JPH08107698A - 空間ベクトルｐｗｍ制御方式 - Google Patents
空間ベクトルｐｗｍ制御方式Info
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- JPH08107698A JPH08107698A JP6240188A JP24018894A JPH08107698A JP H08107698 A JPH08107698 A JP H08107698A JP 6240188 A JP6240188 A JP 6240188A JP 24018894 A JP24018894 A JP 24018894A JP H08107698 A JPH08107698 A JP H08107698A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 ディジタルシグナルプロセッサのソフトウエ
アのみによる３レベルインバータのＰＷＭ制御法を提供
する。 【構成】 正、負及び中性点の３電位を３相交互に切り
替えて得られる３レベル３相出力電位の組み合わせを空
間電圧ベクトル出力として表現する共に、所望の電圧及
び周波数の指令値を瞬時空間電圧ベクトルとして表現し
前記空間電圧ベクトル出力のうちこれと隣接した数個の
ベクトルの合成ベクトルとして実現する３相３レベルイ
ンバータのＰＷＭ制御において、指令電圧ベクトルが短
い場合にはこの指令電圧ベクトルと隣接したベクトルの
うち少なくとも１相が中性点電圧を含む短い電圧ベクト
ルと零ベクトルとを所定の制御周期内において適宜出力
し、合成ベクトルが指令ベクトルと一致するよう制御
し、前記中性点を含む短い電圧ベクトルのみでは指令ベ
クトルを実現できない高周波高電圧領域では指令ベクト
ルと隣接するベクトルのうち各相の電位が正及び負のみ
を出力する長い電圧ベクトルを前記短い電圧ベクトルに
加えて出力する。
アのみによる３レベルインバータのＰＷＭ制御法を提供
する。 【構成】 正、負及び中性点の３電位を３相交互に切り
替えて得られる３レベル３相出力電位の組み合わせを空
間電圧ベクトル出力として表現する共に、所望の電圧及
び周波数の指令値を瞬時空間電圧ベクトルとして表現し
前記空間電圧ベクトル出力のうちこれと隣接した数個の
ベクトルの合成ベクトルとして実現する３相３レベルイ
ンバータのＰＷＭ制御において、指令電圧ベクトルが短
い場合にはこの指令電圧ベクトルと隣接したベクトルの
うち少なくとも１相が中性点電圧を含む短い電圧ベクト
ルと零ベクトルとを所定の制御周期内において適宜出力
し、合成ベクトルが指令ベクトルと一致するよう制御
し、前記中性点を含む短い電圧ベクトルのみでは指令ベ
クトルを実現できない高周波高電圧領域では指令ベクト
ルと隣接するベクトルのうち各相の電位が正及び負のみ
を出力する長い電圧ベクトルを前記短い電圧ベクトルに
加えて出力する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は３レベルインバータの
ＰＷＭ制御方式の改良に関わり、特に低電圧低周波領域
における電圧の高調波の低減に関するものである。
ＰＷＭ制御方式の改良に関わり、特に低電圧低周波領域
における電圧の高調波の低減に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】３レベルインバータは電気鉄道をはじめ
主として大容量、高電圧インバータとして普及しつつあ
