JPH08107667A - 自己消弧形素子の駆動回路 - Google Patents
自己消弧形素子の駆動回路Info
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- JPH08107667A JPH08107667A JP24365094A JP24365094A JPH08107667A JP H08107667 A JPH08107667 A JP H08107667A JP 24365094 A JP24365094 A JP 24365094A JP 24365094 A JP24365094 A JP 24365094A JP H08107667 A JPH08107667 A JP H08107667A
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- Japan
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- self
- gate
- gate current
- extinguishing element
- gto
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Abstract
(57)【要約】
【目的】制御性，信頼性の高い変換装置を提供するため
に、遮断耐量を低下させることなくターンオフ時間を短
縮できるＧＴＯの駆動回路を提供する。 【構成】自己消弧形素子の駆動回路において、オフゲー
ト電流供給回路４，５を、自己消弧形素子のゲートアバ
ランシェ電圧より低く設定した第一の直流電源と、ダイ
オード、第一のスイッチの直列回路に、自己消弧形素子
のゲートアバランシェ電圧よりも高く設定した第２の直
流電源と第２のスイッチの直列回路を並列接続して構成
し、自己消弧形素子に流れるオフゲート電流を第２の直
流電源により高い電流変化率で立ち上げた後、第１の直
流電源によって低い電流変化率にして自己消弧形素子を
ターンオフする。
に、遮断耐量を低下させることなくターンオフ時間を短
縮できるＧＴＯの駆動回路を提供する。 【構成】自己消弧形素子の駆動回路において、オフゲー
ト電流供給回路４，５を、自己消弧形素子のゲートアバ
ランシェ電圧より低く設定した第一の直流電源と、ダイ
オード、第一のスイッチの直列回路に、自己消弧形素子
のゲートアバランシェ電圧よりも高く設定した第２の直
流電源と第２のスイッチの直列回路を並列接続して構成
し、自己消弧形素子に流れるオフゲート電流を第２の直
流電源により高い電流変化率で立ち上げた後、第１の直
流電源によって低い電流変化率にして自己消弧形素子を
ターンオフする。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、サイリスタに自己消弧
機能を有するゲートターンオフサイリスタ（以下ＧＴＯ
と略す）等の駆動回路に関し、特に大容量の変換装置等
に用いられる、電流容量の大きな自己消弧形素子のオフ
ゲート電流供給回路に関する。
機能を有するゲートターンオフサイリスタ（以下ＧＴＯ
と略す）等の駆動回路に関し、特に大容量の変換装置等
に用いられる、電流容量の大きな自己消弧形素子のオフ
ゲート電流供給回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】インバータ等の電力変換装置に用いられ
るスイッチング素子の中で、ＧＴＯは、ゲートからカソ
ードに流すオンゲート電流によりターンオンし、カソー
ドからゲートに流すオフゲート電流によりターンオフす
ることのできる自己消弧形素子で、他の自己消弧形素子
よりも高耐圧・大電流で冷却容易などの理由で、特に変
換容量の大きな装置に用いられている。
るスイッチング素子の中で、ＧＴＯは、ゲートからカソ
ードに流すオンゲート電流によりターンオンし、カソー
ドからゲートに流すオフゲート電流によりターンオフす
ることのできる自己消弧形素子で、他の自己消弧形素子
よりも高耐圧・大電流で冷却容易などの理由で、特に変
換容量の大きな装置に用いられている。
【０００３】ＧＴＯのゲート・カソード間に負電圧を印
