JPH08102771A - Ｏｆｄｍ同期復調装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】引込み特性及び引込み後のジッタ特性の劣化を
防止する。 【構成】直交検波回路41の出力はＬＰＦ47，48によって
帯域制限された後、周波数誤差検出回路51に与えられて
周波数誤差が検出される。ＮＣＯ45はこの周波数誤差を
０にするための数値を発生して周波数同期を得る。この
ように、ＦＦＴ回路49の前段においてＡＦＣループを構
成する。また、ＦＦＴ回路49の出力に含まれる残留周波
数誤差及び位相誤差を夫々周波数誤差検出回路56及び位
相誤差検出回路57によって検出する。加算器60は検出し
た周波数誤差及び位相誤差を加算して、ＮＣＯ61からの
数値を制御する。ＦＦＴ回路49の後段に構成したこれら
のＡＦＣループ及びＰＬＬループによって最終的なキャ
リア同期を得る。２つのＡＦＣループ及びＰＬＬループ
内に遅延時間が大きいＦＦＴ回路49が含まれていないの
で、引込み特性及び引込み後のジッタ特性を向上させる
ことができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】［発明の目的］

【産業上の利用分野】本発明は、ＯＦＤＭ同期復調装置
に関し、特に、キャリア同期を情報信号から得るように
したＯＦＤＭ同期復調装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、映像信号又は音声信号の伝送にお
いて、高品質で波数利用効率が高いディジタル変調が開
発されている。特に、移動体通信においては、マルチパ
ス干渉に強い直交周波数分割多重（以下、ＯＦＤＭ［or
thogonal frequency divisionmultiplex ］という）変
調の採用が検討されている。

【０００３】ＯＦＤＭ方式は、既に、欧州のディジタル
音声放送（以下、ＤＡＢという）システムに採用されて
おり、更に、近年、ＯＦＤＭを用いたディジタルテレビ
ジョン（ＴＶ）放送も研究されている。このＯＦＤＭに
ついては、文献「ＯＦＤＭを用いた移動体ディジタル音
声放送」（ＮＨＫ発行、ＶＩＥＷ １９９３年５月）等
に詳述されている。

【０００４】ＯＦＤＭは、伝送ディジタルデータを互い
に直交する多数（約２５６乃至１０２４）の搬送波（以
下、サブキャリアという）に分散し、夫々変調する方式
である。ＯＦＤＭはマルチパス干渉の影響を受けにくい
という特徴の外に、周波数利用効率が高く、また、他に
妨害を与えにくいという利点も有する。

【０００５】ＯＦＤＭの各サブキャリアはＱＰＳＫ又は
多値ＱＡＭ等のシンボルデータによって変調される。こ
の変調は逆高速フーリエ変換（以下、ＩＦＦＴ）回路に
より行われ、各サブキャリアに夫々対するＮ個のシンボ
ルデータをＩＦＦＴ演算することでＯＦＤＭ被変調波の
１シンボル（以下、ＯＦＤＭシンボルともいう）が作成
される。

【０００６】図７はＤＡＢにおいて採用されているＯＦ
ＤＭ復調装置を示すブロック図であり、「Le Floch et
al, "Digital Sound Broadcasting to Mobile Receiver
s",IEEE Transactios on Consumer Electronics, Vol.3
5, No.3, pp.493-530 1989.」に記載されたものであ
る。

【０００７】送信側においては、ＯＦＤＭシンボル（Ｏ
ＦＤＭ被変調波）を直交変調した後に高周波信号（ＲＦ
信号）に変換して伝送している。また、伝送されるＯＦ
ＤＭシンボルには、マルチパスの影響を低減するための
ガード期間が付加されている。なお、ＤＡＢにおいて
は、各サブキャリアはＱＰＳＫ変調されており、受信側
において遅延検波を可能とするために、伝送するＱＰＳ
Ｋシンボルは予め差動符号化されている。

【０００８】図７の入力端子１には、このようなＲＦ信
号が入力される。入力されたＲＦ信号はＢＰＦ２によっ
て帯域外の雑音が除去され、増幅器３によって増幅され
た後乗算器４に供給される。乗算器４によって、ＲＦ信
号は局部発振回路５からの局部発振信号と乗算されて中
間周波数信号（ＩＦ信号）に周波数変換される。乗算器
33の出力はＳＡＷ（表面波）フィルタ６によって帯域制
限され、増幅器７によって所定の振幅に増幅された後乗
算器８，９に供給される。

【０００９】直交検波回路を構成する乗算器８，９に
は、夫々局部発振回路10から位相が０度又は９０度の局
部発振信号が供給される。乗算器８，９は増幅器７から
のＩＦ信号と局部発振信号とを乗算することにより直交
検波を行って、ベースバンドのＯＦＤＭシンボルに変換
する。乗算器８，９の出力は、Ａ／Ｄ変換器11、12によ
ってディジタル信号に変換された後ＦＦＴ回路13に入力
される。

【００１０】ＦＦＴ回路13は、入力されたＯＦＤＭシン
ボルのうちガード期間を除く有効シンボル期間の信号の
みをフーリエ変換する。これにより、各サブキャリアの
シンボルデータが復調される。ＦＦＴ回路13の出力は、
差動復調（遅延検波）回路14に入力される。上述したよ
うに、伝送されるＱＰＳＫシンボルは予め差動符号化さ
れており、差動復調回路14は、各キャリア毎に、１タイ
ムスロット前のシンボルとの位相差を求めて復調を行
う。差動復調回路14の出力は、デインターリーブ回路15
でデインターリーブされた後、ビタビ復号器16によって
誤り訂正され、更にデインターリーブ回路17によってデ
インターリーブされた後、ＣＳＲＳ復号器18で音声デー
タに復号される。

