JPH09219692A - 直交周波数分割多重伝送方式とその変調装置及び復調装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ±ｆｓｃ／２（ｆｓｃは副搬送波周波数間
隔）以上の周波数誤差にも対応し、マルチパス干渉等に
よる影響を軽減する。 【解決手段】 第１の周波数配置回路１１により第１の
デジタルデータ系列Ｓ１１を所定の副搬送波に対応させ
て一般シンボル用のデータＳ１３を生成し、第２の周波
数配置回路１２により第２のデジタルデータ系列Ｓ１２
を前記副搬送波のうち所定間隔で並ぶ一部の副搬送波に
対応させてパイロットシンボル用のデータＳ１４を生成
し、両データＳ１３、Ｓ１４をスイッチ１３を用いて所
定の周期で切り替えて送信データＳ１５を生成し、フー
リエ逆変換回路１４にてフーリエ逆変換して有効シンボ
ル期間信号Ｓ１６を生成し、ガード期間付加回路１５に
より、前記有効シンボル期間信号Ｓ１６の一部をガード
期間信号として前記有効シンボル期間信号に付加し、直
交周波数分割多重信号Ｓ１７として出力する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、直交周波数分割多
重伝送方式とその変調装置及び復調装置に関し、特に復
調側における搬送波周波数の同期化技術に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、移動体向けのデジタル音声放送
や、地上系のデジタルテレビジョン放送において、直交
周波数分割多重（以下、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequen
cy Division Multiplex ））伝送方式が注目されてい
る。

【０００３】このＯＦＤＭ伝送方式は、伝送するデジタ
ルデータで互いに直交する多数の副搬送波（以下、サブ
キャリア）を変調し、それらの変調波を多重して伝送す
る方式である。この方式は、使用するサブキャリアの数
が数百〜数千と多くなると、各々の変調波のシンボル周
期が極めて長くなるため、マルチパス干渉の影響を受け
にくいという特徴を有している。

【０００４】以下、ＯＦＤＭ伝送方式の原理について、
図１８及び図１９を用いて説明する。

【０００５】図１８はＯＦＤＭ伝送方式の原理的な構成
を示すブロック回路図であり、図１９はベースバンドＯ
ＦＤＭ信号の時間軸波形を示す図である。尚、図１８に
おいて、太線の矢印は複素数信号を表わし、細線の矢印
は実数信号を表わしている。また、送信データＳ６１は
複素平面上に配置されたデジタルデータである。

【０００６】まず、送信側のＯＦＤＭ変調装置１６１
は、フーリエ逆変換回路１７１、ガード期間付加回路１
７２、直交変調回路１７３及びアップコンバータ１７４
で構成される。

【０００７】フーリエ逆変換回路１７１は、１シンボル
分の送信データＳ６１を周波数領域の信号とみなし、フ
ーリエ逆変換することにより、有効シンボル期間信号Ｓ
７１を生成する。

【０００８】ガード期間付加回路１７２は、各シンボル
毎に有効シンボル期間信号の後部（図１９における１９
２）をコピーし、ガード期間信号（図１９における１９
３）として有効シンボル期間信号（図１９における１９
１）の前に付加することにより、基底帯域（以下、ベー
スバンド）のＯＦＤＭ信号Ｓ７２を生成する。

【０００９】直交変調回路１７３は、ベースバンドＯＦ
ＤＭ信号Ｓ７２の実部と虚部で、互いに直交する二つの
搬送波（以下、キャリア）を変調した後、加え合わせる
ことにより、中間周波数（以下、ＩＦ（Ｉntermediate
Frequency ））帯域の信号Ｓ７３に周波数変換する。ア
ップコンバータ１７４は、ＩＦ帯域信号Ｓ７３を無線周
波数（以下、ＲＦ（Radio Frequency ））帯域信号Ｓ６
２に周波数変換して出力する。

【００１０】上記ＯＦＤＭ変調装置１６１から出力され
るＲＦ帯域のＯＦＤＭ信号Ｓ６２は、地上波、衛星回
線、ケーブル等による伝送路１６２を通じてＯＦＤＭ受
信装置１６３に送られる。

【００１１】このＯＦＤＭ復調装置１６３は、チューナ
１８１、直交復調回路１８２、ガード期間除去回路１８
３、フーリエ変換回路１８４で構成される。

【００１２】チューナ１８１は、伝送路１６２を経由し
て受信されたＲＦ帯域信号Ｓ６３をＩＦ帯域信号Ｓ８１
に周波数変換する。直交復調回路１８２は、ＩＦ帯域信
号Ｓ８１を互いに直交する二つのキャリアを用いてベー
スバンドＯＦＤＭ信号Ｓ８２に復調する。

【００１３】ガード期間除去回路１８３は、ベースバン
ドＯＦＤＭ信号Ｓ８２から、送信側で付加されたガード
期間を除去し、有効シンボル期間信号Ｓ８３を抽出す
る。フーリエ変換回路１８４は、有効シンボル期間信号
Ｓ８３を時間領域の信号とみなし、フーリエ変換したも
のを受信データＳ６４として出力する。

【００１４】ここで、例えばＯＦＤＭ復調装置１６３中
の直交復調回路１８２で用いるキャリアの周波数と、Ｏ
ＦＤＭ変調装置１６１中の直交変調回路１７３で用いる
キャリアの周波数との間に誤差がある場合、正確にデー
タを復調することができなくなる。

【００１５】そこで、従来から、受信側で正確にキャリ
アの周波数同期をとる手法が種々提案されており、例え
ば特開平７−１４３０９７号公報に開示されている。以
下、従来のＯＦＤＭ復調装置の構成及び動作について図
２０から図２２を用いて説明する。

【００１６】図２０は、従来のＯＦＤＭ復調装置の構成
を示すブロック回路図である。図２０において、太線の
矢印は複素数信号を表わし、細線の矢印は実数信号を表
わしている。

【００１７】図２０において、直交復調回路２１は、周
波数制御回路２５から出力される周波数制御信号Ｓ２７
に基づいて互いに直交する二つのキャリアを生成してお
り、これらのキャリアを用いて、図示されていないチュ
ーナによって周波数変換されたＩＦ帯域信号Ｓ２１をベ
ースバンドＯＦＤＭ信号Ｓ２２に復調する。

【００１８】ガード期間除去回路２２は、同期再生回路
１４１から出力されるタイミング信号Ｓ５１に基づい
て、ベースバンドＯＦＤＭ信号Ｓ２２から送信側で付加
されたガード期間を除去し、有効シンボル期間信号Ｓ２
３を抽出する。フーリエ変換回路２３は、有効シンボル
期間信号Ｓ２３を時間領域の信号とみなし、フーリエ変
換したものを受信データＳ２４として出力する。

【００１９】一方、同期再生回路１４１は、ベースバン
ドＯＦＤＭ信号Ｓ２２のガード期間信号が有効シンボル
期間信号の後部の信号をコピーしたものであることを利
用して、タイミング信号Ｓ５１及び周波数誤差信号Ｓ５
２を生成する。周波数制御回路２５は、周波数誤差信号
Ｓ５２から周波数制御信号Ｓ２７を生成する。

【００２０】以下、図２０における同期再生回路１４１
の構成及び動作について説明する。ここでは、サブキャ
リア周波数間隔をｆｓｃ、有効シンボル期間をＴｓ、周
波数誤差をΔｆと表わす。このとき、ｆｓｃ＝１／Ｔｓ
の関係がある。

【００２１】同期再生回路１４１において、遅延回路２
０１は、ベースバンドＯＦＤＭ信号Ｓ２２をＴｓだけ遅
延させる。相関回路２０２は、ベースバンドＯＦＤＭ信
号Ｓ２２及び遅延ベースバンドＯＦＤＭ信号Ｓ９１の相
関信号Ｓ９２を算出する。相関信号Ｓ９２の算出方法と
しては、複素共役信号を乗じた後、移動平均をとること
などが考えられる。

【００２２】タイミング検出回路２０３は、相関信号Ｓ
９２の振幅のピークを検出することによりタイミング信
号Ｓ５１及びＳ９３を生成する。周波数誤差検出回路２
０４は、タイミング信号Ｓ９３に基づいて、シンボル境
界における相関信号Ｓ９２の位相角を算出することによ
り、周波数誤差信号Ｓ５２を生成する。

【００２３】図２１（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）は
それぞれ、ベースバンドＯＦＤＭ信号Ｓ２２、遅延ベー
スバンドＯＦＤＭ信号Ｓ９１、Δｆ＝０である場合の相
関信号Ｓ９２、Δｆ＝ｆｓｃ／４である場合の相関信号
Ｓ９２を示す。