る。図２は３レベルインバータの構成を示す回路図であ
る。図において１は直流電圧電源、２は直流リアクト
ル、３ａおよび３ｂは同一容量の直列に接続されたコン
デンサで、その正側端Ｐは直流リアクトル２を介して直
流電圧電源１の正端子に接続され、負側端Ｎは直流電圧
電源１の負端子に接続されている。さらにコンデンサ３
ａと３ｂとの接続点からは中性点Ｏが導出されている。
主として大容量、高電圧インバータとして普及しつつあ
る。図２は３レベルインバータの構成を示す回路図であ
る。図において１は直流電圧電源、２は直流リアクト
ル、３ａおよび３ｂは同一容量の直列に接続されたコン
デンサで、その正側端Ｐは直流リアクトル２を介して直
流電圧電源１の正端子に接続され、負側端Ｎは直流電圧
電源１の負端子に接続されている。さらにコンデンサ３
ａと３ｂとの接続点からは中性点Ｏが導出されている。
【０００３】４ａ〜４ｄ、５ａ〜５ｄおよび６ａ〜６ｄ
は正端子Ｐと負端子Ｎとの間にそれぞれ直列接続された
Ｕ、Ｖ、Ｗ相の主スイッチング素子群であり、それぞれ
がこの順に７ａ〜７ｄ、８ａ〜８ｄおよび９ａ〜９ｄで
示される逆並列ダイオードを備える。14ab、14cd、15a
b、15cd、16abおよび14cdは、図２に示す通りの極性に
より、前記主スイッチング素子群のａ、ｂおよびｃ、ｄ
間の接続点と中性点Ｏ端子との間に接続された中性点ク
ランプダイオードである。
は正端子Ｐと負端子Ｎとの間にそれぞれ直列接続された
Ｕ、Ｖ、Ｗ相の主スイッチング素子群であり、それぞれ
がこの順に７ａ〜７ｄ、８ａ〜８ｄおよび９ａ〜９ｄで
示される逆並列ダイオードを備える。14ab、14cd、15a
b、15cd、16abおよび14cdは、図２に示す通りの極性に
より、前記主スイッチング素子群のａ、ｂおよびｃ、ｄ
間の接続点と中性点Ｏ端子との間に接続された中性点ク
ランプダイオードである。
【０００４】Ｕ、ＶおよびＷはインバータの出力端子
で、各相主スイッチング素子ｂとｃとの接続点から導出
される。
で、各相主スイッチング素子ｂとｃとの接続点から導出
される。
【０００５】次に、Ｕ相を代表例として３レベルインバ
ータの基本動作について説明する。主スイッチング素子
４ａ〜４ｄのオン、オフパターンとＵ相の電位との関係
を表１に示す。
ータの基本動作について説明する。主スイッチング素子
４ａ〜４ｄのオン、オフパターンとＵ相の電位との関係
を表１に示す。
【表１】
【０００６】ここで直流電圧電源１の出力電圧を２Ｅと
し、コンデンサ３ａ、３ｂが正常に直流電圧を分圧して
いる場合は、それぞれＥずつの電圧を持つこととする。
表１からわかるように、主スイッチング素子は相隣れる
２個が１組となって、有効な３個のスイッチング状態を
発生し、これらに対応して３種類のレベルＥ、０および
−Ｅを出力する。他の相ＵおよびＶも、表１に従い、３
種類のレベルＥ、０および−Ｅを発生する。
し、コンデンサ３ａ、３ｂが正常に直流電圧を分圧して
いる場合は、それぞれＥずつの電圧を持つこととする。
表１からわかるように、主スイッチング素子は相隣れる
２個が１組となって、有効な３個のスイッチング状態を
発生し、これらに対応して３種類のレベルＥ、０および
−Ｅを出力する。他の相ＵおよびＶも、表１に従い、３
種類のレベルＥ、０および−Ｅを発生する。
【０００７】インバータの出力制御は表１のスイッチン
グモードに各相変調信号を重畳することによりなされ
る。この各相変調信号を重畳する手法は、パルス幅変調
方式またはＰＷＭ方式とよばれるが、代表的な従来例と