加してオフゲート電流を流すと、ＧＴＯは図６（ａ）に
示すような動作波形でターンオフする。同図において、
オフゲート電流ｉG は、制御装置から出力される制御信
号のオフ信号に応じて、オフゲート電流供給回路の電源
電圧と駆動回路のインダクタンスから決まるｄｉG／ｄ
ｔで立上り、ゲート・カソード間の逆阻止能力が回復す
ると減少し始める。従来、立上りのｄｉG／ｄｔを高く
して、ｉGの尖頭値ＩGPを大きくすれば可制御アノード
電流を大きくできると言われて、いくつかの提案がなさ
れている（例えば、特開昭57−75033号，特開昭62−927
65号，特開昭63−48155号公報）。
加してオフゲート電流を流すと、ＧＴＯは図６（ａ）に
示すような動作波形でターンオフする。同図において、
オフゲート電流ｉG は、制御装置から出力される制御信
号のオフ信号に応じて、オフゲート電流供給回路の電源
電圧と駆動回路のインダクタンスから決まるｄｉG／ｄ
ｔで立上り、ゲート・カソード間の逆阻止能力が回復す
ると減少し始める。従来、立上りのｄｉG／ｄｔを高く
して、ｉGの尖頭値ＩGPを大きくすれば可制御アノード
電流を大きくできると言われて、いくつかの提案がなさ
れている（例えば、特開昭57−75033号，特開昭62−927
65号，特開昭63−48155号公報）。
【０００４】これらは、大きなｄｉG／ｄｔ を得るため
に単にオフゲート回路の電源電圧をＧＴＯのゲートアバ
ランシェ電圧よりも高くすると、ＧＴＯのターンオフ後
のアバランシェ損失が過大になるという問題が起きるた
め、オフゲート電流供給回路の電源を二つにし、ＧＴＯ
のゲート・カソード間に高い負電圧を印加してｄｉG／
ｄｔの大きなオフゲート電流によってＧＴＯをターンオ
フし、オフした後は低い負電圧が印加されるようにした
もので、ＧＴＯのゲート・カソード間のアバランシェ損
失を抑えるには好適な方法である。
に単にオフゲート回路の電源電圧をＧＴＯのゲートアバ
ランシェ電圧よりも高くすると、ＧＴＯのターンオフ後
のアバランシェ損失が過大になるという問題が起きるた
め、オフゲート電流供給回路の電源を二つにし、ＧＴＯ
のゲート・カソード間に高い負電圧を印加してｄｉG／
ｄｔの大きなオフゲート電流によってＧＴＯをターンオ
フし、オフした後は低い負電圧が印加されるようにした
もので、ＧＴＯのゲート・カソード間のアバランシェ損
失を抑えるには好適な方法である。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】近年、圧延機や無効電
力補償装置等の変換器の大容量化に伴い、ＧＴＯの大容
量化が進んでいる。ＧＴＯはその内部で、ユニットＧＴ
Ｏと呼ばれる小さなGTOが多数並列接続された構造とな
っており、並列ユニット数を増やすことで大容量化でき
るが、実際には、遮断耐量は並列ユニット数に比例して
増加していない。又、上記のようにオフゲート電流のｄ
ｉG／ｄｔ を高くすると、遮断耐量はむしろ低下するこ
とが分かり、逆にｄｉG／ｄｔ を小さくすれば、遮断耐
量をある程度確保できるものの、ターンオフ時間が増大
して変換器としての制御性が低下するという問題点が生
じている。
力補償装置等の変換器の大容量化に伴い、ＧＴＯの大容
量化が進んでいる。ＧＴＯはその内部で、ユニットＧＴ
Ｏと呼ばれる小さなGTOが多数並列接続された構造とな
っており、並列ユニット数を増やすことで大容量化でき
るが、実際には、遮断耐量は並列ユニット数に比例して
増加していない。又、上記のようにオフゲート電流のｄ
ｉG／ｄｔ を高くすると、遮断耐量はむしろ低下するこ
とが分かり、逆にｄｉG／ｄｔ を小さくすれば、遮断耐
量をある程度確保できるものの、ターンオフ時間が増大
して変換器としての制御性が低下するという問題点が生
じている。
【０００６】本発明の目的は、信頼性，制御性の高い電
力変換器を提供するために、自己消弧形素子の電流遮断
能力を最大限に引き出せる駆動回路を提供することにあ
る。
力変換器を提供するために、自己消弧形素子の電流遮断
能力を最大限に引き出せる駆動回路を提供することにあ