【００１１】また、差動復調回路14からの復調シンボル
はキャリア再生回路19にも入力される。キャリア再生回
路19は復調シンボルに基づいて、再生キャリアの周波数
誤差を検出し、ＡＦＣ信号を発生して発振器20に与え
る。発振器20はＡＦＣ信号に基づく周波数の発振出力を
局部発振回路５，10に出力する。こうして、局部発振回
路５，10からの再生キャリアの周波数が制御されて、キ
ャリア同期が達成される。

【００１２】また、Ａ／Ｄ変換器11，12の出力はＡＧＣ
回路21にも与えられる。ＡＧＣ回路21は、乗算器８，９
からのＩ軸データの２乗とＱ軸データの２乗との和に基
づいて入力信号のエンベロープを検出し、エンベロープ
を一定にするためのＡＧＣ信号を生成して増幅器７に供
給する。増幅器７は、ＡＧＣ信号に基づいてＳＡＷフィ
ルタ６の出力を増幅して一定振幅の信号を直交検波回路
に供給する。

【００１３】また、Ａ／Ｄ変換器11、12の出力は、同期
検出回路22にも入力される。同期検出回路22は伝送デー
タのフレーム同期及びシンボル同期等を検出する。同期
検出回路22の出力はタイミング回路23に与えられ、ＯＦ
ＤＭシンボルの有効シンボル期間を示すＦＦＴウィンド
ウ信号を生成してＦＦＴ回路13に供給する。

【００１４】このように、ＤＡＢにおいては、各サブキ
ャリアを差動符号化ＱＰＳＫで変調し、復調器では遅延
検波を行うことによりデータを復調しており、復調に
は、復調シンボルの絶対位相は不要である。また、差動
符号化ＱＰＳＫ変調を採用しているので、再生キャリア
の回転が９０度以内であればデータを復調可能である。
即ち、図７の装置では、キャリア再生を行う場合には周
波数引込みだけを考慮すればよく、キャリア再生回路19
は、再生したデータの位相を４倍して比較することによ
りキャリア同期を得ており、構成が極めて簡単である。
即ち、図７の例に示すように、差動復調回路14の出力を
用いて発振器20の発振周波数を制御するＡＦＣループを
構成することによってキャリア同期が得られている。

【００１５】しかしながら、差動符号化では前シンボル
が復調エラーとなった場合には、以後のシンボルを復調
することができなくなり、誤りが伝播しやすい。このよ
うな誤り率特性は同期検波を採用することによって改善
することができる。また、ディジタルテレビジョン放送
では、伝送レートを高くするために各サブキャリアを多
値ＱＡＭ変調する方法が採用される。この場合には、差
動符号化することなく、絶対的な復調位相を得る同期検
波を採用する必要がある。

【００１６】このように、同期検波においては復調シン
ボルの絶対位相を得る必要があるので、キャリア再生に
おいて周波数制御だけでなく位相制御も必要となる。こ
の場合には、ＦＦＴ回路の出力から再生キャリアの位相
誤差を検出し、発振器20の発振位相を制御するＰＬＬル
ープ構成をすればよい。しかしながら、この構成では、
ＰＬＬループ内にＦＦＴ回路が含まれる。一般的には、
ＦＦＴ回路においては２５６乃至１０２４のＯＦＤＭシ
ンボルを復調する。このため、ＦＦＴ演算には比較的長
時間を要し、例えば、ＰＬＥＳＳＥＹのＦＦＴプロセッ
サ ＰＤＳＰ１６５１０Ａを用いた場合には、１０２４
ポイントの複素変換に３９０７クロックの計算時間が必
要である。このように、ＰＬＬループ内に遅延量が大き
い回路が存在すると、フィードバック制御が不安定とな
り、引込み特性の劣化及び引込み後の周波数ジッタ特性
の劣化等が生じる。

【００１７】

【発明が解決しようとする課題】このように、従来、Ｏ
ＦＤＭシンボルを同期復調するために構成したＰＬＬル
ープでは、引込み特性及びジッタ特性が劣化するという
問題点があった。

【００１８】本発明はかかる問題点に鑑みてなされたも
のであって、引込み特性及びジッタ特性を向上させるこ
とができるＯＦＤＭ同期復調装置を提供することを目的
とする。

【００１９】［発明の構成］

【課題を解決するための手段】本発明の請求項１に係る
ＯＦＤＭ同期復調装置は、有効シンボル期間とこの有効
シンボル期間の一部に一致した波形のガード期間とを有
する直交周波数分割多重変調信号の直交変調波が入力さ
れ、再生キャリアを用いた直交検波によって前記直交変
調波から同相検波軸信号と直交検波軸信号とを得る直交
検波手段と、この直交検波手段の出力から前記再生キャ
リアの周波数誤差を検出し、検出した周波数誤差に基づ
いて前記再生キャリアを制御する第１の周波数制御ルー
プと、前記直交検波手段の出力を直交周波数分割多重復
調して復調シンボルデータを出力する復調手段と、前記
復調シンボルデータから前記再生キャリアの周波数誤差
を検出し、検出した周波数誤差に基づいて前記復調シン
ボルのキャリア誤差を補正する第２の周波数制御ループ
と、前記復調シンボルデータから前記再生キャリアの位
相誤差を検出し、検出した位相誤差に基づいて前記復調
シンボルのキャリア誤差を補正する位相固定ループとを
具備したものであり、本発明の請求項２に係るＯＦＤＭ
同期復調装置は、有効シンボル期間とこの有効シンボル
期間の一部に一致した波形のガード期間とを有する直交
周波数分割多重変調信号の直交変調波が入力され、再生
キャリアを用いた直交検波によって前記直交変調波から
同相検波軸信号と直交検波軸信号とを得る直交検波手段
と、前記直交検波手段の出力から前記再生キャリアの周
波数誤差を検出する第１の周波数誤差検出手段と、この
第１の周波数誤差検出手段が検出した前記周波数誤差に
基づいて前記再生キャリアの周波数を制御する周波数制
御手段と、前記直交検波手段の出力を直交周波数分割多
重復調して復調シンボルデータを出力する復調手段と、
前記復調シンボルデータから前記再生キャリアの周波数
誤差を検出する第２の周波数誤差検出手段と、前記復調
シンボルデータから前記再生キャリアの位相誤差を検出
する位相誤差検出手段と、前記第２の周波数誤差検出手
段の出力及び位相誤差検出手段の出力に基づいて前記復
調シンボルデータのキャリア誤差を補正するキャリア制
御手段とを具備したものである。