して上下２段の三角波キャリアと、正弦波変調信号を用
いる方法を以下に説明する。
グモードに各相変調信号を重畳することによりなされ
る。この各相変調信号を重畳する手法は、パルス幅変調
方式またはＰＷＭ方式とよばれるが、代表的な従来例と
して上下２段の三角波キャリアと、正弦波変調信号を用
いる方法を以下に説明する。
【０００８】３レベルインバータの公知な正弦波三角波
比較ＰＷＭ方式を図３を用いて説明する。ただし、ディ
ジタルシグナルプロセッサ、マイクロコンピュータ等を
用いたソフトウエア制御の場合には、制御周期とキャリ
ア波の周期とを同期させることが自然である。このよう
な場合、図３の(a) に描いたように正弦波変調信号は制
御周期内で一定値をとる階段波として扱われる。インバ
ータに発生させるべき電圧指令値Ｖｕ* 、Ｖｖ* 、Ｖｗ
* を図３の(a) 階段波とし、インバータのスイッチング
周波数を決定するキャリア波を同図の上下２段の三角波
31および32とする。上段三角波31は０〜Ｅの範囲を走査
し、下段三角波32は０〜−Ｅの範囲を走査するものと
し、Ｅは直流電源の半分の電圧に相当する制御信号レベ
ルを表すものとする。一般に三角波キャリア信号は一定
振幅にし、正弦波変調信号は振幅および周波数ともに可
変とすることが多い。
比較ＰＷＭ方式を図３を用いて説明する。ただし、ディ
ジタルシグナルプロセッサ、マイクロコンピュータ等を
用いたソフトウエア制御の場合には、制御周期とキャリ
ア波の周期とを同期させることが自然である。このよう
な場合、図３の(a) に描いたように正弦波変調信号は制
御周期内で一定値をとる階段波として扱われる。インバ
ータに発生させるべき電圧指令値Ｖｕ* 、Ｖｖ* 、Ｖｗ
* を図３の(a) 階段波とし、インバータのスイッチング
周波数を決定するキャリア波を同図の上下２段の三角波
31および32とする。上段三角波31は０〜Ｅの範囲を走査
し、下段三角波32は０〜−Ｅの範囲を走査するものと
し、Ｅは直流電源の半分の電圧に相当する制御信号レベ
ルを表すものとする。一般に三角波キャリア信号は一定
振幅にし、正弦波変調信号は振幅および周波数ともに可
変とすることが多い。
【０００９】ここで各相の主スイッチング素子のオンオ
フ制御は、以下に示す規則により決められる。Ｕ相を代
表例として説明すると、Ｕ相分の電圧指令値Ｖｕ* が上
段の三角波キャリア31より大きい場合は、Ｕ相の第１ス
イッチング素子４ａおよび第２スイッチング素子４ｂは
ともにオンとし、第３スイッチング素子４ｃおよび第４
スイッチング素子４ｄはともにオフとする。つぎに電圧
指令値Ｖｕ* が上段の三角波キャリア31より小さく、か
つ下段キャリア32より大きい場合は、Ｕ相の第１スイッ
チング素子４ａはオフにし、第２スイッチング素子４ｂ
および第３スイッチング素子４ｃはともにオンにし、第
４スイッチング素子４ｄはオフとする。また、電圧指令
値Ｖｕ* が下段の三角波キャリア32より小さい場合は、
Ｕ相の第１スイッチング素子４ａおよび第２スイッチン
グ素子４ｂはともにオフにし、第３スイッチング素子４
ｃおよび第４スイッチング素子４ｄはともにオンとす
る。このようにして生じるＵ相電圧Ｖｕを図３(b) に示
す。
フ制御は、以下に示す規則により決められる。Ｕ相を代
表例として説明すると、Ｕ相分の電圧指令値Ｖｕ* が上
段の三角波キャリア31より大きい場合は、Ｕ相の第１ス
イッチング素子４ａおよび第２スイッチング素子４ｂは