る。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、ＧＴＯのターンオフ時のストレージ時間内の所定の
時間だけ高いｄｉG／ｄｔのオフゲート電流を流し、そ
の後、低いｄｉG／ｄｔのオフゲート電流でＧＴＯをタ
ーンオフするようにしたことを特徴とする。
に、ＧＴＯのターンオフ時のストレージ時間内の所定の
時間だけ高いｄｉG／ｄｔのオフゲート電流を流し、そ
の後、低いｄｉG／ｄｔのオフゲート電流でＧＴＯをタ
ーンオフするようにしたことを特徴とする。
【０００８】
【作用】ＧＴＯのターンオフの最初は、オフゲード電流
でＧＴＯ内部のキャリアの引き抜きが行われると同時
に、新たにキャリアの注入も起きる。このため、オフゲ
ート電流のｄｉG／ｄｔ が小さければ、ターンオフ課程
で新たに注入されるキャリアによりターンオフが伸びる
ことになる。本発明では、高いｄｉG／ｄｔ でオフゲー
ト電流を所定値まで大きくしているので、新たに注入さ
れるキャリアが減り、且つ、過剰キャリアの一部が素早
く引き抜かれるため、ストレージの時間が短くなる。ま
た、その後低いｄｉG／ｄｔ のオフゲート電流へと切り
換えることで、ユニットＧＴＯのゲート電極間のインダ
クタンスの影響を低減でき、その結果、オフゲート電流
がユニットＧＴＯ間の並列動作をバランスするように流
れる。このため、本発明によれば、ＧＴＯの遮断耐量を
低下させることなく、ターンオフ時間を大幅に短縮する
ことができる。
でＧＴＯ内部のキャリアの引き抜きが行われると同時
に、新たにキャリアの注入も起きる。このため、オフゲ
ート電流のｄｉG／ｄｔ が小さければ、ターンオフ課程
で新たに注入されるキャリアによりターンオフが伸びる
ことになる。本発明では、高いｄｉG／ｄｔ でオフゲー
ト電流を所定値まで大きくしているので、新たに注入さ
れるキャリアが減り、且つ、過剰キャリアの一部が素早
く引き抜かれるため、ストレージの時間が短くなる。ま
た、その後低いｄｉG／ｄｔ のオフゲート電流へと切り
換えることで、ユニットＧＴＯのゲート電極間のインダ
クタンスの影響を低減でき、その結果、オフゲート電流
がユニットＧＴＯ間の並列動作をバランスするように流
れる。このため、本発明によれば、ＧＴＯの遮断耐量を
低下させることなく、ターンオフ時間を大幅に短縮する
ことができる。
【０００９】
【実施例】以下、図面を参照しながら本発明の実施例を
説明する。なお、本実施例ではサイリスタに自己消弧機
能を有する自己消弧形素子としてＧＴＯを例に説明す
る。図１に本発明の構成と各スイッチに与える制御信号
のタイムチャートを示す。同図において、オフゲート電
流供給回路６は、ＧＴＯ１のゲートアバランシェ電圧以
下に設定された第１の直流電源Ｅ1 ，第１の半導体スイ
ッチＳ1 ，逆流防止のためのダイオードＤを直列接続し
たオフゲート電流供給回路４と、ＧＴＯ１のゲートアバ
ランシェ電圧以上に設定された第２の直流電源Ｅ2 、第
２の半導体スイッチＳ2 を直列接続したオフゲート電流
供給回路５の並列回路で構成され、ＧＴＯ１のゲート・
カソード間にオンゲート電流供給回路３とオフゲート電
流供給回路６を並列接続してＧＴＯを駆動する。尚、同
図における２は、駆動回路における配線インダクタンス
を等価的に表したものである。
説明する。なお、本実施例ではサイリスタに自己消弧機
能を有する自己消弧形素子としてＧＴＯを例に説明す
る。図１に本発明の構成と各スイッチに与える制御信号
のタイムチャートを示す。同図において、オフゲート電
流供給回路６は、ＧＴＯ１のゲートアバランシェ電圧以
下に設定された第１の直流電源Ｅ1 ，第１の半導体スイ
ッチＳ1 ，逆流防止のためのダイオードＤを直列接続し
たオフゲート電流供給回路４と、ＧＴＯ１のゲートアバ
ランシェ電圧以上に設定された第２の直流電源Ｅ2 、第
２の半導体スイッチＳ2 を直列接続したオフゲート電流
供給回路５の並列回路で構成され、ＧＴＯ１のゲート・
カソード間にオンゲート電流供給回路３とオフゲート電
流供給回路６を並列接続してＧＴＯを駆動する。尚、同
図における２は、駆動回路における配線インダクタンス
を等価的に表したものである。
【００１０】次に、図１の実施例の動作を説明する。ま