【００２０】

【作用】本発明の請求項１において、直交周波数分割多
重変調信号の直交変調波は直交検波手段によって直交検
波されて、同相検波軸信号と直交検波軸信号とが得られ
る。第１の周波数制御ループは、直交検波手段の出力か
ら周波数誤差を検出して、再生キャリアの周波数同期を
得る。直交検波手段の出力は復調手段によって直交周波
数分割多重復調され、復調シンボルデータが得られる。
第２の周波数制御ループは復調手段の出力から周波数誤
差を検出して復調手段の出力のキャリア同期を補正し、
位相固定ループは復調手段の出力から位相誤差を検出し
て復調手段の出力のキャリア同期を補正する。第１及び
第２の周波数制御ループ並びに位相固定ループ内に遅延
時間が大きい復調手段が含まれないので、引込み特性及
びジッタ特性が劣化しない。

【００２１】本発明の請求項２において、直交検波手段
によって直交周波数分割多重変調信号は直交検波され
る。この検波出力は第１の周波数誤差検出手段に与えら
れて、再生キャリアの周波数誤差が検出される。周波数
制御手段は周波数誤差に基づいて再生キャリアの周波数
を制御して周波数同期を得る。これにより、復調手段か
らの復調シンボルデータに含まれる残留周波数誤差は比
較的小さいものとなる。第２の周波数誤差検出手段は、
復調手段の出力から周波数誤差を検出する。キャリア制
御手段は周波数誤差に基づいて復調シンボルデータのキ
ャリア誤差を補正する。更に、位相誤差検出手段によっ
て再生キャリアの位相誤差が検出され、キャリア制御手
段は、位相誤差に基づいて復調シンボルデータのキャリ
ア誤差を補正して最終的にキャリア同期を得る。

【００２２】

【実施例】以下、図面を参照して本発明の実施例につい
て説明する。図１は本発明に係るＯＦＤＭ同期復調装置
の一実施例を示すブロック図である。

【００２３】入力端子31に入力されるＲＦ（高周波）信
号は、ＯＦＤＭ被変調波が直交変調され、ＲＦ帯域に周
波数変換された後伝送されたものである。このＲＦ帯の
ＯＦＤＭ被変調波はＢＰＦ32に供給される。ＢＰＦ32は
帯域外の雑音を除去して増幅器33に出力し、増幅器33は
入力された信号を増幅して乗算器34に出力する。局部発
振器35はＲＦ帯の信号を中間周波数帯の信号に周波数変
換するための局部発振出力を乗算器34に出力する。乗算
器34は増幅器33の出力と局部発振出力との乗算によって
ＯＦＤＭ被変調波を周波数変換してＢＰＦ36に出力す
る。ＢＰＦ36はＯＦＤＭ被変調波を帯域制限して可変利
得増幅器37に出力する。可変利得増幅器37は後述するエ
ンベロープ検出回路40に利得が制御されて、ＢＰＦ36か
らのＯＦＤＭ被変調波を増幅してＡ／Ｄ変換器38に出力
するようになっている。

【００２４】Ａ／Ｄ変換器38は後述するクロック再生回
路39からのサンプリングクロックを用いて可変利得増幅
器37の出力をディジタル信号に変換する。Ａ／Ｄ変換器
38の出力は直交検波回路41に供給される。

【００２５】直交検波回路41は乗算器42，43、ｓｉｎ／
ｃｏｓ変換器44及び数値制御発振器（以下、ＮＣＯとい
う）45によって構成されている。ＮＣＯ45は後述するル
ープフィルタ46の出力に制御されて、所定周波数の再生
キャリアを発生するための数値をｓｉｎ／ｃｏｓ変換器
44に出力するようになっている。ｓｉｎ／ｃｏｓ変換器
44はＮＣＯ45からの数値に基づいて、所定周波数の同相
軸キャリアを再生して乗算器42に与えると共に、所定周
波数の直交軸キャリアを再生して乗算器43に与える。乗
算器42はＡ／Ｄ変換器38の出力に同相軸キャリアを乗算
して同相軸検波出力を得、乗算器43はＡ／Ｄ変換器38の
出力に直交軸キャリアを乗算して直交軸検波出力を得
る。乗算器42，43の出力は夫々ＬＰＦ47，48に与えられ
る。なお本実施例においては、変換精度が高いことか
ら、直交検波回路41をディジタル回路によって構成した
が、アナログ回路で構成してもよい。

【００２６】ＬＰＦ47，48は夫々乗算器42，43からの直
交検波出力であるベースバンドのＯＦＤＭ被変調波の実
部及び虚部の帯域を制限して高調波成分を除去した後Ｆ
ＦＴ回路49に出力する。また、ＬＰＦ47，48の出力はエ
ンベロープ検出回路40にも与えられるようになってい
る。エンベロープ検出回路40はＬＰＦ47，48の出力
（Ｉ，Ｑデータ）の２乗和に基づいて入力信号のエンベ
ロープを検出し、エンベロープを一定にするための制御
信号を生成して可変利得増幅器37に供給する。これによ
り、可変利得増幅器37は、ＢＰＦ36の出力を増幅して一
定振幅の信号を直交検波回路41に供給するようになって
いる。