ともにオンとし、第３スイッチング素子４ｃおよび第４
スイッチング素子４ｄはともにオフとする。つぎに電圧
指令値Ｖｕ* が上段の三角波キャリア31より小さく、か
つ下段キャリア32より大きい場合は、Ｕ相の第１スイッ
チング素子４ａはオフにし、第２スイッチング素子４ｂ
および第３スイッチング素子４ｃはともにオンにし、第
４スイッチング素子４ｄはオフとする。また、電圧指令
値Ｖｕ* が下段の三角波キャリア32より小さい場合は、
Ｕ相の第１スイッチング素子４ａおよび第２スイッチン
グ素子４ｂはともにオフにし、第３スイッチング素子４
ｃおよび第４スイッチング素子４ｄはともにオンとす
る。このようにして生じるＵ相電圧Ｖｕを図３(b) に示
す。
【００１０】このようにして決められる各スイッチング
素子のオンオフ動作をＶ相およびＷ相にも適用すること
によって、図３の(c) 及び(d) に示したようなＶ相電圧
Ｖｖ及びＷ相電圧Ｖｗを得る。インバータの出力端子間
には一定スイッチング周波数で３レベルにパルス幅変調
された所望の電圧および周波数を持った交流電圧が発生
される。図４はシミュレーションにより得られた３レベ
ルパルス幅変調交流電圧波形の一例である。
素子のオンオフ動作をＶ相およびＷ相にも適用すること
によって、図３の(c) 及び(d) に示したようなＶ相電圧
Ｖｖ及びＷ相電圧Ｖｗを得る。インバータの出力端子間
には一定スイッチング周波数で３レベルにパルス幅変調
された所望の電圧および周波数を持った交流電圧が発生
される。図４はシミュレーションにより得られた３レベ
ルパルス幅変調交流電圧波形の一例である。
【００１１】このような２段キャリアによる３レベルイ
ンバータのＰＷＭ方式における課題を説明するのに先立
って、従来のＰＷＭ制御を瞬時空間電圧ベクトルを用い
て表現する。表２は前記表１に示すスイッチング素子群
の有効なスイッチングモードを３相分すべての組み合わ
せについて求めたものである。表２よりすべてのスイッ
チングモードは２７通り存在するが、インバータ出力電
圧ベクトルとして独立なものは、言い換えれば交流負荷
に対して有意差があるものは、（１）全電圧ベクトル６
個、（２）零ベクトル１個、（３）半電圧ベクトル６
個、（４）中間電圧ベクトル６個の計１９個である。
ンバータのＰＷＭ方式における課題を説明するのに先立
って、従来のＰＷＭ制御を瞬時空間電圧ベクトルを用い
て表現する。表２は前記表１に示すスイッチング素子群
の有効なスイッチングモードを３相分すべての組み合わ
せについて求めたものである。表２よりすべてのスイッ
チングモードは２７通り存在するが、インバータ出力電
圧ベクトルとして独立なものは、言い換えれば交流負荷
に対して有意差があるものは、（１）全電圧ベクトル６
個、（２）零ベクトル１個、（３）半電圧ベクトル６
個、（４）中間電圧ベクトル６個の計１９個である。
【表２】
【００１２】表２は２レベルインバータ（従来の３相ブ
リッジインバータを、本発明の関連する３レベルと区別
する）が発生し得る出力電圧ベクトルとの関連をも示
す。すなわち、（１）全電圧ベクトルＶ１、Ｖ２、Ｖ
３、Ｖ４、Ｖ５、Ｖ６の６個と、（２）零ベクトルＶ0
のうちのＶ0PとＶ0Nの２個は、２レベルインバータと全
く同等のベクトルである。
リッジインバータを、本発明の関連する３レベルと区別
する）が発生し得る出力電圧ベクトルとの関連をも示
す。すなわち、（１）全電圧ベクトルＶ１、Ｖ２、Ｖ
３、Ｖ４、Ｖ５、Ｖ６の６個と、（２）零ベクトルＶ0