【００２４】Δｆ＝０である場合、有効シンボル期間信
号の後部の信号（例えば、図２１（ａ）のＧ１’）と、
ガード期間信号（例えば、図２１（ａ）のＧ１）とは全
く同じ信号であるので、相関信号Ｓ９２の実部はシンボ
ルの境界で正のピーク値をとり、虚部はほぼ０となる。

【００２５】Δｆ≠０である場合、有効シンボル期間信
号の後部の信号（例えば、図２１（ａ）のＧ１’）と、
ガード期間信号（例えば、図２１（ａ）のＧ１）との間
には、−２πΔｆ×Ｔｓの位相差が生じる。したがっ
て、Δｆ＝ｆｓｃ／４である場合の位相差は−π／２と
なり、相関信号Ｓ９２の実部はほぼ０となり、虚部はシ
ンボルの境界で負のピーク値をとる。

【００２６】以上の説明から明らかなように、相関信号
Ｓ９２の振幅のピークを検出することにより、シンボル
の境界を検出することができ、シンボルの境界における
相関信号Ｓ９２の位相角を算出することにより、周波数
誤差Δｆを求めることができる。

【００２７】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上述の特開
平７−１４３０９７号公報に開示されている従来のＯＦ
ＤＭ復調装置では、周波数誤差Δｆと周波数誤差信号Ｓ
５２との関係が図２２に示すようになっている。この図
から明らかなように、周波数誤差信号Ｓ５２は周波数誤
差Δｆに対してサブキャリア周波数間隔ｆｓｃの周期性
をもつ。したがって、前述の手法では±ｆｓｃ／２以下
の周波数誤差までしか対応できない。

【００２８】また、上記公報に開示されている従来のＯ
ＦＤＭ復調装置では、フーリエ変換回路２３の出力から
各サブキャリア信号のパワーを分析することにより、±
ｆｓｃ／２以上の周波数誤差を算出している。しかし、
このような手法では、マルチパス干渉等の影響により受
信周波数特性に歪が生じている場合には、正確に周波数
誤差を算出することは不可能である。

【００２９】そこで本発明は、上記の問題を解決し、±
ｆｓｃ／２以上の周波数誤差にも対応し、なおかつ、マ
ルチパス干渉等の影響により受信周波数特性に歪が生じ
ている場合にも安定して動作するＯＦＤＭ伝送方式とそ
の変調装置及び復調装置を提供することを目的とする。

【００３０】

【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
めに、本発明におけるＯＦＤＭ伝送方式は、第１のデジ
タルデータ系列で、互いに直交する複数の副搬送波を変
調し多重することで一般シンボルを生成し、第２のデジ
タルデータ系列で、前記一般シンボルを構成する前記副
搬送波のうち所定の間隔で並ぶ一部の副搬送波を組にし
て変調し多重することでパイロットシンボルを生成し、
前記一般シンボルと前記パイロットシンボルとを所定の
周期で切り替えて伝送する。

【００３１】上記ＯＦＤＭ伝送方式によれば、送信側で
一般シンボルを構成する副搬送波のうち所定の間隔で並
ぶ一部の副搬送波を組にして変調し多重したパイロット
シンボルを周期的に挿入しているので、受信側でパイロ
ットシンボルの周期性を利用することにより、±ｆｓｃ
／２（ｆｓｃはサブキャリア周波数間隔）以上の周波数
誤差に対応するキャリア周波数同期が得られるようにな
る。

【００３２】ここで、上記ＯＦＤＭ伝送方式において、
前記パイロットシンボルを構成する副搬送波の組を時間
に伴って変化させることを特徴とする。具体的には、前
記副搬送波の組を周波数順にあるいは特定のパターン順
にシフトする。これにより、パイロットシンボルについ
てマルチパス干渉等の影響を受けにくくすることができ
るようになる。

【００３３】また、本発明におけるＯＦＤＭ変調装置
は、第１のデジタルデータ系列を所定の副搬送波に対応
させて、一般シンボル用のデータとして出力する第１の
周波数配置回路と、第２のデジタルデータ系列を前記副
搬送波のうち所定の間隔で並ぶ一部の副搬送波に対応さ
せて、パイロットシンボル用のデータとして出力する第
２の周波数配置回路と、前記第１及び第２の周波数配置
回路から出力される一般シンボル用のデータ及び前記パ
イロットシンボル用のデータを所定の周期で切り替え
て、送信データとして出力するスイッチ回路と、このス
イッチ回路から出力される送信データを周波数領域の信
号とみなしてフーリエ逆変換を施すフーリエ逆変換回路
と、このフーリエ逆変換回路の出力をベースバンドの直
交周波数分割多重信号として入力し、互いに直交する二
つの搬送波を用いて直交変調する直交変調回路とを具備
する。

【００３４】上記構成によるＯＦＤＭ変調装置によれ
ば、スイッチの切替制御を行うことで、一般シンボルの
伝送に伴って任意の周期でパイロットシンボルを挿入
し、直交周波数分割多重信号に変換して送信することが
できるようになる。

【００３５】ここで、上記ＯＦＤＭ変調装置において、
前記第２の周波数配置回路に対して、第２のデジタルデ
ータを対応させる副搬送波の組を時間に伴って変化させ
る配置制御回路を備えることを特徴とする。これによ
り、パイロットシンボルを構成する副搬送波の組を時間
に伴って変化させることができる。具体的には、前記副
搬送波の組を周波数順にあるいは特定のパターン順にシ
フトすることができる。上記ＯＦＤＭ変調装置において
は、フーリエ逆変換回路の出力を有効シンボル期間信号
として入力し、その一部をコピーしガード期間信号とし
て前記有効シンボル期間信号に付加するようにしてもい
っこうに差し支えない。

【００３６】さらに、本発明におけるＯＦＤＭ復調装置
は、第１のデジタルデータ系列で互いに直交する複数の
副搬送波を変調し多重したものを一般シンボルとし、第
２のデジタルデータ系列で前記一般シンボルを構成する
前記副搬送波のうち所定の間隔で並ぶ一部の副搬送波を
組にして変調し多重したものをパイロットシンボルと
し、前記一般シンボルと前記パイロットシンボルとを所
定の周期で切り替えて送信データを生成し、この送信デ
ータを互いに直交する二つの搬送波を用いて直交変調し
て伝送する直交周波数分割多重伝送方式に則した直交周
波数分割多重信号を復調する復調装置であって、前記直
交周波数分割多重信号を互いに直交する二つの搬送波を
用いてベースバンドの信号に復調する直交復調回路と、
この直交復調回路の復調信号をフーリエ変換して周波数
領域のデータを復調するフーリエ変換回路と、前記直交
復調回路の復調信号を、有効シンボル期間及び前記パイ
ロットシンボルを構成する副搬送波の間隔によって決ま
る時間だけ遅延させる遅延回路と、前記直交復調回路の
復調信号と前記遅延回路で遅延される復調信号との相関
信号を算出する相関回路と、この相関回路の出力信号の
位相角を求めて前記直交復調回路における搬送波の周波
数誤差を検出する周波数誤差検出回路と、前記周波数誤
差検出回路の出力信号から前記パイロットシンボルを構
成する副搬送波の組の周波数に依存する位相角成分を除
去し、送信側と受信側との搬送波周波数のずれに依存す
る位相角成分のみを抽出する補正回路とを具備する。

【００３７】上記構成によるＯＦＤＭ復調装置によれ
ば、送信側で生成したパイロットシンボルの周期性を利
用し、パイロットシンボルを構成する副搬送波の組の周
波数に依存する位相角成分を考慮して、周波数誤差を検
出し、搬送波周波数を制御するようにしている。

【００３８】特に、前記遅延回路は、入力信号の有効シ
ンボル期間をＴｓ、パイロットシンボルを構成する副搬
送波の間隔をＮｐとするとき、Ｔｓ／Ｎｐで表わされる
遅延時間を有することを特徴とする。これにより、±ｆ
ｓｃ／２以上の周波数誤差に対応するキャリア周波数同
期が得られるようになる。

【００３９】また、前記相関回路は、前記遅延回路から
出力される複素数信号の複素共役信号を出力する複素共
役回路と、前記直交復調回路から出力される複素数信号
と前記複素共役信号を乗じる複素乗算器と、この複素乗
算器の乗算結果の移動平均を求めて相関信号として出力
する移動平均回路とを備えることを特徴とする。

【００４０】さらに、前記直交周波数分割多重信号にお
けるパイロットシンボルの副搬送波の組が時間に伴って
周波数順に変化するとき、前記補正回路は、前記パイロ
ットシンボルを構成する副搬送波の組の変化回数を検出
し、この検出結果に基づいて前記位相角成分の除去を行
うことを特徴とする。