ず、オンゲート電流供給回路３によってオン状態となっ
たＧＴＯ１のゲート・カソード間に、制御装置から出力
される制御信号のオフ信号に応じて、時刻ｔ1 でＳ1 ，
Ｓ2 を点弧することによって負電圧が印加され、ＧＴＯ
１のゲートアバランシェ電圧よりも高く設定されたＥ2
により、オフゲート電流ｉG は高いｄｉG／ｄｔ で流れ
始める。所定の時刻ｔ2 でＳ2 を消弧することにより、
それまでオフゲート電流供給回路５からGTO1へ流れてい
たオフゲート電流ｉG は、オフゲート電流供給回路４に
引き継がれ、ＧＴＯ１のゲートアバランシェ電圧よりも
低く設定されたＥ1により、低いｄｉG／ｄｔでＧＴＯ１
へ流れるようになる。図２は、本発明によるＧＴＯのタ
ーンオフ動作波形例を示したものであり、本発明は、こ
のように高いｄｉG／ｄｔ で立ちあげた後、低いｄｉG
／ｄｔ のオフゲート電流でＧＴＯをターンオフするよ
うにした。
ず、オンゲート電流供給回路３によってオン状態となっ
たＧＴＯ１のゲート・カソード間に、制御装置から出力
される制御信号のオフ信号に応じて、時刻ｔ1 でＳ1 ，
Ｓ2 を点弧することによって負電圧が印加され、ＧＴＯ
１のゲートアバランシェ電圧よりも高く設定されたＥ2
により、オフゲート電流ｉG は高いｄｉG／ｄｔ で流れ
始める。所定の時刻ｔ2 でＳ2 を消弧することにより、
それまでオフゲート電流供給回路５からGTO1へ流れてい
たオフゲート電流ｉG は、オフゲート電流供給回路４に
引き継がれ、ＧＴＯ１のゲートアバランシェ電圧よりも
低く設定されたＥ1により、低いｄｉG／ｄｔでＧＴＯ１
へ流れるようになる。図２は、本発明によるＧＴＯのタ
ーンオフ動作波形例を示したものであり、本発明は、こ
のように高いｄｉG／ｄｔ で立ちあげた後、低いｄｉG
／ｄｔ のオフゲート電流でＧＴＯをターンオフするよ
うにした。
【００１１】ここで、本発明の原理について説明する。
本実施例で対象としているＧＴＯは、その内部でユニッ
トＧＴＯと呼ばれる小さなＧＴＯが多数並列接続されて
おり、ユニットＧＴＯの並列数を増やすことで大容量化
できる。しかし、実際には可制御アノード電流はユニッ
トＧＴＯの並列数に比例して増加しておらず、ＧＴＯの
電流遮断能力を最大に引き出せていない。これはユニッ
トＧＴＯ間の並列動作がうまく行われていないためであ
り、オフゲート電流がユニットＧＴＯ間の並列動作をバ
ランスするように流れていないことが原因である。
本実施例で対象としているＧＴＯは、その内部でユニッ
トＧＴＯと呼ばれる小さなＧＴＯが多数並列接続されて
おり、ユニットＧＴＯの並列数を増やすことで大容量化
できる。しかし、実際には可制御アノード電流はユニッ
トＧＴＯの並列数に比例して増加しておらず、ＧＴＯの
電流遮断能力を最大に引き出せていない。これはユニッ
トＧＴＯ間の並列動作がうまく行われていないためであ
り、オフゲート電流がユニットＧＴＯ間の並列動作をバ
ランスするように流れていないことが原因である。
【００１２】可制御アノード電流が数千アンペアにもな
る大容量のＧＴＯは、ユニットGTOがリング状に配置さ
れた平形形状となっており、そのカソード面は図３に示
すような構造となっている。同図は、ゲート電流の入力
部１８が中心に位置する場合の例で、容量が大きくなり
口径が大きくなるほど、１８から最外周リングのユニッ
トＧＴＯまでの距離が遠くなる。図４は、図３における
各リングのユニットＧＴＯ１１〜１５の並列構造を等価
的に表したもので、１１は最内周リング上のユニットＧ
ＴＯ、１５は最外周リング上のユニットＧＴＯである。
上述の理由で、ゲート電流の入力部１８から各ユニット
ＧＴＯのゲート電極までの距離に差ができ、その結果各
１１〜１５のゲート電極間にインダクタンス２０〜２３
が存在する。このような構造のＧＴＯに勾配のあるオフ
ゲート電流ｉG を流すと、２０〜２３により電圧降下を
生じるため、外周リングのユニットＧＴＯほどオフゲー
ト電流が流れにくくなる。そのため、内側のユニットＧ
ＴＯが先にターンオフし、そこに流れていたアノード電
流が外側のユニットＧＴＯに集中してしまい、ＧＴＯが
破壊し易くなる。オフゲート電流のｄｉG／ｄｔ が高く