のうちのＶ0PとＶ0Nの２個は、２レベルインバータと全
く同等のベクトルである。
【００１３】しかし、（３）半電圧ベクトルＶ01、Ｖ0
2、Ｖ03、Ｖ04、Ｖ05、Ｖ06の６個、（４）中間電圧ベ
クトルＶ12、Ｖ23、Ｖ34、Ｖ45、Ｖ46、Ｖ61の６個、お
よび（２）零ベクトルＶ0 のうちの残りの１個のＶ00
は、３レベルインバータに固有な電圧ベクトルである。
これらの３レベルインバータに固有な電圧ベクトルは、
中性点電位を少なくとも１相が出力することを特徴とす
る。
2、Ｖ03、Ｖ04、Ｖ05、Ｖ06の６個、（４）中間電圧ベ
クトルＶ12、Ｖ23、Ｖ34、Ｖ45、Ｖ46、Ｖ61の６個、お
よび（２）零ベクトルＶ0 のうちの残りの１個のＶ00
は、３レベルインバータに固有な電圧ベクトルである。
これらの３レベルインバータに固有な電圧ベクトルは、
中性点電位を少なくとも１相が出力することを特徴とす
る。
【００１４】これらを空間にとった直交ｄ−ｑ座標上に
次の式を用いて変換する。ここで、Ｖd 、Ｖq は電圧ベ
クトルのそれぞれｄ軸、ｑ軸成分を示し、ＶU 、ＶV 、
ＶWは表２に示す電圧ベクトルのそれぞれＵ、Ｖ、Ｗ相
成分を示す。係数(2/3)1/2は絶対変換を表す。
次の式を用いて変換する。ここで、Ｖd 、Ｖq は電圧ベ
クトルのそれぞれｄ軸、ｑ軸成分を示し、ＶU 、ＶV 、
ＶWは表２に示す電圧ベクトルのそれぞれＵ、Ｖ、Ｗ相
成分を示す。係数(2/3)1/2は絶対変換を表す。
【数１】
【００１５】これらのスイッチングモードは全部で３3
＝２７通り存在するが、インバータの線間出力電圧とし
ては重複しているものがあり、３相３線式負荷に対して
は独立した電圧ベクトルは合計１９種類のみとなる。表
２は以上をまとめたもので、各出力端子Ｕ、Ｖ、Ｗのす
べてのスイッチングモードと、これに対する１９個の出
力電圧ベクトル、および２レベルインバータの７個の電
圧ベクトルとの対応関係等を示す。
＝２７通り存在するが、インバータの線間出力電圧とし
ては重複しているものがあり、３相３線式負荷に対して
は独立した電圧ベクトルは合計１９種類のみとなる。表
２は以上をまとめたもので、各出力端子Ｕ、Ｖ、Ｗのす
べてのスイッチングモードと、これに対する１９個の出
力電圧ベクトル、および２レベルインバータの７個の電
圧ベクトルとの対応関係等を示す。
【００１６】これら電圧ベクトルの大きさ（長さ）は、
インバータ直流電圧を２Ｅとして、表２の各相電位を式
（１）に代入して得られるＶｄ、Ｖｑの２乗和を開平
し、 全電圧ベクトル …… (2/3)1/2・２Ｅ 中間電圧ベクトル … (2/3)1/2・31/2Ｅ 半電圧ベクトル …… (2/3)1/2・Ｅ と求められ、その比はこの順に２：31/2：１となる。以
上の電圧ベクトルを空間にとった直交ｄ−ｑ座標上に図
示すると図５を得る。ただし、表示を簡潔にするため、
電位Ｅは＋記号で、電位−Ｅは−記号でそれぞれ示す。
インバータ直流電圧を２Ｅとして、表２の各相電位を式
（１）に代入して得られるＶｄ、Ｖｑの２乗和を開平
し、 全電圧ベクトル …… (2/3)1/2・２Ｅ 中間電圧ベクトル … (2/3)1/2・31/2Ｅ 半電圧ベクトル …… (2/3)1/2・Ｅ と求められ、その比はこの順に２：31/2：１となる。以
上の電圧ベクトルを空間にとった直交ｄ−ｑ座標上に図
示すると図５を得る。ただし、表示を簡潔にするため、
電位Ｅは＋記号で、電位−Ｅは−記号でそれぞれ示す。
【００１７】このような３レベルインバータについて