【００４１】あるいは、前記直交周波数分割多重信号に
おけるパイロットシンボルの副搬送波の組が時間に伴っ
て特定のパターン順に変化するとき、前記補正回路は、
前記パイロットシンボルを構成する副搬送波の組のパタ
ーン変化を検出し、この検出結果に基づいて前記位相角
成分の除去を行うことを特徴とする。

【００４２】さらに、前記補正回路の補正出力に基づい
て前記直交復調回路の搬送波周波数を制御する周波数制
御回路を備えることを特徴とする。

【００４３】その他、前記補正回路の補正出力を丸める
丸め回路を備え、前記フーリエ変換回路は、前記丸め回
路の補正出力に基づいて変換すべき副搬送波を選択制御
することを特徴とする。

【００４４】また、直交周波数分割多重信号にガード期
間信号が付加されているとき、前記相関回路の出力信号
から前記復調信号のシンボルタイミングを検出するタイ
ミング検出回路と、この回路で検出されたシンボルタイ
ミングに基づいて前記復調信号からガード期間信号を除
去し、有効シンボル期間信号を抽出して前記フーリエ変
換回路に出力するガード期間除去回路とを備えることを
特徴とする。

【００４５】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て、図１から図１７を用いて説明する。ここでは、サブ
キャリア周波数間隔をｆｓｃ、有効シンボル期間をＴ
ｓ、周波数誤差をΔｆと表わす。また以下では、各構成
要素の動作に必要なクロック等の一般的な制御信号は、
説明が繁雑にならないように省略している。

【００４６】（第１の実施の形態）図１は本発明の第１
の実施の形態におけるＯＦＤＭ変調装置の構成を示すブ
ロック回路図である。尚、図１において、太線の矢印は
複素数信号を表わし、細線の矢印は実数信号を表わす。

【００４７】図１において、第１のデジタルデータ系列
Ｓ１１は第１の周波数配置回路１１に入力され、第２の
デジタルデータ系列Ｓ１２は第２の周波数配置回路１２
に入力される。各周波数配置回路１１、１２の出力は、
それぞれ一般シンボル用の送信データ、パイロットシン
ボル用の送信データとしてスイッチ１３の第１、第２の
入力端に供給され、所定の周期で選択的に切替出力され
る。

【００４８】このスイッチ１３の出力はフーリエ逆変換
回路１４に入力され、このフーリエ逆変換回路１４の出
力はガード期間付加回路１５に入力され、このガード期
間付加回路１５の出力はヌルシンボル挿入回路１６に入
力され、このヌルシンボル挿入回路１６の出力は直交変
調回路１７に入力され、この直交変調回路１７の出力は
ＩＦ帯域信号Ｓ１９として出力される。

【００４９】ここで、上記第２の周波数配置回路１２に
は、第２のデジタルデータを対応させる副搬送波の組を
時間に伴って変化させる配置制御回路１８が接続され
る。

【００５０】以上のように構成されたＯＦＤＭ変調装置
について、以下にその動作を説明する。

【００５１】第１の周波数配置回路１１は、第１のデジ
タルデータ系列Ｓ１１を特定のサブキャリアのみに対応
させ、周波数領域において各データを配置することで一
般シンボル用の送信データＳ１３を生成する。また、第
２の周波数配置回路１２は、第２のデジタルデータ系列
Ｓ１２を特定のサブキャリアのうち所定の間隔で並ぶ一
部のサブキャリアに対応させ、周波数領域において各デ
ータを配置することで、パイロットシンボル用の送信デ
ータＳ１４を生成する。

【００５２】スイッチ１３は、一般シンボル用の送信デ
ータＳ１３とパイロットシンボル用の送信データＳ１４
とを所定の周期で切り替え、送信データＳ１５として出
力する。フーリエ逆変換回路１４は、１シンボル分の送
信データＳ１５を周波数領域の信号とみなし、フーリエ
逆変換することにより、有効シンボル期間信号Ｓ１６を
生成する。

【００５３】ガード期間付加回路１５は、各シンボル毎
に有効シンボル期間信号の後部をコピーし、ガード期間
信号として有効シンボル期間信号の前に付加することに
より、ベースバンドＯＦＤＭ信号Ｓ１７を生成する。ヌ
ルシンボル挿入回路１６は、ベースバンドＯＦＤＭ信号
Ｓ１７に、所定の周期で０信号からなるヌルシンボルを
挿入する。

【００５４】直交変調回路１７は、ヌルシンボルが挿入
されたベースバンドＯＦＤＭ信号Ｓ１８を実部と虚部に
分離し、互いに直交する二つのキャリアを変調した後、
加え合わせることにより、ＩＦ帯域信号Ｓ１９に周波数
変換する。このようにして生成されたＩＦ帯域信号Ｓ１
９は、図示されていないアップコンバータによってＲＦ
帯域信号に周波数変換されて送信出力される。

【００５５】ここで、上記第１及び第２の周波数配置回
路１１及び１２の動作について図２を用いて説明する。
以下では、例として、フーリエ逆変換のポイント数をＮ
ｆｆｔ＝１０２４とし、そのうちのＮｓｃ＝７６８ポイ
ントをサブキャリアとして使用し、ガード期間のサンプ
ル数をＮｇ＝１２８（つまり、１シンボルのサンプル数
は、Ｎｓｙｍ＝Ｎｆｆｔ＋Ｎｇ＝１０２４＋１２８＝１
１５２）とする場合を想定する。

【００５６】図２（ａ）は、一般シンボル用の送信デー
タＳ１１の周波数配置及びそれに対応する有効シンボル
期間信号の時間軸波形を示す。また、図２（ｂ）は、パ
イロットシンボル用の送信データＳ１２の周波数配置及
びそれに対応する有効シンボル期間信号の時間軸波形を
示す。

【００５７】図２に示すように、第１の周波数配置回路
１１は、一般シンボル用の送信データＳ１１を、フーリ
エ逆変換に使用するＮｆｆｔ＝１０２４ポイント（−５
１２〜５１１）のうち、中央のＮｓｃ＝７６８ポイント
（−３８４〜３８３）に対応するように配置する。この
とき有効シンボル期間信号Ｓ１６は、Ｎｆｆｔ＝１０２
４ポイントからなるランダムな波形となる。

【００５８】一方、第２の周波数配置回路１２は、パイ
ロットシンボル用の送信データＳ１２を、一般シンボル
用の送信データの配置に用いたＮｓｃ＝７６８ポイント
のうち、特定の間隔毎（ここでは例として、間隔をＮｐ
＝８ポイントとし、−３８４，−３７６，…，−８，
０，８，…，３７６）に配置する。このとき有効シンボ
ル期間信号Ｓ１６は、Ｎｆｆｔ／Ｎｐ＝１０２４／８＝
１２８ポイント毎（時間Ｔｓ／Ｎｐ毎）に同じランダム
な波形をＮｐ＝８回繰り返す。

【００５９】但し、パイロットシンボルを前述のように
特定のサブキャリアのみを用いて構成すると、最悪の場
合、マルチパス干渉の影響によりパイロットシンボルが
欠落してしまうことがある。

【００６０】そこで、本発明の第１の実施の形態におけ
るＯＦＤＭ変調装置では、配置制御回路１８を設けて第
２の周波数配置回路１２の配置を順にずらし、前述のパ
イロットシンボルを＃０とし、それに対してシンボルを
構成するサブキャリアを１つずらしたものを＃１、２つ
ずらしたものを＃２、…、Ｎｐ−１ずらしたものを＃
（Ｎｐ−１）とし、それらを順に使用する。本発明の第
１の実施の形態におけるパイロットシンボルの周波数配
置の一例を図３に示す。

【００６１】このとき、フーリエ変換の性質により、＃
ｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎｐ−１）のパイロットシンボル
の時間軸波形は、図２（ｂ）に示したようなＮｆｆｔ／
Ｎｐ＝１２８ポイント毎（時間Ｔｓ／Ｎｐ毎）に同じラ
ンダムな波形をＮｐ＝８回繰り返すものに、複素正弦波
ｅｘｐ（ｊ×ｎ×２πｆｓｃ×ｔ）が乗じられたものと
なる。但し、ｊは虚数単位、ｔは時刻を表わす。

【００６２】また、本発明の第１の実施の形態における
ＯＦＤＭ変調装置では、１つのパイロットシンボルと複
数の一般シンボルとによって１つのフレームを構成し、
複数のフレームによって１つのスーパーフレームを構成
する。このとき、スーパーフレームの区切りを示すため
に、図１におけるヌルシンボル挿入回路１６によってヌ
ルシンボルを挿入する。以下では、１フレームを構成す
るシンボル数をＮｆとする。本発明の第１の実施の形態
におけるスーパーフレーム構成の一例を図４に示す。