【００２７】更に、本実施例においては、ＬＰＦ47，48
の出力は周波数誤差検出回路51にも供給されるようにな
っている。周波数誤差検出回路51はＬＰＦ47，48の出力
に基づいて、再生キャリアの周波数誤差を検出してルー
プフィルタ46に出力する。ループフィルタ46は入力され
た信号を平滑してＮＣＯ45に出力する。周波数誤差検出
回路51の出力をループフィルタ46を介してＮＣＯ45に帰
還させる周波数制御ループ（ＡＦＣループ）によって、
再生キャリアの周波数同期がとられて、周波数ずれが比
較的小さい状態での直交検波が可能となる。

【００２８】ＦＦＴ回路49は、入力されたＯＦＤＭ被変
調波をＦＦＴ処理することにより、ＯＦＤＭ復調を行っ
て、シンボルデータのＩ，Ｑデータを得る。なお、ＯＦ
ＤＭ被変調波には、マルチパスの影響を低減するための
ガード期間が付加されており、ＦＦＴ回路49はガード期
間を除く有効シンボル期間の信号のみに対してＦＦＴ処
理を行うようになっている。ＦＦＴ回路49の出力は、同
期検波用の複素乗算器50に入力される。複素乗算器50は
ｓｉｎ／ｃｏｓ変換器55からの再生キャリアとの乗算に
よって、シンボルデータを同期検波して復調シンボルデ
ータを出力するようになっている。

【００２９】ところで、直交検波回路41に構成したＡＦ
Ｃループだけでは完全なキャリア同期は得られない。直
交検波回路41による直交検波時の残留周波数誤差及び位
相誤差は、ＦＦＴ回路49出力のコンステレーションの位
相回転及び位相誤差として現れる。そこで、本実施例に
おいては、ＦＦＴ回路49の後段においてＰＬＬループを
構成して位相同期を達成することによって最終的なキャ
リア同期を得るようになっている。即ち、複素乗算器50
の出力はクロック再生回路39に供給されると共に、周波
数誤差検出回路56及び位相誤差検出回路57にも供給され
るようになっている。周波数誤差検出回路56及び位相誤
差検出回路57は、夫々復調コンステレーションから再生
キャリアの周波数誤差及び位相誤差を検出する。ループ
フィルタ58，59は夫々周波数誤差検出回路56の出力及び
位相誤差検出回路57の出力を平滑して加算器60に出力す
る。加算器60はループフィルタ58，59の出力を加算して
ＮＣＯ61に出力するようになっている。

【００３０】周波数誤差検出回路56の出力をループフィ
ルタ58及び加算器60を介してＮＣＯ61に帰還させること
によりＡＦＣループが構成され、位相誤差検出回路57の
出力をループフィルタ59及び加算器60を介してＮＣＯ61
に帰還させることによりＰＬＬループが構成される。

【００３１】ＮＣＯ61は加算器60の出力に基づいて、周
波数誤差及び位相誤差を０にするための数値をｓｉｎ／
ｃｏｓ変換器55に出力するようになっている。ｓｉｎ／
ｃｏｓ変換器55はＮＣＯ61からの数値に基づいて、所定
周波数の同相軸キャリア及び直交軸キャリアを再生して
複素乗算器50に与えるようになっている。これにより、
直交検波回路41の残留周波数誤差及び位相誤差が補正さ
れてキャリア同期が得られるようになっている。

【００３２】なお、周波数誤差検出回路56によって構成
されるＡＦＣループ及び位相誤差検出回路57によって構
成されるＰＬＬループは、直交検波回路41に設けられた
ＡＦＣループによるＡＦＣ動作が終了した後に動作する
ようになっている。直交検波回路41に設けられたＡＦＣ
ループは所定の周波数で引込み動作を完了してロックす
る。このロック後に、周波数誤差検出回路56によって構
成されるＡＦＣループがＡＦＣ動作を開始するようにな
っている。なお、このＡＦＣループはＰＬＬループの引
込み範囲まで周波数を引込むための補助的な動作をする
ようになっている。周波数誤差検出回路56によって構成
されるＡＦＣループの引込みが終了した後に、ＰＬＬル
ープが動作して位相同期を得るようになっている。

【００３３】クロック再生回路39は複素乗算器50の出力
からクロックを再生して、Ａ／Ｄ変換器38及びタイミン
グ回路62に出力するようになっている。同期再生回路63
はＬＰＦ47，48の出力が与えられて、伝送データのフレ
ーム同期及びシンボル同期等を検出して同期を再生す
る。タイミング回路62は同期再生回路63の出力及びクロ
ック再生回路39の出力に基づいて、各回路のクロック及
びタイミング信号を発生するようになっている。

【００３４】図２は図１中の周波数誤差検出回路51の具
体的な構成を示すブロック図である。また、図３はガー
ド期間が付加されたＯＦＤＭ送信データを示す波形図で
ある。

【００３５】ＯＦＤＭにおいては、伝送データを数百乃
至数千のサブキャリアに分散して変調することから、各
サブキャリアの変調シンボルレートは極めて低くなり、
１シンボルの期間は極めて長くなる。このため、反射波
による遅延時間の影響を受けにくくなる。更に、図３に
示すように、有効シンボル期間の前にガード期間を設定
することにより、マルチパス干渉の影響を効果的に除去
することができる。ガード期間は、図３に示すように、
有効シンボル期間の後半の部分を巡回的に複写したもの
である。従って、ガード期間の信号と有効シンボル期間
の後半の信号とは高い相関を有する。マルチパス干渉の
遅延時間がガード期間以内である場合には、復調時にお
いて有効シンボル期間の信号のみを復調することで、遅
延した隣接シンボルによる符号間干渉を防止することが
できる。

【００３６】直交検波回路41のＡＦＣループはベースバ
ンドのＯＦＤＭ被変調波を用いている。図３に示すよう
に、ＯＦＤＭ被変調波はランダム雑音に近似した波形で
あることから、ＯＦＤＭ被変調波から周波数誤差を直接
検出することは困難である。そこで、本実施例において
は、ＯＦＤＭ変調波に含まれるガード期間と有効シンボ
ル期間との相関を求めて、再生キャリアの周波数誤差を
検出するようになっている。

