幅トランジスタとして働らく。

制限器の出力信号はトランジスタ１１８のドレ
ン電極に生じ、出力端子１０４を介して負荷１０
７に供給される。増幅器の利得が高く応答が速い
ため、この出力信号は正の電源端子の電位に実質
的に等しい第１のレベルと接地電位に実質的に等
しい第２のレベルとの間を迅速に交番遷移する。

出力信号は負荷回路を駆動する外ソース電極が
接地された装置１２２のゲート電極に直接供給さ
れている。この装置１２２は、スイツチとして働
くもので、その導電チヤンネルは制限器の出力に
よつて高導電度状態と高抵抗状態との間を交互に
切換えられ、ソース電極を接地され、ゲートおよ
びドレン電極を共に装置１２２のドレン電極に接
続された装置１２３の導電チヤンネルを介して分
路されている。

装置１２４はそのドレンおよびゲート電極を正
の電源端子１００に、ソース電極を装置１２２，
１２３のドレン電極に接続されてその電流源とし
て働らき、装置１２５はそのソース電極を接地点
に、ゲート電極を装置１２３のゲートおよびドレ
ン電極に接続され、装置１２３と共に公知の電流
ミラー回路を構成している。

装置１２５の電流源はゲートおよびドレン電極
を電源端子１００に、ソース電極を装置１２５の
ドレン電極に接続された装置１２６の導電チヤン
ネルの呈する非線型抵抗によつて与えられる。装
置１２６の導電チヤンネルはゲート電極を電源端
子１００に、ソースおよびドレン電極を共に装置
１２６のソース電極に接続した装置１２７によつ
て形成される容量により分路されている。装置１
２８はソース電極を装置１２７のソースおよびド
レン電極に、ゲート電極を装置１２７のゲート電
極に接続され、その導電チヤンネルは装置１２７
によつて形成される容量の一端子と入力増幅トラ
ンジスタ１１０のゲート電極との間に抵抗路を形
成し、その抵抗は装置１２７により形成された容
量の両端間の電位による波作用に適する所要範
囲内に維持される。

出力信号が接地電位制限レベルに遷移して装置
１２２をその高抵抗状態に持つて来たとき、電流
源１２４から供給される電流は、装置１２３，１
２５により形成される電流ミラーの入力を与え
る。装置１２３，１２４，１２５の寸法形状を装
置１２６のそれに対して適当に選ぶと、この条件
におけるミラー出力装置１２５のドレン電極の電
流需要を電流源１２６から得られる電流より所要
値だけ大きくすることができる。例えば衝撃係数
を50％に保つためには、トランジスタ１２５の電
流需要が電流源１２６から得られる電流の２倍に
なるようにする。不足は容量１２７からの変位電
流により本来供給され、容量１２７の充電を生ず
る。

出力信号が反対極性の正の電源電圧制限レベル
に達すると、装置１２２が強く導通してミラー装
置１２３，１２５のゲート、ソース間バイアスを
実質的に零まで下げ、このため装置１２５のドレ
ン電極に要する電流も実質的に零に降下する。こ
のような信号遷移中に装置１２５が実質的に非導
通のとき、容量１２７は装置１２６の導電チヤン
ネルを介して放電される。

従つて容量１２７の充電期間はその放電期間と
交番することが判る。各充放電電流の平均値は装
置１２２の切換の衝撃係数に依存し、従つて制限
器の出力信号の衝撃係数に依存する。

容量１２７の両端間に発生された制御電圧はさ
らに抵抗１２８およびコンデンサ１０９の作用で
波され、３段増幅器の動作点を調節して所要の
衝撃係数値（すなわち上記の例では50％）を生成
するに適する対称度で制限が得られるようにす
る。

第２図はこの発明の実施例は第１図の実施例に
用いたと同様の動作によつて衝撃係数制御を行う
が、回路構成の細部の若干においてそれと異なる
ことが判る。例えば第２図では周期的充放電を行
う容量１２７が電源の非接地端子１００に接続さ
れているのに対し、第１図の容量１５は接地され
ている。第２図の回路ではこの容量の位置のため
に電流路切換装置１２５が閉路したとき容量１２
７の充電を行い、開路したときその放電を行うの
に対し、第１図の回路では電流路切換装置（電流
シンク２０）が閉路したときコンデンサ１５を放
電し、開路したときその充電を行う。

第１図および第２図の実施例の動作に関する上
記の説明では、各スイツチ１９と１２２の状態
は、各制限増幅器１６（第１図）および１１０，
１１４，１１８（第２図）によつて生成される出
力信号のレベルに関連するものとして説明した。
それらの増幅器は、制限増幅器の特性である、２
つのレベル（たとえば、高と低）を持つた矩形波
を出力する。