【００６３】ここで、一般シンボルとパイロットシンボ
ルとの平均電力を等しくしようとすると、パイロットシ
ンボルの方が使用するサブキャリア数が１／Ｎｐと少な
いため、各サブキャリアの振幅をＮｐ^1/2 倍に大きくす
ることができる。

【００６４】したがって、パイロットシンボルにおける
各サブキャリアの変調法と一般シンボルにおける各サブ
キャリアの変調法とを同じくすれば、パイロットシンボ
ルの方が雑音に対して強くなる。あるいは、パイロット
シンボルにおける各サブキャリアの変調法を、一般シン
ボルにおける各サブキャリアの変調法よりも多値のもの
とすることによって、サブキャリア数の減少による伝送
レートの低下を緩和することもできる。

【００６５】尚、パイロットシンボル用の送信データ
は、例えば、一般シンボル用の送信データを分岐した信
号、受信側における等化処理のための基準信号等、その
種類は問わない。

【００６６】図５は、本発明の第１の実施の形態におけ
るＯＦＤＭ復調装置の構成を示すブロック回路図であ
る。尚、図５において、太線の矢印は複素数信号を表わ
し、細線の矢印は実数信号を表わす。また、図２０と同
一符号を付した部分は図２０と同じ構成であることを表
わす。

【００６７】図５において、ＩＦ帯域信号Ｓ２１は直交
復調回路２１の第１の入力端に供給され、この直交復調
回路２１の出力Ｓ２２はガード期間除去回路２２の第１
の入力端及び同期再生回路２４の入力端に供給される。
ガード期間除去回路２２の出力Ｓ２３はフーリエ変換回
路２３の入力端に供給される。フーリエ変換回路２３の
出力は受信データＳ２４として出力される。

【００６８】一方、同期再生回路２４の第１の出力Ｓ２
５はガード期間除去回路２２の第２の入力端に供給さ
れ、第２の出力Ｓ２６は周波数制御回路２５の入力端に
供給される。周波数制御回路２５の出力Ｓ２７は直交復
調回路２１の第２の入力端に供給される。

【００６９】上記同期再生回路２４において、外部から
の入力Ｓ２２は、相関回路３２の第１の入力端、遅延回
路３１の入力端及び補正量制御回路３５の第１の入力端
に供給される。遅延回路３１の出力Ｓ３１は相関回路３
２の第２の入力端に供給される。

【００７０】相関回路３２の出力Ｓ３２は、タイミング
検出回路３３の入力端及び周波数誤差検出回路３４の第
１の入力端に供給される。タイミング検出回路３３の第
１の出力は同期再生回路２４の第１の出力Ｓ２５として
外部に出力され、第２の出力Ｓ３３は周波数誤差検出回
路３４の第２の入力端及び補正量制御回路３５の第２の
入力端に供給される。周波数誤差検出回路３４の出力Ｓ
３４は加算器３６の第１の入力端に供給される。

【００７１】補正量制御回路３５の出力Ｓ３５は加算器
３６の第２の入力端に供給される。加算器３６の出力は
同期再生回路２４の第２の出力Ｓ２６として外部に出力
される。

【００７２】図６は図５における直交復調回路２１の内
部構成を示すブロック図である。図６において、直交復
調回路２１に外部から与えられる第１の入力Ｓ２１はバ
ンドパスフィルタ（以下、ＢＰＦ（Band Pass Filte
r））４１の入力端に供給される。バンドパスフィルタ
４１の出力は、乗算器４２の第１の入力端及び乗算器４
３の第１の入力端に供給される。

【００７３】乗算器４２の出力はローパスフィルタ（以
下、ＬＰＦ（Low Pass Filter ））４４の入力端に供給
され、乗算器４３の出力はＬＰＦ４５の入力端に供給さ
れる。ＬＰＦ４４の出力はアナログ／デジタル（以下、
Ａ／Ｄ（Analog to Digital））変換器４６の入力端に
供給される。ＬＰＦ４５の出力はＡ／Ｄ変換器４７の入
力端に供給される。

【００７４】Ａ／Ｄ変換器４６の出力は直交復調回路２
１の出力の実部として、Ａ／Ｄ変換器４７の出力は直交
復調回路２１の出力の虚部として、複素数形式の信号Ｓ
２２となって外部に出力される。

【００７５】一方、直交復調回路２１に外部から与えら
れる第２の入力Ｓ２７は、電圧制御発振器（以下、ＶＣ
Ｏ（Voltage Controled Oscilator ））４８の入力端に
供給される。ＶＣＯ４８の出力はπ／２移相器４９の入
力端及び乗算器４２の第２の入力端に供給される。π／
２移相器４９の出力は乗算器４３の第２の入力端に供給
される。

【００７６】図７は図５における相関回路３２の内部構
成を示すブロック回路図である。図７において、相関回
路３２に外部から与えられる第１の入力Ｓ２２は複素乗
算器５２の第１の入力端に供給される。また、相関回路
３２に外部から与えられる第２の入力Ｓ３１は複素共役
回路５１の入力端に供給され、この複素共役回路５１の
出力は複素乗算器５２の第２の入力端に供給される。こ
の複素乗算器５２の出力は移動平均回路５３の入力端に
供給され、この移動平均回路５３の出力は相関回路３２
の出力Ｓ３２として外部に出力される。

【００７７】図８は図５におけるタイミング検出回路３
３の内部構成を示すブロック回路図である。図８におい
て、タイミング検出回路３３の外部からの入力Ｓ３２は
実部と虚部に分離され、それぞれ２乗回路６１、６２の
入力端に供給される。各２乗回路６１、６２の出力はそ
れぞれ加算器６３の第１、第２の入力端に供給される。
この加算器６３の出力はピーク検出回路６４の入力端及
び判定回路６５の第２の入力端に供給される。

【００７８】ピーク検出回路６４の出力は判定回路６５
の第１の入力端に供給される。判定回路６５の出力はカ
ウンタ６６、６７の各入力端に供給される。カウンタ６
６の出力はタイミング検出回路３３の第１の出力Ｓ２５
として外部に出力される。カウンタ６７の出力はタイミ
ング検出回路３３の第２の出力Ｓ３３として外部に出力
される。

【００７９】図９は図５における周波数誤差検出回路３
４の内部構成を示すブロック回路図である。図９におい
て、周波数誤差検出回路３４に外部から与えられる第１
の入力Ｓ３２はホールド回路７１の第１の入力端に供給
され、第２の入力はホールド回路７１の第２の入力端に
供給される。ホールド回路７１の出力は位相角検出回路
７２の入力端に供給される。位相角検出回路７２の出力
は周波数誤差検出回路３４の出力Ｓ３２として外部に出
力される。

【００８０】図１０は図５における周波数制御回路２５
の内部構成を示すブロック回路図である。図１０におい
て、周波数制御回路２５に外部から与えられる入力Ｓ２
６は係数器８１の入力端に供給される。係数器８１の出
力はループフィルタ８２の入力端に供給される。ループ
フィルタ８２の出力はデジタル−アナログ（以下、Ｄ／
Ａ（Digital to Analog ））変換器８３の入力端に供給
される。Ｄ／Ａ変換器８３の出力は周波数制御回路２５
の出力Ｓ２７として外部に出力される。

【００８１】図１１は図５における補正量制御回路３５
の内部構成を示すブロック回路図である。図１１におい
て、補正量制御回路３５に外部から与えられる第１の入
力Ｓ２２は実部と虚部に分離され、それぞれ２乗回路９
１、９２の入力端に供給される。各２乗回路９１、９２
の出力はそれぞれ加算器９３の第１、第２の入力端に供
給される。加算器９３の出力はＬＰＦ９４の入力端に供
給される。ＬＰＦ９４の出力は判定回路９５の入力端に
供給される。判定回路９５の出力はカウンタ９６の第１
の入力端に供給される。

【００８２】補正量制御回路３５に外部から与えられる
第２の入力Ｓ３３はカウンタ９６の第２の入力端に供給
される。カウンタ９６の出力は係数器９７の入力端に供
給される。係数器９７の出力は補正量制御回路３５の出
力Ｓ３５として外部に出力される。

【００８３】以上のように構成されたＯＦＤＭ復調装置
について、以下にその動作を説明する。

【００８４】まず、図５において、直交復調回路２１
は、互いに直交する二つのキャリアを用いて、図示され
ていないチューナによって周波数変換されたＩＦ帯域信
号Ｓ２１をベースバンドＯＦＤＭ信号Ｓ２２に復調す
る。上記のキャリアは周波数制御回路２５が出力する周
波数制御信号Ｓ２７に基づいて生成される。