【００３７】図２において、入力端子71，72には夫々Ｌ
ＰＦ47，48からベースバンドのＯＦＤＭ被変調波のＩデ
ータ及びＱデータが入力される。これらのＩ，Ｑデータ
は夫々シフトレジスタ73，74に供給される。シフトレジ
スタ73，74は夫々Ｉ，Ｑデータを有効シンボル期間ｔs
だけ遅延させて相関演算部75，76に出力する。相関演算
部75，76には入力端子71からのＩデータも入力されてい
る。

【００３８】相関演算部75は乗算器81、シフトレジスタ
82、減算器83、加算器84及びラッチ85によって構成され
ている。たたみ込み演算によって相関を求めると演算量
が大きくなることから、相関演算部75は２入力を乗算し
て移動平均を求めることにより相関を検出するようにな
っている。乗算器81はシフトレジスタ73からのＩデータ
と入力端子71からのＩデータとを乗算してシフトレジス
タ82及び減算器83に与える。シフトレジスタ82は乗算器
81の出力をガード期間長だけ遅延させて減算器83に出力
する。

【００３９】減算器83は乗算器81の出力からシフトレジ
スタ82の出力を減算して加算器84に出力する。加算器84
の出力はラッチ85に与えられ、ラッチ85は加算器84の出
力をラッチして加算器84に出力する。加算器84は減算器
83の出力を累積してラッチ85を介して出力するようにな
っている。相関演算部75の出力は、Ｉデータと遅延した
Ｉデータとの相関を示す相関係数ＳIIとしてアークタン
ジェント演算回路77に与えられる。

【００４０】相関演算部76は相関演算部75と同様の構成
であり、乗算器86、シフトレジスタ87、減算器88、加算
器89及びラッチ9によって構成されている。相関演算部7
6の乗算器86、シフトレジスタ87、減算器88、加算器89
及びラッチ90の構成は夫々乗算器81、シフトレジスタ8
2、減算器83、加算器84及びラッチ85と同様であり、相
関演算部76はＩデータとＱデータの遅延信号との相関を
求めて、相関係数ＳIQとしてアークタンジェント演算回
路77に出力する。

【００４１】アークタンジェント演算回路77は相関係数
ＳII，ＳIQを取込み、ＳIQ／ＳIIのアークタンジェント
を求める。ラッチ78はアークタンジェント演算回路77の
出力をシンボル同期でラッチして周波数誤差信号として
出力端子79から出力するようになっている。

【００４２】次に、このように構成された周波数誤差検
出回路51の動作について図４を参照して説明する。図４
は周波数誤差検出を説明するためのタイミングチャート
である。図４（ａ）は入力端子71に入力されるＩデータ
を示し、図４（ｂ）はシフトレジスタ73の出力を示し、
図４（ｃ）は相関演算部75からの相関係数ＳIIを示して
いる。

【００４３】入力端子71を介して入力されたＩデータは
相関演算部75，76にそのまま与えられると共に、シフト
レジスタ73によって有効シンボル期間だけ遅延されて与
えられる。上述したように、ＯＦＤＭ変調信号は各有効
シンボル期間Ｓ1 ，Ｓ2 ，…の先頭に夫々ガード期間Ｇ
1 ，Ｇ2 ，…が付加されている（図４（ａ）参照）。ガ
ード期間Ｇ1 ，Ｇ2 ，…は有効シンボル期間Ｓ1 ，Ｓ2
，…の終端期間Ｇ1 ′，Ｇ2 ′，…を複写したもので
ある。従って、入力端子71からのＩデータを有効シンボ
ル期間遅延させると、図４（ａ），（ｂ）に示すよう
に、遅延信号のガード期間Ｇ1 ，Ｇ2 ，…のタイミング
と終端期間Ｇ1 ′，Ｇ2 ′，…のタイミングとが一致す
る。ガード期間の信号が終端期間の信号を複写したもの
であるので、この期間においては、Ｉデータとその遅延
信号との相関は高い。また、他の期間においては、Ｉデ
ータが図３に示すようにノイズ性の信号であるので、Ｉ
データとその遅延信号との相関は小さい。

【００４４】この理由から、相関演算部75はＩデータと
その遅延信号との相関を求める。相関演算部75に入力さ
れたＩデータ及びその遅延信号は、乗算器81により乗算
される。乗算器81の出力はシフトレジスタ82に入力され
てガード期間長だけ遅延される。減算器83は、乗算器81
の出力とシフトレジスタ82の出力との差を求める。減算
器83の出力は、加算器84及びラッチ85によって累積され
る。こうして、Ｉデータとその遅延信号との現在の乗算
結果が加算され、ガード期間長だけ以前の乗算結果が減
算されて、ガード期間幅の移動平均が求められる。相関
演算部75はラッチ85の出力をＩデータとその遅延信号と
の相関係数ＳIIとしてアークタンジェント演算回路77に
出力する。一方、相関演算部76には入力端子71からのＩ
データとシフトレジスタ74によって有効シンボル期間だ
け遅延されたＱデータとが入力される。相関演算部76は
ＩデータとＱデータの遅延信号との相関を求めて、相関
係数ＳIQをアークタンジェント演算回路77に出力する。

【００４５】図４（ｃ）に示すように、相関演算部75か
らの相関係数ＳIIは、終端期間Ｇ1，Ｇ2 ，…の開始タ
イミングから漸次高くなり、終端期間の終了タイミング
（ＯＦＤＭシンボル同士の境界）でピークとなる。ま
た、ＩデータとＱデータとは複素平面上で位相が９０度
ずれた信号であって、相互に相関を有していないので、
この場合には、ＩデータとＱデータの遅延信号との間の
相関係数ＳIQは０近傍の値となる。