なるほど２０〜２３の影響（Ｌ・ｄｉ／ｄｔ）が大きく
なり、外側のユニットＧＴＯの電流集中が大きくなるの
で、従って、従来のようにオフゲート電流ｉGのｄｉG／
ｄｔを高くして尖頭値を大きくすることは、却って遮断
耐量の低下を招くことになる。本発明は、このように、
ユニットＧＴＯのゲート電極間のインダクタンスがＧＴ
Ｏ内部の並列動作へ影響する点に着眼したものである。
る大容量のＧＴＯは、ユニットGTOがリング状に配置さ
れた平形形状となっており、そのカソード面は図３に示
すような構造となっている。同図は、ゲート電流の入力
部１８が中心に位置する場合の例で、容量が大きくなり
口径が大きくなるほど、１８から最外周リングのユニッ
トＧＴＯまでの距離が遠くなる。図４は、図３における
各リングのユニットＧＴＯ１１〜１５の並列構造を等価
的に表したもので、１１は最内周リング上のユニットＧ
ＴＯ、１５は最外周リング上のユニットＧＴＯである。
上述の理由で、ゲート電流の入力部１８から各ユニット
ＧＴＯのゲート電極までの距離に差ができ、その結果各
１１〜１５のゲート電極間にインダクタンス２０〜２３
が存在する。このような構造のＧＴＯに勾配のあるオフ
ゲート電流ｉG を流すと、２０〜２３により電圧降下を
生じるため、外周リングのユニットＧＴＯほどオフゲー
ト電流が流れにくくなる。そのため、内側のユニットＧ
ＴＯが先にターンオフし、そこに流れていたアノード電
流が外側のユニットＧＴＯに集中してしまい、ＧＴＯが
破壊し易くなる。オフゲート電流のｄｉG／ｄｔ が高く
なるほど２０〜２３の影響（Ｌ・ｄｉ／ｄｔ）が大きく
なり、外側のユニットＧＴＯの電流集中が大きくなるの
で、従って、従来のようにオフゲート電流ｉGのｄｉG／
ｄｔを高くして尖頭値を大きくすることは、却って遮断
耐量の低下を招くことになる。本発明は、このように、
ユニットＧＴＯのゲート電極間のインダクタンスがＧＴ
Ｏ内部の並列動作へ影響する点に着眼したものである。
【００１３】本発明では、図２に示したようにオフゲー
ト電流供給開始時刻ｔ1から時刻ｔ2までの期間だけ高い
ｄｉG／ｄｔのオフゲート電流ｉGを流すことにより、図
４におけるゲート電流入力部１８に近いユニットＧＴＯ
１１内の過剰キャリアの一部が素早く引き抜かれるが、
時刻ｔ2以降のｄｉG／ｄｔは低く２０〜２３の影響が小
さくなるので、ユニットＧＴＯ１１のキャリアが多く引
き抜かれて内部インピーダンスが高くなれば、オフゲー
ト電流は内部インピーダンスの低い他のユニットＧＴＯ
１２〜１５に多く流れる。このように、低いｄｉG／ｄ
ｔ のオフゲート電流が流れる期間を設けることでＧＴ
Ｏ内部でのオフゲート電流のやり取りが上手く行われ、
ユニットＧＴＯ間の並列動作をバランスすることができ
る。
ト電流供給開始時刻ｔ1から時刻ｔ2までの期間だけ高い
ｄｉG／ｄｔのオフゲート電流ｉGを流すことにより、図
４におけるゲート電流入力部１８に近いユニットＧＴＯ
１１内の過剰キャリアの一部が素早く引き抜かれるが、
時刻ｔ2以降のｄｉG／ｄｔは低く２０〜２３の影響が小
さくなるので、ユニットＧＴＯ１１のキャリアが多く引
き抜かれて内部インピーダンスが高くなれば、オフゲー
ト電流は内部インピーダンスの低い他のユニットＧＴＯ
１２〜１５に多く流れる。このように、低いｄｉG／ｄ
ｔ のオフゲート電流が流れる期間を設けることでＧＴ
Ｏ内部でのオフゲート電流のやり取りが上手く行われ、
ユニットＧＴＯ間の並列動作をバランスすることができ
る。
【００１４】又、図５に示すように、ＧＴＯをオフする
までにオフゲート電流ｉG によって引き抜かれる電荷
は、前半のフォールに寄与しないストレージの電荷Ｑrs
と後半のフォールに寄与するフォールの電荷Ｑrfに分け
られるが、同図（ｂ）に示した、本発明によるＧＴＯの
ターンオフ動作波形では、オフゲート電流を従来よりも
高いｄｉG／ｄｔで立ち上げた後低いｄｉG／ｄｔにする
ことにより、同図（ａ）よりもオフゲート電流尖頭値Ｉ
GPが抑制されるため、Ｑrfが引き抜かれるのに要する時
間が長くなる。その結果、フォールのｄｉA／ｄｔ が緩
やかになり、フォール終了時刻付近に、ＧＴＯのアノー
ド・カソード間に接続するスナバ回路の配線インダクタ