【００８５】ガード期間除去回路２２は、同期再生回路
２４が出力するタイミング信号Ｓ２５に基づいて、ベー
スバンドＯＦＤＭ信号Ｓ２２から送信側で付加されたガ
ード期間を除去し、有効シンボル期間信号Ｓ２３を抽出
する。フーリエ変換回路２３は、有効シンボル期間信号
Ｓ２３を時間領域の信号とみなし、フーリエ変換して周
波数領域の信号を求め、受信データＳ２４として出力す
る。

【００８６】同期再生回路２４は、ベースバンドＯＦＤ
Ｍ信号Ｓ２２中に含まれるパイロットシンボルの周期性
を利用して、タイミング信号Ｓ２５及び周波数誤差信号
Ｓ２６を生成する。周波数制御回路２５は周波数誤差信
号Ｓ２６から周波数制御信号Ｓ２７を生成する。

【００８７】上記同期再生回路２４において、内部の遅
延回路３１はベースバンドＯＦＤＭ信号Ｓ２２をＮｆｆ
ｔ／Ｎｐ＝１０２４／８＝１２８サンプル（時間Ｔｓ／
Ｎｐ）だけ遅延させる。相関回路３２はベースバンドＯ
ＦＤＭ信号Ｓ２２及び遅延ベースバンドＯＦＤＭ信号Ｓ
３１の相関信号Ｓ３２を算出する。

【００８８】タイミング検出回路３３は相関信号Ｓ３２
の振幅のピークを検出することによってタイミング信号
Ｓ２５及びＳ３３を生成する。周波数誤差検出回路３４
はタイミング信号Ｓ３３に基づいて位相角信号Ｓ３４を
算出する。補正量制御回路３５はベースバンドＯＦＤＭ
信号Ｓ２２及びタイミング信号Ｓ３３から補正信号Ｓ５
３を算出する。加算器３６は位相角信号Ｓ３４に補正信
号Ｓ５３を加算し、周波数誤差信号Ｓ２６として出力す
る。

【００８９】図６に示す直交復調回路２１において、Ｂ
ＰＦ４１はＩＦ帯域信号Ｓ２１から必要な周波数帯域成
分のみを抽出する。ＶＣＯ４８は周波数制御信号Ｓ２７
に基づいて正弦波を出力する。π／２移相器４９はＶＣ
Ｏ４８が出力する正弦波の位相をπ／２だけずらす。乗
算器４２及び乗算器４３はそれぞれＢＰＦ４１が出力す
る信号にＶＣＯ４８及びπ／２移相器４９が出力する互
いに直交した正弦波を乗じる。

【００９０】ＬＰＦ４４、４５はそれぞれ乗算器４２、
４３が出力する信号から不要な高調波成分を除去する。
Ａ／Ｄ変換器４６、４７はそれぞれＬＰＦ４４、４５が
出力する信号をアナログ形式からデジタル形式に変換
し、ベースバンドＯＦＤＭ信号Ｓ２２として出力する。

【００９１】図７に示す相関回路３２において、複素共
役回路５１は遅延ベースバンドＯＦＤＭ信号Ｓ３１の複
素共役信号を出力する。複素乗算器５２はベースバンド
ＯＦＤＭ信号Ｓ２２と複素共役回路５１の出力との複素
乗算を行う。移動平均回路５３は複素乗算器５２の出力
の移動平均を求め、相関信号Ｓ３２として出力する。こ
こで、移動平均に使用するサンプル数は、Ｎｆｆｔ−Ｎ
ｆｆｔ／Ｎｐ＝１０２４−１０２４／８＝８９６とする
のが望ましい。

【００９２】図８に示すタイミング検出回路３３におい
て、２乗回路６１、６２はそれぞれ相関信号Ｓ３２の実
部及び虚部の２乗を算出する。加算器６３は２乗回路６
１、６２の出力を加算することによって相関信号Ｓ３２
の振幅の２乗を算出する。

【００９３】ピーク検出回路６４は加算器６３の出力が
極大となるタイミングで検出信号を出力する。判定回路
６５は、加算器６３の出力が所定のしきい値より大きい
状態であるとき、ピーク検出回路６４から検出信号が供
給された時点でリセット信号を出力する。

【００９４】カウンタ６６は、シンボル周期、つまりＮ
ｓｙｍ＝Ｎｆｆｔ＋Ｎｇサンプル毎にタイミング信号Ｓ
２５を出力するもので、判定回路６５の出力に基づいて
その内部値を０にリセットする。また、カウンタ６７
は、フレーム周期、つまりＮｓｙｍ×Ｎｆサンプル毎に
タイミング信号Ｓ３３を出力するもので、判定回路６５
の出力に基づいてその内部値を０にリセットする。

【００９５】図９に示す周波数誤差検出回路３４におい
て、ホールド回路７１は、フレームに同期したタイミン
グ信号Ｓ３３に基づいて、相関信号Ｓ３２をフレーム周
期つまりＮｓｙｍ×Ｎｆサンプル毎にホールドする。位
相角検出回路７２はホールド回路７１から出力される複
素信号の位相角を算出し、位相角信号Ｓ３４として出力
する。

【００９６】図１０に示す周波数制御回路２５におい
て、係数器８１は周波数誤差信号Ｓ２６に所定の係数ｋ
を乗じる。ループフィルタ８２は係数器８１の出力を積
分する。Ｄ／Ａ変換器８３はループフィルタ８２の出力
をデジタル形式からアナログ形式に変換し、周波数制御
信号Ｓ２７として出力する。

【００９７】図１１に示す補正量制御回路３５におい
て、２乗回路９１、９２はそれぞれベースバンドＯＦＤ
Ｍ信号Ｓ２２の実部、虚部の２乗を算出する。加算器９
３は、２乗回路９１、９２の出力を加算することによ
り、ベースバンドＯＦＤＭ信号Ｓ２２の振幅の２乗を算
出する。

【００９８】ＬＰＦ９４は、加算器９３の出力から不要
な高調波を取り除くことにより、ベースバンドＯＦＤＭ
信号Ｓ２２の包絡線波形を出力する。判定回路９５は、
ＬＰＦ９５の出力を所定のしきい値と比較することによ
り、送信側でスーパーフレームの先頭に挿入されたヌル
シンボルを検出し、リセット信号を出力する。

【００９９】カウンタ９６は周期Ｎｐ＝８をカウントす
るもので、判定回路９５の出力に基づいてその出力値ｎ
を０にリセットし、フレーム周期のタイミング信号Ｓ３
３によりその出力値ｎをインクリメントする。係数器９
７はカウンタ９６の出力値ｎに２π×ｆｓｃ×Ｔｓ／Ｎ
ｐを乗じ、補正信号Ｓ３５として出力する。

【０１００】図１２（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）は
それぞれ、ベースバンドＯＦＤＭ信号Ｓ２２、遅延ベー
スバンドＯＦＤＭ信号Ｓ３１、周波数誤差Δｆ＝０であ
る場合の相関信号Ｓ３２、Δｆ＝Ｎｐ×ｆｓｃ／４であ
る場合の相関信号Ｓ３２を示す。

【０１０１】前述のように、パイロットシンボル＃０の
有効シンボル期間信号は、Ｎｆｆｔ／Ｎｐ＝１０２４／
８＝１２８ポイント毎に同じランダムな波形をＮｐ＝８
回繰り返す。このため、Δｆ＝０である場合には、図１
２中の期間１０１のベースバンドＯＦＤＭ信号Ｓ２２と
遅延ベースバンドＯＦＤＭ信号Ｓ３１とが全く同じ信号
となるので、相関信号Ｓ３２の実部はパイロットシンボ
ル＃０と一般シンボルの境界でピーク値をとり、虚部は
ほぼ０となる。

【０１０２】これに対し、Δｆ≠０である場合には、図
１２中の期間１０１のベースバンドＯＦＤＭ信号Ｓ２２
と遅延ベースバンドＯＦＤＭ信号Ｓ３１との間に−２π
Δｆ×Ｔｓ／Ｎｐの位相差が生じる。このため、Δｆ＝
Ｎｐ×ｆｓｃ／４である場合の位相差は−π／２となる
ので、相関信号Ｓ３２の実部はほぼ０となり、虚部はパ
イロットシンボル＃０と一般シンボルの境界でピーク値
をとる。

【０１０３】したがって、相関信号Ｓ３２の振幅のピー
クを検出することにより、パイロットシンボル＃０と一
般シンボルの境界を検出することができ、シンボルの境
界における相関信号Ｓ３２の位相角を算出することによ
り、周波数誤差Δｆを求めることができる。

【０１０４】前述のように、パイロットシンボル＃ｎ
（ｎ≠０）の時間軸波形は、＃０のようにＮｆｆｔ／Ｎ
ｐ＝１２８ポイント毎（時間Ｔｓ／Ｎｐ毎）に同じラン
ダムな波形をＮｐ＝８回繰り返すものに、複素正弦波ｅ
ｘｐ（ｊ×ｎ×２πｆｓｃ×ｔ）が乗じられたものとな
っている。