【００４６】ところで、図４（ｃ）に示す相関係数ＳII
は、キャリア同期がとれている理想的な復調時のもので
ある。これに対し、キャリア同期がとれていない場合に
は、直交検波における検波出力位相は回転し、終端期間
においても相関係数が高くならないことがある。例え
ば、再生キャリアの周波数誤差Δｆがｆs ／４（ｆs は
隣接するサブキャリア間の周波数差）である場合には、
有効シンボル期間ｔs で９０度位相が回転するので、信
号Ｇ′は信号Ｇよりも９０度位相が進んだものになる。
従って、この場合には、相関係数ＳIIは０近傍の値とな
り、相関係数ＳIQは終端期間の終了タイミングで負のピ
ークとなる。

【００４７】即ち、ガードタイミングにおける相関係数
ＳII，ＳIQはキャリア周波数誤差Δｆの関数になってお
り、ＳIQ／ＳIIのアークタンジェントはｆs の整数倍の
位置で０クロスする信号となる。この理由から、アーク
タンジェント演算回路77はＳIQ／ＳIIのアークタンジェ
ントを求める。アークタンジェント演算回路77の出力は
ラッチ78によってシンボル境界タイミングでラッチさ
れ、周波数誤差信号として出力される。周波数誤差信号
を用いることにより、再生キャリア周波数をキャリア周
波数誤差Δｆがｆs の整数倍となるように制御すること
ができる。

【００４８】なお、図２においては、Ｉデータとその遅
延信号との相関及びＩデータとＱデータの遅延信号との
相関を求めたが、Ｑデータとその遅延信号との相関及び
ＱデータとＩデータの遅延信号との相関を求めることに
より、周波数誤差を検出することができることは明らか
である。

【００４９】次に、このように構成された実施例の動作
について説明する。

【００５０】入力端子31を介して入力されたＲＦ帯のＯ
ＦＤＭ被変調波はＢＰＦ32によって帯域制限され、増幅
器33によって増幅された後乗算器34に供給される。局部
発振器35はＲＦ帯の信号を中間周波数帯の信号に周波数
変換するための局部発振出力を乗算器34に出力する。乗
算器34は増幅器33の出力と局部発振出力との乗算によっ
てＯＦＤＭ被変調波を周波数変換して可変利得増幅器37
に出力する。ＯＦＤＭ被変調波は可変利得増幅器37によ
って増幅されて、Ａ／Ｄ変換器38に与えられる。ＯＦＤ
Ｍ被変調波は、Ａ／Ｄ変換器38によってディジタル信号
に変換されて、直交検波回路41の乗算器42，43に供給さ
れる。

【００５１】乗算器42はｓｉｎ／ｃｏｓ変換器44からの
同相軸再生キャリアとの乗算によって同相軸検波出力を
得てＬＰＦ47に出力し、乗算器43は直交軸再生キャリア
との乗算によって直交軸検波出力を得てＬＰＦ48に出力
する。こうして、直交検波回路41によってベースバンド
のＯＦＤＭ被変調波のＩデータ及びＱデータが得られ
る。

【００５２】直交検波回路41からの同相検波軸出力（Ｉ
データ）及び直交検波軸出力（Ｑデータ）は、夫々ＬＰ
Ｆ47，48によって帯域制限された後、ＦＦＴ回路49に供
給される。一方、ＬＰＦ47，48からのＩ，Ｑデータは周
波数誤差検出回路51にも与えられている。周波数誤差検
出回路51は、Ｉデータとその遅延信号との相関及びＩデ
ータとＱデータの遅延信号との相関を求めることによ
り、再生キャリアの周波数誤差を示す周波数誤差信号を
発生して、ループフィルタ46に出力する。周波数誤差信
号はループフィルタ46によって平滑されてＮＣＯ45に供
給される。ＮＣＯ45は周波数誤差信号に基づいて、周波
数誤差を０にするための数値を発生してｓｉｎ／ｃｏｓ
変換器44に出力する。このＡＦＣループによって、ｓｉ
ｎ／ｃｏｓ変換器44からの同相軸キャリア及び直交軸キ
ャリアの周波数が制御されて、周波数同期がとられる。

【００５３】ＦＦＴ回路49は、入力されたＬＰＦ47，48
からのＩ，Ｑデータのうち、有効シンボル期間の信号だ
けをフーリエ変換する。これにより、各サブキャリアの
シンボルデータが復調される。ＦＦＴ回路49からの復調
シンボルは複素乗算器50に与えられて同期検波されて復
調シンボルデータが出力される。

【００５４】この時点では、直交検波回路41に構成され
たＡＦＣループの周波数引込み動作はロックしている
が、完全なキャリア同期は達成されていない。直交検波
回路41の残留周波数誤差及び位相誤差は、ＦＦＴ回路49
出力のコンステレーションの位相回転及び位相誤差とし
て現れ、周波数誤差検出回路56及び位相誤差検出回路57
は夫々複素乗算器50の出力から再生キャリアの周波数誤
差及び位相誤差を検出する。

【００５５】周波数誤差検出回路56からの周波数誤差は
ループフィルタ58によって平滑された後、加算器60を介
してＮＣＯ61に供給される。これにより、ＮＣＯ61は再
生キャリアの周波数誤差を０にするための数値を発生し
てｓｉｎ／ｃｏｓ変換器55に出力する。これにより、複
素乗算器50に供給されるキャリア周波数が制御されて、
位相誤差検出回路57によって構成されるＰＬＬループの
引込み範囲まで周波数が引込まれる。

【００５６】位相誤差検出回路57からの位相誤差信号は
ループフィルタ59によって平滑された後加算器60に与え
られて、ループフィルタ58からの周波数誤差信号に加算
されてＮＣＯ61に供給される。このＰＬＬループによっ
て、ＮＣＯ61は再生キャリアの周波数誤差及び位相誤差
を０にするための数値を発生してｓｉｎ／ｃｏｓ変換器
55に出力する。こうして、最終的にキャリア同期が達成
される。