両スイツチ１９と１２２は、これら制限増幅器
の出力信号のレベルに応じてその状態を変える。
この目的のために、両スイツチの切換閾値電圧は
上記制限増幅器が生成する２つの出力レベルの中
間レベルをとる。たとえば、第２図の実施例で
は、制限増幅器１１０，１１４，１１８の出力電
圧は、トランジスタ１１８が充分に導通したとき
の０ボルト（接地電位）である最低値とトランジ
スタ１１８が完全に非導通となつたときの電池１
０５の電圧に実質的に等しい最高値との間で変化
する。スイツチ１２２をオンまたはオフさせるた
めの上記２つの値の中間的な電圧はどの様な値で
あつても検出することができるが、この実施例回
路では特別な電圧検出器は必要としない。それ
は、スイツチ（トランジスタ）１２２自身が検出
機能を持つているからで、すなわち、切換が行な
われる閾値電圧はＮチヤンネルトランジスタ１２
２の導通閾値電圧（ゲート・ターン・オン電圧）
に等しい。制限増幅器１１８の出力信号のレベル
がこのトランジスタ１２２の閾値電圧を超える
と、トランジスタは導通（オン）し、そうでない
ときは非導通（オフ）である。この様に、トラン
ジスタ１２２は、電流源１２４の切換と制限増幅
器１１８から供給される振幅制限された出力電圧
の状態（レベルが高か低か）の検出との、２つの
作用を具合よく行なう。なお、トランジスタ１２
２の実際の閾値電圧値はそれほど臨界的なもので
はなく、制限増幅器の２つの出力電圧レベルの中
間の電圧であれば良い。これは、第１図の実施例
においても同じであり、スイツチ１９は端子２１
に生ずる制限増幅器１６の出力信号の２つのレベ
ルに応じて閉路または開路するもので、その間の
切換はこれら両レベルの中間の或るレベルで行な
われる。従つて、制限増幅器の出力信号が呈する
２つのレベルの中間のレベルに等しい閾値電圧を
持つスイツチであれば、任意形式のものを使用す
ることができる。

なお、第２の電荷変化手段である電流シンク２
０またはトランジスタ１２３，１２４，１２５を
キヤパシタンス１５または１２７に結合する手段
は、上記制限増幅器１６または１１０，１１４，
１１８の出力信号の２つのレベルの中間レベルに
相当するある導通閾値電圧を有するスイツチ１９
または１２２を持つており、スイツチ（トランジ
スタ）１２２のソース電極は接地されているから
その導通閾値電圧は上記のキヤパシタンスが生成
する増幅器のバイアス電圧とは無関係の一定値と
なり、出力信号の衝撃係数を正確に制御すること
ができる。

第３図は上述の制限器回路の利点を有し、周波
数逓倍作用を行うPLL方式のブロツク図である。
第３図において、電圧制御発振器（以後VCOと
呼ぶ）２００は発振出力を生成してこれを分周器
２１０に供給する。この分周器の出力は位相比較
器２２０の一方の入力として供給され、その他方
の入力は入力端子１０３に印加される外部基準信
号を処理する例えば第２図の形式の制限器２３０
から供給される。処理された基準信号は制限器出
力端子１０４に現われるが、その入力に印加され
た基準信号の振幅に変動があつても、実質的に一
定の振幅および衝撃係数を示す。位相比較器２２
０の出力は低域波器２４０で波され、VCO
２００の制御端子に印加される制御電圧を生成す
る。

第３図のPLL方式の動作においては、VCO２
００がその出力端子０に位相固定周波数逓倍され
た入力基準信号を生成する。第３図のPLL方式
の使用例では、端子１０３に供給された入力基準
信号がカラーテレビ受像機の基準色発振器から引
出された色副搬送波周波数（例えば3.58MHz）の
基準振動から成り、分周器２１０の分周率が３
で、VCO２００の出力が色副搬送波周波数の３
倍の周波数（例えば10.74MHz）の信号で、輝度
信号とクロミナンス信号との分離を行うCCD櫛
型波器用のクロツク信号として働らく。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の原理によつて構成された信
号制限器回路の部分ブロツク回路図、第２図はＮ
チヤンネルMOS技法による集積回路化に適する
この発明を実施した制限器の回路図、第３図は第
２図の制限器が有利に使用し得るPLL方式のブ
ロツク図である。 １１…信号源、１２…入力端子、１６…差動増
幅器、１７…電流源、１９…制御スイツチ、２０
…電流シンク。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 入力端子が交流入力信号を受信するように結
   合されていて、中間レベルに対して互いに反対側
   に位置する第１及び第２の制限レベル間に信号振
   幅が制限された出力信号を生成する信号制限器を
   含み、且つその信号制限器が上記出力信号の上記
   信号振幅の衝撃係数を制御する装置と組合わせて
   配置されている信号処理装置であつて、 上記衝撃係数を制御する装置は、キヤパシタン
   スと；該キヤパシタンスに結合され、該キヤパシ
   タンスの電荷状態を第１の変化方向に且つ時間に
   関する第１の変化率で変える第１の電荷変化手段
   と：上記キヤパシタンスに選択的に結合され、上
   記キヤパシタンスの電荷状態を上記第１の変化方
   向と逆方向の第２の変化方向に且つ時間に関する
   第２の変化率で変える第２の電荷変化手段と；上
   記第２の電荷変化手段に結合され且つ上記出力信
   号に応答して、出力信号振幅が上記第１の制限レ
   ベルの方向に上記中間レベルを越えている間だけ
   上記第２の電荷変化手段を上記キヤパシタンスに
   結合する手段と；上記キヤパシタンスに結合され
   ていて、上記キヤパシタンスによつて蓄積された
   電荷の変化に応答して変化するバイアス電圧を上
   記入力端子に供給する手段と；を備え、 上記中間レベルの上に各出力信号振幅が在る期
   間と、上記中間レベルの上に上記出力信号振幅が
   在る期間とそれに続く出力信号振幅が上記中間レ
   ベルの下に在る期間の和と、の比が所定の衝撃係
   数から離脱するのを上記入力端子に供給される上
   記バイアス電圧の変化によつて阻止するように、
   上記第１及び第２の変化方向と上記時間に関する
   第１及び第２の変化率の相対的な大きさとは定め
   られており、 上記第２の電荷変化手段を上記キヤパシタンス
   に結合する上記手段は上記中間レベルに対応する
   閾値電圧を有する閾値応答スイツチを備え、その
   閾値電圧は上記キヤパシタンスによつて生成され
   た上記バイアス電圧の大きさとは無関係となるよ
   うにされた、信号処理装置。