【０１０５】したがって、上記のようにして算出された
位相角は、周波数誤差Δｆによる位相回転−２πΔｆ×
Ｔｓ／Ｎｐにパイロットシンボルによる位相回転−２π
×ｎ×ｆｓｃ×Ｔｓ／Ｎｐが加わったものとなる。

【０１０６】そこで、本発明の第１の実施の形態におけ
るＯＦＤＭ復調装置では、周波数誤差検出回路３４が算
出した位相角Ｓ３４から、パイロットシンボルによる位
相回転を取り除き、周波数誤差Δｆによる位相回転のみ
を取り出すために、加算器３６により補正量制御回路３
５が出力する２π×ｎ×ｆｓｃ×Ｔｓ／Ｎｐを位相角Ｓ
３４に加える。

【０１０７】このとき、周波数誤差信号Ｓ２６は周波数
誤差Δｆに対してＮｐ×ｆｓｃの周期性をもつ。したが
って、本発明の第１の実施の形態におけるＯＦＤＭ復調
装置では、±Ｎｐ×ｆｓｃ／２以下の周波数誤差まで対
応することができる。

【０１０８】尚、以上の説明では、各シンボル毎に有効
シンボル期間信号の後部をコピーし、ガード期間信号と
して有効シンボル期間信号の前に付加することにより、
ベースバンドＯＦＤＭ信号Ｓ１７を生成するようにした
が、上記構成によれば、パイロットシンボルの相関処理
によって搬送波周波数の同期化が可能であるため、ガー
ド期間信号を付加しなくても同期動作には実質上問題は
ない。

【０１０９】（第２の実施の形態）以下、本発明の第２
の実施の形態について説明する。尚、この実施の形態に
おけるＯＦＤＭ変調装置の構成は、図１における配置制
御回路１８において、第２の周波数配置回路１２の配置
を所定のパターンで時間的に変化させる点、ヌルシンボ
ル挿入回路１６が不要な点を除き、第１の実施の形態と
同様であるので、その構成の説明は省略する。

【０１１０】図１３は本発明の第２の実施の形態におけ
るＯＦＤＭ変調装置で生成されるスーパーフレーム構成
の一例を示す。

【０１１１】図１３においては、図４に示した本発明の
第１の実施の形態におけるスーパーフレーム構成と異な
り、スーパーフレームの区切りを示すためのヌルシンボ
ルがない。代わりに、図１３では、スーパーフレームを
構成するフレームに含まれるパイロットシンボルの配列
が、＃４，＃１，＃２，＃７，＃５，＃３，＃０，＃
６，…というように、ある所定のパターンを有してい
る。

【０１１２】図１４は、本発明の第２の実施の形態にお
けるＯＦＤＭ復調装置の構成を示すブロック回路図であ
る。尚、図１４において、太線の矢印は複素数信号を表
わし、細線の矢印は実数信号を表わす。また、図５と同
一符号を付した部分は図５と同じ構成であることを表わ
す。このため、図５と重複する部分についてはその説明
を省略する。

【０１１３】図１４において、補正量制御回路１２１の
第１の入力端には、タイミング検出回路３３の第２の出
力Ｓ３３が供給される。補正量制御回路１２１の第２の
入力端には周波数誤差検出回路３４の出力Ｓ３４が供給
される。補正量制御回路１２１の出力Ｓ４１は加算器３
６の第２の入力端に供給される。

【０１１４】図１５は図１４における補正量制御回路１
２１の内部構成を示すブロック回路図である。パターン
発生回路１３３の出力は照合回路１３４の第１の入力端
に供給される。補正量制御回路１２１に外部から与えら
れる第２の入力Ｓ３４は、遅延回路１３１の入力端及び
減算器１３２の第１の入力端に供給される。遅延回路１
３１の出力は減算器１３２の第２の入力端に供給され
る。

【０１１５】減算器１３２の出力は係数器１３７の入力
端に供給される。係数器１３７の出力は照合回路１３４
の第２の入力端に供給される。照合回路１３４の出力は
カウンタ１３５の第１の入力端に供給される。補正量制
御回路１２１に外部から与えられる第１の入力Ｓ３３は
カウンタ１３５の第２の入力端に供給される。カウンタ
１３５の出力はルックアップテーブル１３６の入力端に
供給される。ルックアップテーブル１３６の出力は補正
量制御回路１２１の出力Ｓ４１として外部に出力され
る。

【０１１６】以上のように構成されたＯＦＤＭ復調装置
について、以下にその動作を説明する。

【０１１７】まず、図１５に示す補正量制御回路１２１
において、パターン発生回路１３３は、前述のパイロッ
トシンボルの配列が有する所定のパターンによって決定
される信号列を発生する。例えば、前述のように、パイ
ロットシンボルの配列が、＃４，＃１，＃２，＃７，＃
５，＃３，＃０，＃６，…である場合、−３，１，５，
−２，−２，−３，６，…というように、現在のフレー
ムのパイロットシンボル番号から一つ前のパイロットシ
ンボル番号を差し引いたものを発生する。

【０１１８】遅延回路１３１は、位相角信号Ｓ３４を１
フレーム期間、つまりＮｓｙｍ×Ｎｆサンプルだけ遅延
させる。減算器１３２は位相角信号Ｓ３４から遅延され
た位相角信号を減じる。係数器１３７は減算器１３２の
出力にＮｐ／（２π×ｆｓｃ×Ｔｓ）を乗じる。

【０１１９】照合回路１３４は、第１の入力端から入力
される所定のパターンの信号列と第２の入力端から入力
される信号列が一致した場合、スーパーフレームの始ま
りを検出したとみなし、リセット信号を出力する。この
とき、一致を確認する信号の数を多くすれば同期の安定
性は向上するが、同期が確立するまでの時間が長くな
る。逆に少なくすれば同期が確立するまでの時間は短く
なるが、同期の安定性が低下する。

【０１２０】カウンタ１３５はスーパーフレームに含ま
れるフレーム数を１周期とするもので、照合回路１３４
の出力に基づいてその出力値ｎを０にリセットし、フレ
ーム周期のタイミング信号Ｓ３３によってその出力値ｎ
をインクリメントする。ルックアップテーブル１３６は
カウンタ１３５の出力ｎに対応する補正信号Ｓ４１を出
力する。このとき、補正信号Ｓ４１は前述のパイロット
シンボルの配列が有する所定のパターンによって決定さ
れる。

【０１２１】上記のようにして生成された補正信号Ｓ４
１を加算器３６で周波数誤差検出回路３４の出力Ｓ３４
と加算することで、周波数誤差信号Ｓ２６が得られる。
このとき、周波数誤差信号Ｓ２６は、本発明の第１の実
施の形態におけるＯＦＤＭ変調装置と同様に、周波数誤
差Δｆに対してＮｐ×ｆｓｃの周期性をもつ。したがっ
て、本発明の第２の実施の形態におけるＯＦＤＭ変調装
置でも、±Ｎｐ×ｆｓｃ／２以下の周波数誤差まで対応
することができる。

【０１２２】さらに、本発明の第２の実施の形態におい
ては、ヌルシンボル等の特別なシンボルを用いることな
く、パイロットシンボルに含まれる周波数情報からスー
パーフレームの区切りを検出することができる。これに
より、第１の実施の形態によるＯＦＤＭ伝送方式よりも
伝送レートを上げることができる。

【０１２３】尚、以上の説明においても、各シンボル毎
に有効シンボル期間信号の後部をコピーし、ガード期間
信号として有効シンボル期間信号の前に付加したベース
バンドＯＦＤＭ信号を用いることとしたが、上記構成に
よっても、パイロットシンボルの相関処理によって搬送
波周波数の同期化が可能であるため、ガード期間信号を
付加しなくても同期動作には実質上問題はない。

【０１２４】（他の実施の形態）ところで、以上説明し
た本発明の第１及び第２の実施の形態は、特開平７−１
４３０９７号公報に開示されているような従来のＯＦＤ
Ｍ復調装置と組み合わせて使用することもできる。図１
６及び図１７はそのような構成例を示すブロック回路図
である。尚、図１６及び図１７において、図１４及び図
２０と同一部分には同一符号を付して示し、ここでは重
複する説明を省略する。

【０１２５】図１６においては、本発明の第２の実施の
形態による同期再生回路１１１（第１の実施の形態によ
る同期再生回路２４でもよい）によりｆｓｃ単位の周波
数誤差信号Ｓ２６を検出し、丸め回路１４３により整数
部分のみを抽出する。このようにして得られた周波数誤
差信号Ｓ５３を加算器１４２を介して周波数制御回路２
５に送り、搬送波周波数を制御することで±ｆｓｃ／２
を越える範囲での粗同期を行うことができる。