【００５７】このように、本実施例においては、ガード
期間が有効シンボル期間の終端期間を複写したものであ
ることを利用して、直交検波出力、即ち、ＦＦＴ復調前
のＩデータとその遅延信号との相関及びＩデータとＱデ
ータの遅延信号との相関を求めることによって、再生キ
ャリアの周波数誤差を検出して、再生キャリアの周波数
同期を得ている。直交検波のＡＦＣループ中にＦＦＴ回
路49を含めることなく、ＦＦＴ回路49の前段にＡＦＣル
ープを構成することができ、ループ遅延を最小にして周
波数引込み特性及び引込み後のジッタ特性の劣化を防止
している。また、直交検波回路41における周波数誤差が
大きい場合には、ＦＦＴ回路49出力のコンステレーショ
ンが劣化するが、直交検波回路41に構成されたＡＦＣル
ープの周波数引込み後の残留周波数誤差は僅かであるの
で、ＦＦＴ回路49の出力にはコンステレーションの回転
が生じるのみである。従って、直交検波回路41に構成さ
れたＡＦＣループによって周波数引込みを行った後、Ｆ
ＦＴ回路49出力から残留周波数誤差及び位相誤差を検出
し、これらの誤差信号に基づいて複素乗算器50に与える
キャリアを制御することにより、最終的にキャリア同期
を達成することができる。ＦＦＴ回路49の出力から残留
周波数誤差及び位相誤差を検出してキャリア同期を達成
するＡＦＣループ及びＰＬＬループはＦＦＴ回路49の後
段に設けられており、これらのＡＦＣループ及びＰＬＬ
ループを最小のループ遅延で構成することができるの
で、引込み範囲及び引込み後のジッタ特性の劣化を防止
することができる。

【００５８】図５は本発明の他の実施例を示すブロック
図である。図５において図１と同一の構成要素には同一
符号を付して説明を省略する。

【００５９】本実施例は周波数補正回路53及び加算器52
を付加した点が図１の実施例と異なる。本実施例は、Ｆ
ＦＴ回路49の後段において構成されたＡＦＣループ及び
ＰＬＬループが検出した留周波数誤差及び位相誤差を直
交検波回路41のＡＦＣループに帰還することにより、キ
ャリア同期後に発生した周波数ずれを除去することを可
能にしたものである。

【００６０】即ち、直交検波回路41のＡＦＣループを構
成する周波数誤差検出回路51からの周波数誤差信号は加
算器52を介してループフィルタ46に供給されるようにな
っている。一方、ＦＦＴ回路49の後段においてＡＦＣル
ープ及びＰＬＬループを構成する加算器60の出力はＮＣ
Ｏ61に供給されると共に、周波数補正回路53にも供給さ
れる。周波数補正回路53はＡＦＣループ及びＰＬＬルー
プによって検出したＦＦＴ回路49出力の残留周波数誤差
及び位相誤差に基づく周波数補正信号を作成して、加算
器52に出力するようになっている。加算器52は周波数誤
差検出回路51の出力と周波数補正回路53の出力とを加算
してループフィルタ46に出力する。

【００６１】図６は図５中の周波数補正回路53の具体的
な構成を示すブロック図である。

【００６２】入力端子95には加算器60の出力のうち符号
ビットが入力される。この符号ビットはＲＯＭ97に供給
される。ＲＯＭ97は符号ビットが０である場合には所定
の正の値を出力し、１である場合には所定の負の値を出
力する。ＲＯＭ97の出力は端子98を介して周波数補正信
号として出力される。この周波数補正信号を加算器52及
びループフィルタ46を介してＮＣＯ45に与えることによ
り、直交検波回路41における再生キャリア周波数の同期
をとるようになっている。なお、ＲＯＭ97に格納される
値は、直交検波回路41のキャリア周波数を変化させた場
合に、ＦＦＴ回路49の出力にＰＬＬループが追従するこ
とができるように、十分に小さい値に設定する。

【００６３】このように構成された実施例においては、
周波数誤差検出回路51によって、ＬＰＦ47，48からの
Ｉ，Ｑデータの周波数誤差が検出される。この周波数誤
差は加算器52を介してループフィルタ46に与えられて平
滑された後、ＮＣＯ45に与えられて再生キャリアの周波
数同期がとられる。このＡＦＣループによる周波数制御
のみでは、ＦＦＴ回路49の復調出力には残留周波数誤差
及び位相誤差が含まれる。周波数誤差検出回路56はＦＦ
Ｔ回路49からの復調コンステレーションに基づいて、残
留周波数誤差を検出する。この残留周波数後は、ループ
フィルタ58によって平滑され、加算器60を介してＮＣＯ
61に供給されて、周波数同期がとられる。更に、位相誤
差検出回路57は複素乗算器50の出力から位相誤差を検出
し、ループフィルタ59及び加算器60を介してＮＣＯ61に
与えて位相同期をとる。これにより、キャリア同期が確
立する。

【００６４】ここで、再生キャリアに周波数誤差が発生
するものとする。周波数誤差検出回路56及び位相誤差検
出回路57が検出した残留周波数誤差及び位相誤差は加算
器60によって加算されてＮＣＯ61に供給されると共に、
周波数補正回路53にも供給されている。周波数補正回路
53は、キャリア同期後の周波数ずれに基づく周波数補正
信号を作成する。この周波数補正信号は周波数のずれ方
向に対応した正又は負の小さい値であり、加算器52によ
って周波数誤差信号に加算され、ループフィルタ46を介
してＮＣＯ45に供給される。これにより、ＮＣＯ45から
は周波数誤差を０にするための数値が発生して、再度キ
ャリア同期が確立する。

【００６５】このように、本実施例においては、ＦＦＴ
回路49の後段のＡＦＣループ及びＰＬＬループにおいて
検出した周波数誤差信号を直交検波回路41のＡＦＣルー
プに帰還させることにより、キャリア同期後に周波数ず
れが生じた場合でも、最終的には周波数ずれを確実に除
去することができる。