ンスによってＧＴＯに加わるスパイク電圧ＶDSP を低減
できる。
までにオフゲート電流ｉG によって引き抜かれる電荷
は、前半のフォールに寄与しないストレージの電荷Ｑrs
と後半のフォールに寄与するフォールの電荷Ｑrfに分け
られるが、同図（ｂ）に示した、本発明によるＧＴＯの
ターンオフ動作波形では、オフゲート電流を従来よりも
高いｄｉG／ｄｔで立ち上げた後低いｄｉG／ｄｔにする
ことにより、同図（ａ）よりもオフゲート電流尖頭値Ｉ
GPが抑制されるため、Ｑrfが引き抜かれるのに要する時
間が長くなる。その結果、フォールのｄｉA／ｄｔ が緩
やかになり、フォール終了時刻付近に、ＧＴＯのアノー
ド・カソード間に接続するスナバ回路の配線インダクタ
ンスによってＧＴＯに加わるスパイク電圧ＶDSP を低減
できる。
【００１５】図６は、ＧＴＯのアノード電流とターンオ
フ時間との関係について、従来の駆動回路と本発明の駆
動回路を比較した結果である。同図において、従来の駆
動回路では、オフゲート電流のｄｉG／ｄｔ を高くすれ
ばターンオフ時間を短くできるが遮断耐量は低下する。
本発明の駆動回路によれば、遮断耐量を低下させること
なくターンオフ時間を短縮することが可能である。
フ時間との関係について、従来の駆動回路と本発明の駆
動回路を比較した結果である。同図において、従来の駆
動回路では、オフゲート電流のｄｉG／ｄｔ を高くすれ
ばターンオフ時間を短くできるが遮断耐量は低下する。
本発明の駆動回路によれば、遮断耐量を低下させること
なくターンオフ時間を短縮することが可能である。
【００１６】
【発明の効果】本発明によれば、高いｄｉG／ｄｔ のオ
フゲート電流でＧＴＯのターンオフにおけるストレージ
の電荷が引き抜かれるので、ターンオフ時間が短くな
り、低いｄｉG／ｄｔ のオフゲート電流でＧＴＯをター
ンオフするので、ＧＴＯ内部の並列動作にアンバランス
を生じにくくなる。その結果、遮断耐量を低下させるこ
となくターンオフ時間を大幅に短縮することができ、Ｇ
ＴＯの電流遮断性能を最大に引き出すことができる。
フゲート電流でＧＴＯのターンオフにおけるストレージ
の電荷が引き抜かれるので、ターンオフ時間が短くな
り、低いｄｉG／ｄｔ のオフゲート電流でＧＴＯをター
ンオフするので、ＧＴＯ内部の並列動作にアンバランス
を生じにくくなる。その結果、遮断耐量を低下させるこ
となくターンオフ時間を大幅に短縮することができ、Ｇ
ＴＯの電流遮断性能を最大に引き出すことができる。
【００１７】また、複数の自己消弧形素子により直流を
交流、或いは交流を直流に変換する電力変換器に本発明
の駆動回路を用いると、制御性，信頼性の高い変換装置
が得られる。
交流、或いは交流を直流に変換する電力変換器に本発明
の駆動回路を用いると、制御性，信頼性の高い変換装置
が得られる。
【図１】本発明の一実施例を示すＧＴＯの駆動とその制
御信号のタイミングの説明図。
御信号のタイミングの説明図。
【図２】本発明のターンオフ動作波形図。
【図３】大容量ＧＴＯのカソード面構造の平面図。
【図４】大容量ＧＴＯ内部のユニットＧＴＯの並列接続
を表した等価回路図。
を表した等価回路図。
【図５】従来の駆動回路と本発明の駆動回路によるＧＴ
Ｏのターンオフ動作波形図。
Ｏのターンオフ動作波形図。
【図６】従来の駆動回路と本発明の駆動回路をＧＴＯの
アノード電流とターンオフ時間の関係についての比較
図。
アノード電流とターンオフ時間の関係についての比較
図。
１…ＧＴＯ、２…駆動回路のインダクタンス、３…オン
ゲート電流供給回路、４，５，６…オフゲート電流供給
回路。
ゲート電流供給回路、４，５，６…オフゲート電流供給
回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 本田 一男 茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株 式会社日立製作所日立研究所内 (72)発明者 佐藤 正好 茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株 式会社日立製作所日立研究所内 (72)発明者 松田 靖夫 茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株 式会社日立製作所日立研究所内