【０１２６】一方、従来技術による同期再生回路１４１
により±ｆｓｃ／２以下の周波数誤差信号Ｓ５２を検出
し、加算器１４２を介して周波数制御回路２５に送り、
搬送波周波数を制御することで±ｆｓｃ／２以下の範囲
での精同期を確立することができる。

【０１２７】そこで、この実施の形態では、同期再生回
路１４１で得られる周波数誤差信号Ｓ５２と丸め回路１
４３で得られる周波数誤差信号Ｓ５３とを加算器１４２
で加算することにより、完全な周波数誤差信号Ｓ５４を
得る。

【０１２８】したがって、上記の実施の形態による構成
によれば、粗同期と精同期を同時に行うことができるの
で、同期確立に要する期間を短縮することができる。

【０１２９】図１７においては、従来技術による同期再
生回路１４１により±ｆｓｃ／２以下の周波数誤差信号
Ｓ５２を検出し、この信号Ｓ５２によってのみ搬送波周
波数を制御してキャリア同期を確率する。

【０１３０】一方、本発明の第２の実施の形態による同
期再生回路１１１（第１の実施の形態による同期再生回
路２４でもよい）によって得られる周波数誤差信号Ｓ２
６を丸め回路１５２で整数単位に丸めることで、ｆｓｃ
単位の周波数誤差信号Ｓ５３を得てフーリエ変換回路１
５１に送る。このフーリエ変換回路１５１では、ｆｓｃ
単位の周波数誤差信号Ｓ５３に基づいて、Ｎｆｆｔ個の
フーリエ変換結果の中からＮｓｃ個の受信データＳ２４
を取り出す。

【０１３１】すなわち、従来の同期再生回路１４１によ
って得られる周波数誤差信号Ｓ５２を用いてキャリア間
隔のずれを補正しても、サブキャリア単位のずれが残っ
ており、フーリエ変換回路１５１で取り出す受信データ
の範囲が規定位置からずれている。このずれは、前述の
説明から明らかなように、本発明の第２の実施の形態に
よる同期再生回路１１１で得られる周波数誤差信号Ｓ２
６の整数部分に相当する。

【０１３２】そこで、この実施の形態では、丸め回路１
５２で周波数誤差信号Ｓ２６から整数部分を抽出するこ
とで得られるｆｓｃ単位の周波数誤差信号Ｓ５３を用い
て、フーリエ変換回路１５１の受信データ取り出し範囲
を補正する。

【０１３３】したがって、上記の実施の形態による構成
によれば、従来の同期再生では取り除けない周波数誤差
があっても、受信データを正確に取り出すことができ、
実質上、±ｆｓｃ／２以上の周波数誤差に対応するキャ
リア周波数同期を得ることができる。特に、この実施の
形態では、先の実施の形態のように２重にフィードバッ
クするのではなく、一方をフィードフォワードで制御す
るようにしているので、構成及び調整をシンプルにする
ことができる。

【０１３４】尚、以上においては、Ｎｆｆｔ＝１０２
４，Ｎｓｃ＝７６８，Ｎｐ＝８，Ｎｇ＝１２８の場合を
例にとり説明したが、これらの値は他の数値であっても
よいことはいうまでもない。

【０１３５】

【発明の効果】以上のように本発明によれば、送信側で
生成したパイロットシンボルの周期性を利用することに
より、受信側で±ｆｓｃ／２（ｆｓｃはサブキャリア周
波数間隔）以上の周波数誤差に対応するキャリア周波数
同期を得ることができる。このとき、パイロットシンボ
ルにおいてもデータを伝送することができる。

【０１３６】また本発明によれば、パイロットシンボル
を構成するサブキャリアを時間に伴い変化させることに
より、マルチパス干渉の影響を軽減することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態におけるＯＦＤＭ変
調装置の構成を示すブロック回路図。

【図２】（ａ）は本発明における一般シンボルの周波数
配置及び時間軸波形を示す図。（ｂ）は本発明における
パイロットシンボルの周波数配置及び時間軸波形を示す
図。

【図３】本発明の第１の実施の形態におけるパイロット
シンボルの周波数配置を示す図。

【図４】本発明の第１の実施の形態におけるスーパーフ
レームの構成を示す図。

【図５】本発明の第１の実施の形態におけるＯＦＤＭ復
調装置の構成を示すブロック回路図。

【図６】図５における直交復調回路２１の内部構成を示
すブロック回路図。

【図７】図５における相関回路３２の内部構成を示すブ
ロック回路図。

【図８】図５におけるタイミング検出回路３３の内部構
成を示すブロック回路図。

【図９】図５における周波数誤差検出回路３４の内部構
成を示すブロック回路図。

【図１０】図５における周波数制御回路２５の内部構成
を示すブロック回路図。

【図１１】図５における補正量制御回路３５の内部構成
を示すブロック図。

【図１２】（ａ）は図５におけるベースバンドＯＦＤＭ
信号Ｓ２２、（ｂ）は図５における遅延ベースバンドＯ
ＦＤＭ信号Ｓ３１、（ｃ）は図５における相関信号Ｓ３
２（Δｆ＝０の場合）、（ｄ）は図５における相関信号
Ｓ３２（Δｆ＝Ｎｐ×ｆｓｃ／４の場合）を示す図。

【図１３】本発明の第２の実施の形態におけるスーパー
フレームの構成を示す図。

【図１４】本発明の第２の実施の形態におけるＯＦＤＭ
復調装置の構成を示すブロック回路図。

【図１５】図１４における補正量制御回路１２１の内部
構成を示すブロック回路図。

【図１６】本発明の他の実施の形態におけるＯＦＤＭ復
調装置の構成を示すブロック回路図。

【図１７】本発明の他の実施の形態におけるＯＦＤＭ復
調装置の構成を示すブロック回路図。

【図１８】ＯＦＤＭ伝送方式の原理的な構成を示すブロ
ック回路図。

【図１９】ベースバンドＯＦＤＭ信号の時間軸波形を示
す図。

【図２０】従来のＯＦＤＭ復調装置の構成を示すブロッ
ク回路図。

【図２１】（ａ）は図２０におけるベースバンドＯＦＤ
Ｍ信号Ｓ２２、（ｂ）は図２０における遅延ベースバン
ドＯＦＤＭ信号Ｓ９１、（ｃ）は図２０における相関信
号Ｓ９２（Δｆ＝０の場合）、（ｄ）は図２０における
相関信号Ｓ９２（Δｆ＝ｆｓｃ／４の場合）を示す図。

【図２２】従来のＯＦＤＭ復調装置における周波数誤差
Δｆと周波数誤差信号Ｓ５２との関係を示す特性図。

【符号の説明】

１１，１２…周波数配置回路、１３…スイッチ、１４…
フーリエ逆変換回路、１５…ガード期間付加回路、１６
…ヌルシンボル挿入回路、１７…直交変調回路、１８…
配置制御回路、２１…直交復調回路、２２…ガード期間
除去回路、２３…フーリエ変換回路、２４…同期再生回
路、２５…周波数制御回路、３１…遅延回路、３２…相
関回路、３３…タイミング検出回路、３４…周波数誤差
検出回路、３５…補正量制御回路、３６…加算器、４１
…バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、４２，４３…乗算
器、４４，４５…ローパスフィルタ（ＬＰＦ）、４６，
４７…アナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換器、４８…電
圧制御発振器（ＶＣＯ）、４９…π／２移相器、５１…
複素共役回路、５２…複素乗算器、５３…移動平均回
路、６１，６２…２乗回路、６３…加算器、６４…ピー
ク検出回路、６５…判定回路、６６，６７…カウンタ、
７１…ホールド回路、７２…位相角検出回路、８１…係
数器、８２…ループフィルタ、８３…デジタル／アナロ
グ（Ｄ／Ａ）変換器、９１，９２…２乗回路、９３…加
算器、９４…ローパスフィルタ（ＬＰＦ）、９５…判定
回路、９６…カウンタ、９７…係数器、１１１…同期再
生回路、１２１…補正量制御回路、１３１…遅延回路、
１３２…減算器、１３３…パターン発生器、１３４…照
合回路、１３５…カウンタ、１３６…ルックアップテー
ブル、１４１…同期再生回路、１４２…加算器、１４３
…丸め回路、１５１…フーリエ変換回路、１５２…丸め
回路、１６１…ＯＦＤＭ変調装置、１６２…伝送路、１
６３…ＯＦＤＭ復調装置、１７１…フーリエ逆変換回
路、１７２…ガード期間付加回路、１７３…直交変調回
路、１７４…アップコンバータ、１８１…チューナ、１
８２…直交復調回路、１８３…ガード期間除去回路、１
８４…フーリエ変換回路、２０１…遅延回路、２０２…
相関回路、２０３…タイミング検出回路、２０４…周波
数誤差検出回路。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 木曽田 晃 東京都港区赤坂５丁目２番８号 株式会社 次世代デジタルテレビジョン放送システム 研究所内 (72)発明者 原田 泰男 東京都港区赤坂５丁目２番８号 株式会社 次世代デジタルテレビジョン放送システム 研究所内 (72)発明者 木村 知弘 東京都港区赤坂５丁目２番８号 株式会社 次世代デジタルテレビジョン放送システム 研究所内