【００６６】なお、本実施例においては、周波数補正回
路53はＲＯＭによって構成したが、ＦＦＴ回路49の後段
のＡＦＣループ及びＰＬＬループによって検出した周波
数誤差信号を用いて、直交検波回路41の周波数を補正す
るための信号を生成することができるものであれば、図
６の構成に限定されるものではない。

【００６７】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、引
込み特性及びジッタ特性を向上させることができるとい
う効果を有する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係るＯＦＤＭ同期復調装置の一実施例
を示すブロック図。

【図２】図１中の周波数誤差検出回路51の具体的な構成
を示すブロック図。

【図３】ガード期間が付加されたＯＦＤＭ送信データを
示す波形図。

【図４】実施例の動作を説明するためのタイミングチャ
ート。

【図５】本発明の他の実施例を示すブロック図。

【図６】図５中の周波数補正回路53の具体的な構成を示
すブロック図。

【図７】ＯＦＤＭ復調装置を示すブロック図。

【符号の説明】

41…同期検波回路、46，58，59…ループフィルタ、47，
48…ＬＰＦ、49…ＦＦＴ回路、50…複素乗算器、51，56
…周波数誤差検出回路、57…位相誤差検出回路

フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０４Ｌ 27/22 9297−5Ｋ Ｈ０４Ｌ 27/22 Ｃ (72)発明者 杉田 康 神奈川県横浜市磯子区新杉田町８番地 株 式会社東芝マルチメディア技術研究所内 (72)発明者 佐藤 誠 東京都港区新橋３丁目３番９号 東芝エ ー・ブイ・イー株式会社内

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 有効シンボル期間とこの有効シンボル期
   間の一部に一致した波形のガード期間とを有する直交周
   波数分割多重変調信号の直交変調波が入力され、再生キ
   ャリアを用いた直交検波によって前記直交変調波から同
   相検波軸信号と直交検波軸信号とを得る直交検波手段
   と、 この直交検波手段の出力から前記再生キャリアの周波数
   誤差を検出し、検出した周波数誤差に基づいて前記再生
   キャリアを制御する第１の周波数制御ループと、 前記直交検波手段の出力を直交周波数分割多重復調して
   復調シンボルデータを出力する復調手段と、 前記復調シンボルデータから前記再生キャリアの周波数
   誤差を検出し、検出した周波数誤差に基づいて前記復調
   シンボルのキャリア誤差を補正する第２の周波数制御ル
   ープと、 前記復調シンボルデータから前記再生キャリアの位相誤
   差を検出し、検出した位相誤差に基づいて前記復調シン
   ボルのキャリア誤差を補正する位相固定ループとを具備
   したことを特徴とするＯＦＤＭ同期復調装置。
2. 【請求項２】 有効シンボル期間とこの有効シンボル期
   間の一部に一致した波形のガード期間とを有する直交周
   波数分割多重変調信号の直交変調波が入力され、再生キ
   ャリアを用いた直交検波によって前記直交変調波から同
   相検波軸信号と直交検波軸信号とを得る直交検波手段
   と、 前記直交検波手段の出力から前記再生キャリアの周波数
   誤差を検出する第１の周波数誤差検出手段と、 この第１の周波数誤差検出手段が検出した前記周波数誤
   差に基づいて前記再生キャリアの周波数を制御する周波
   数制御手段と、 前記直交検波手段の出力を直交周波数分割多重復調して
   復調シンボルデータを出力する復調手段と、 前記復調シンボルデータから前記再生キャリアの周波数
   誤差を検出する第２の周波数誤差検出手段と、 前記復調シンボルデータから前記再生キャリアの位相誤
   差を検出する位相誤差検出手段と、 前記第２の周波数誤差検出手段の出力及び位相誤差検出
   手段の出力に基づいて前記復調シンボルデータのキャリ
   ア誤差を補正するキャリア制御手段とを具備したことを
   特徴とするＯＦＤＭ同期復調装置。
3. 【請求項３】 前記第１の周波数誤差検出手段は、前記
   同相検波軸信号を前記有効シンボル期間だけ遅延させる
   第１の遅延手段と、 前記直交検波軸信号を前記有効シンボル期間だけ遅延さ
   せる第２の遅延手段と、 前記直交検波手段からの前記同相検波軸信号及び直交検
   波軸信号と前記第１又は第２の遅延手段の出力との相関
   係数を求める相関演算手段と、 前記相関係数に基づいて前記再生キャリアの周波数誤差
   を検出する演算手段とを具備したことを特徴とする請求
   項２に記載のＯＦＤＭ同期復調装置。
4. 【請求項４】 前記相関演算手段は、前記直交検波手段
   からの前記同相検波軸信号及び直交検波軸信号と前記第
   １又は第２の遅延手段の出力とを乗算し、移動平均を求
   めて相関係数を得ることを特徴とする請求項３に記載の
   ＯＦＤＭ同期復調装置。
5. 【請求項５】 前記演算手段は、前記相関演算手段が求
   めた前記相関係数同士の比のアークタンジェントを求め
   ることにより前記再生キャリアの周波数誤差を検出する
   ことを特徴とする請求項３に記載のＯＦＤＭ同期復調装
   置。
6. 【請求項６】 前記キャリア制御手段は、前記第２の周
   波数誤差検出手段の出力及び前記誤差検出手段の出力に
   基づくキャリアを発生するキャリア発生手段と、 このキャリア発生手段からのキャリアと前記復調手段の
   出力との乗算を行う複素乗算手段とを具備したことを特
   徴とする請求項２に記載のＯＦＤＭ同期復調装置。
7. 【請求項７】 前記第２の周波数誤差検出手段の出力及
   び位相誤差検出手段の出力に基づく補正信号を発生する
   補正信号発生手段と、 前記補正信号と前記第１の周波数誤差検出手段の出力と
   を加算して前記周波数制御手段に与えて前記再生キャリ
   アの周波数を制御させる加算手段とを付加したことを特
   徴とする請求項２に記載のＯＦＤＭ同期復調装置。