Claims (3)
- 【請求項１】サイリスタに自己消弧機能を有するＧＴＯ
を含む自己消弧形素子の駆動回路において、制御装置か
ら出力される制御信号のオフ信号に応じて前記自己消弧
形素子をオフ状態にすべく前記自己消弧形素子のゲート
に負電圧を印加する第１のオフゲート電流供給回路と、
前記第１のオフゲート電流供給回路よりも高い電圧源を
有する第２のオフゲート電流供給回路を具備し、自己消
弧形素子のターンオフの最初に前記第２のオフゲート電
流供給回路から高い電流変化率のオフゲート電流を流し
た後、前記第１のオフゲート電流供給回路から低い電流
変化率のオフゲート電流変化率のオフゲート電流を流し
て前記自己消弧形素子をターンオフするようにしたこと
を特徴とする自己消弧形素子の駆動回路。 - 【請求項２】サイリスタに自己消弧機能を有するＧＴＯ
を含む自己消弧形素子の駆動回路において、オフゲート
電流供給回路を、前記自己消弧形素子のゲートアバラン
シェ電圧より低く設定した第１の直流電源と、ダイオー
ド、第１のスイッチの直列回路に、前記自己消弧形素子
のゲートアバランシェ電圧よりも高く設定した第２の直
流電源と第２のスイッチの直列回路を並列接続して構成
し、制御装置から出力されるオフ制御信号に応じて前記
第２のスイッチを前記自己消弧形素子のターンオフ蓄積
時間内の所定の期間だけ点弧し、前記第１のスイッチを
前記第２のスイッチと同時或いは前記弟２のスイッチが
消弧する迄に点弧することよって、前記自己消弧形素子
に流れるオフゲート電流が高い電流変化率で増加した
後、低い電流変化率のオフゲート電流で前記自己消弧形
素子がターンオフするようにしたことを特徴とする自己
消弧形素子の駆動回路。 - 【請求項３】請求項１または２において、複数の前記自
己消弧形素子により直流を交流、或いは交流を直流に変
換する電力変換器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24365094A JPH08107667A (ja) | 1994-10-07 | 1994-10-07 | 自己消弧形素子の駆動回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24365094A JPH08107667A (ja) | 1994-10-07 | 1994-10-07 | 自己消弧形素子の駆動回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08107667A true JPH08107667A (ja) | 1996-04-23 |
Family
ID=17106980
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP24365094A Pending JPH08107667A (ja) | 1994-10-07 | 1994-10-07 | 自己消弧形素子の駆動回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08107667A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100385789B1 (ko) * | 1999-07-15 | 2003-06-02 | 니뽄 가이시 가부시키가이샤 | 전력용 반도체 스위치의 게이트 구동 회로 |
-
1994
- 1994-10-07 JP JP24365094A patent/JPH08107667A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100385789B1 (ko) * | 1999-07-15 | 2003-06-02 | 니뽄 가이시 가부시키가이샤 | 전력용 반도체 스위치의 게이트 구동 회로 |
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