Claims (18)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】第１のデジタルデータ系列で、互いに直交
   する複数の副搬送波を変調し多重することで一般シンボ
   ルを生成し、 第２のデジタルデータ系列で、前記一般シンボルを構成
   する前記副搬送波のうち所定の間隔で並ぶ一部の副搬送
   波を組にして変調し多重することでパイロットシンボル
   を生成し、 前記一般シンボルと前記パイロットシンボルとを所定の
   周期で切り替えて伝送することを特徴とする直交周波数
   分割多重伝送方式。
2. 【請求項２】前記パイロットシンボルを構成する副搬送
   波の組を時間に伴って変化させることを特徴とする請求
   項１記載の直交周波数分割多重伝送方式。
3. 【請求項３】前記副搬送波の組を周波数順にシフトする
   ことを特徴とする請求項２記載の直交周波数分割多重伝
   送方式。
4. 【請求項４】前記副搬送波の組を特定のパターン順にシ
   フトすることを特徴とする請求項２記載の直交周波数分
   割多重伝送方式。
5. 【請求項５】第１のデジタルデータ系列を所定の副搬送
   波に対応させて、一般シンボル用のデータとして出力す
   る第１の周波数配置回路と、 第２のデジタルデータ系列を前記副搬送波のうち所定の
   間隔で並ぶ一部の副搬送波に対応させて、パイロットシ
   ンボル用のデータとして出力する第２の周波数配置回路
   と、 前記第１及び第２の周波数配置回路から出力される一般
   シンボル用のデータ及び前記パイロットシンボル用のデ
   ータを所定の周期で切り替えて、送信データとして出力
   するスイッチ回路と、 このスイッチ回路から出力される送信データを周波数領
   域の信号とみなしてフーリエ逆変換を施すフーリエ逆変
   換回路と、 このフーリエ逆変換回路の出力をベースバンドの直交周
   波数分割多重信号として入力し、互いに直交する二つの
   搬送波を用いて直交変調する直交変調回路とを具備する
   ことを特徴とする直交周波数分割多重方式の変調装置。
6. 【請求項６】さらに、前記第２の周波数配置回路に対し
   て、第２のデジタルデータを対応させる副搬送波の組を
   時間に伴って変化させる配置制御回路を備えることを特
   徴とする請求項５記載の直交周波数分割多重方式の変調
   装置。
7. 【請求項７】前記配置制御回路は、前記副搬送波の組を
   周波数順にシフトさせることを特徴とする請求項６記載
   の直交周波数分割多重伝送方式の変調装置。
8. 【請求項８】前記配置制御回路は、前記副搬送波の組を
   特定のパターン順にシフトさせることを特徴とする請求
   項６記載の直交周波数分割多重伝送方式の変調装置。
9. 【請求項９】さらに、前記フーリエ逆変換回路と直交変
   調回路との間に設けられ、前記フーリエ逆変換回路の出
   力を有効シンボル期間信号として入力し、その一部をコ
   ピーしガード期間信号として前記有効シンボル期間信号
   に付加し、ベースバンドの直交周波数分割多重信号とし
   て前記直交変調回路に出力するガード期間付加回路を備
   えることを特徴とする請求項５乃至８のいずれかに記載
   の直交周波数分割多重方式の変調装置。
10. 【請求項１０】第１のデジタルデータ系列で互いに直交
    する複数の副搬送波を変調し多重したものを一般シンボ
    ルとし、第２のデジタルデータ系列で前記一般シンボル
    を構成する前記副搬送波のうち所定の間隔で並ぶ一部の
    副搬送波を組にして変調し多重したものをパイロットシ
    ンボルとし、前記一般シンボルと前記パイロットシンボ
    ルとを所定の周期で切り替えて送信データを生成し、こ
    の送信データを互いに直交する二つの搬送波を用いて直
    交変調して伝送する直交周波数分割多重伝送方式に則し
    た直交周波数分割多重信号を復調する復調装置であっ
    て、 前記直交周波数分割多重信号を互いに直交する二つの搬
    送波を用いてベースバンドの信号に復調する直交復調回
    路と、 この直交復調回路の復調信号をフーリエ変換して周波数
    領域のデータを復調するフーリエ変換回路と、 前記直交復調回路の復調信号を、有効シンボル期間及び
    前記パイロットシンボルを構成する副搬送波の間隔によ
    って決まる時間だけ遅延させる遅延回路と、 前記直交復調回路の復調信号と前記遅延回路で遅延され
    る復調信号との相関信号を算出する相関回路と、 この相関回路の出力信号の位相角を求めて前記直交復調
    回路における搬送波の周波数誤差を検出する周波数誤差
    検出回路と、 この周波数誤差検出回路の出力信号から前記パイロット
    シンボルを構成する副搬送波の組の周波数に依存する位
    相角成分を除去し、送信側と受信側との搬送波周波数の
    ずれに依存する位相角成分のみを抽出する補正回路とを
    具備することを特徴とする直交周波数分割多重方式の復
    調装置。
11. 【請求項１１】前記遅延回路は、入力信号の有効シンボ
    ル期間をＴｓ、パイロットシンボルを構成する副搬送波
    の間隔をＮｐとするとき、Ｔｓ／Ｎｐで表わされる遅延
    時間を有することを特徴とする請求項１０記載の直交周
    波数分割多重方式の復調装置。
12. 【請求項１２】前記相関回路は、前記遅延回路から出力
    される複素数信号の複素共役信号を出力する複素共役回
    路と、前記直交復調回路から出力される複素数信号と前
    記複素共役信号を乗じる複素乗算器と、この複素乗算器
    の乗算結果の移動平均を求めて相関信号として出力する
    移動平均回路とを備えることを特徴とする請求項１０乃
    至１１のいずれかに記載の直交周波数分割多重方式の復
    調装置。
13. 【請求項１３】前記直交周波数分割多重信号におけるパ
    イロットシンボルの副搬送波の組が時間に伴って周波数
    順に変化するとき、前記補正回路は、前記パイロットシ
    ンボルを構成する副搬送波の組の変化回数を検出し、こ
    の検出結果に基づいて前記位相角成分の除去を行うこと
    を特徴とする請求項１０乃至１２のいずれかに記載の直
    交周波数分割多重方式の復調装置。
14. 【請求項１４】前記直交周波数分割多重信号におけるパ
    イロットシンボルの副搬送波の組が時間に伴って特定の
    パターン順に変化するとき、前記補正回路は、前記パイ
    ロットシンボルを構成する副搬送波の組のパターン変化
    を検出し、この検出結果に基づいて前記位相角成分の除
    去を行うことを特徴とする請求項１０乃至１２のいずれ
    かに記載の直交周波数分割多重方式の復調装置。
15. 【請求項１５】さらに、前記補正回路の補正出力に基づ
    いて前記直交復調回路の搬送波周波数を制御する周波数
    制御回路を備えることを特徴とする請求項１０乃至１４
    のいずれかに記載の直交周波数分割多重方式の復調装
    置。
16. 【請求項１６】さらに、前記補正回路の補正出力を丸め
    る丸め回路と、この丸め回路の補正出力に基づいて前記
    直交復調回路の搬送波周波数を制御する周波数制御回路
    とを備えることを特徴とする請求項１０乃至１４のいず
    れかに記載の直交周波数分割多重方式の復調装置。
17. 【請求項１７】さらに、前記補正回路の補正出力を丸め
    る丸め回路を備え、前記フーリエ変換回路は、前記丸め
    回路の補正出力に基づいて変換すべき副搬送波を選択制
    御することを特徴とする請求項１０乃至１４のいずれか
    に記載の直交周波数分割多重方式の復調装置。
18. 【請求項１８】さらに、直交周波数分割多重信号にガー
    ド期間信号が付加されているとき、前記相関回路の出力
    信号から前記復調信号のシンボルタイミングを検出する
    タイミング検出回路と、この回路で検出されたシンボル
    タイミングに基づいて前記復調信号からガード期間信号
    を除去し、有効シンボル期間信号を抽出して前記フーリ
    エ変換回路に出力するガード期間除去回路とを備えるこ
    とを特徴とする請求項１０乃至１７のいずれかに記載の
    直交周波数分割多重方式の復調装置。