は、平成６年３月２９日〜３１日に行われた電気学会全
国大会において、「空間ベクトルＰＷＭによる３レベル
インバータの中性点電位の変動抑制法」として、中性点
電位の変動を抑制する方法の一例が開示されている。
は、平成６年３月２９日〜３１日に行われた電気学会全
国大会において、「空間ベクトルＰＷＭによる３レベル
インバータの中性点電位の変動抑制法」として、中性点
電位の変動を抑制する方法の一例が開示されている。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】すなわち、この方式は
図３に示したように、空間ベクトルの概念を使うことな
く、インバータの出力電圧を制御することができるが、
この出力電圧を空間ベクトルとして表すこともできる。
図３に示したように、空間ベクトルの概念を使うことな
く、インバータの出力電圧を制御することができるが、
この出力電圧を空間ベクトルとして表すこともできる。
【００１９】図６は図３と同様な正弦波三角波比較パル
ス幅変調方式の出力スイッチング状態を空間ベクトルと
して表現したものである。ただし、三相電圧指令値Ｖｕ
* 、Ｖｖ* 、Ｖｗ* の変化は緩慢で、キャリア１周期の
間は一定値に保たれているものと仮定する。図から理解
されるように、電圧ベクトルの配列には一定の順序があ
り、同じ電圧ベクトルが２回ずつキャリア波の周期内で
反復出力される。すなわち電圧ベクトルＶ06→Ｖ05→Ｖ
56→Ｖ06′→Ｖ56→Ｖ05→Ｖ06が順次出力される様子が
示されている。
ス幅変調方式の出力スイッチング状態を空間ベクトルと
して表現したものである。ただし、三相電圧指令値Ｖｕ
* 、Ｖｖ* 、Ｖｗ* の変化は緩慢で、キャリア１周期の
間は一定値に保たれているものと仮定する。図から理解
されるように、電圧ベクトルの配列には一定の順序があ
り、同じ電圧ベクトルが２回ずつキャリア波の周期内で
反復出力される。すなわち電圧ベクトルＶ06→Ｖ05→Ｖ
56→Ｖ06′→Ｖ56→Ｖ05→Ｖ06が順次出力される様子が
示されている。
【００２０】このような方式の欠点は、ソフトウエア制
御を実現する際、その基盤となるハードウエア構成が複
雑となる点である。従来の３相ブリッジインバータの正
弦波三角波比較パルス幅変調方式は、１個のＰＷＭ制御
用マイクロプロセッサで実現できる。このようなマイク
ロプロセッサは内部にキャリア波発生部と波形比較部と
を持ち、外部からキャリア周波数と変調信号とを入力す
るのみで、インバータの６個のスイッチング素子への駆
動信号を得ることができた。しかし本願の関係する３レ
ベルインバータの場合は、２個の三角波キャリアを必要
とする上、スイッチング素子の数も多く、前記のＰＷＭ
制御用マイクロプロセッサ１個で実現することが困難
で、仮にこれを複数個使用するとしても、システムが複
雑化することは明らかである。従ってＰＷＭ制御用マイ
クロプロセッサに依存しない、ソフトウエアのみによる
制御法が必要となる。
御を実現する際、その基盤となるハードウエア構成が複
雑となる点である。従来の３相ブリッジインバータの正
弦波三角波比較パルス幅変調方式は、１個のＰＷＭ制御
用マイクロプロセッサで実現できる。このようなマイク
ロプロセッサは内部にキャリア波発生部と波形比較部と
を持ち、外部からキャリア周波数と変調信号とを入力す
るのみで、インバータの６個のスイッチング素子への駆
動信号を得ることができた。しかし本願の関係する３レ
ベルインバータの場合は、２個の三角波キャリアを必要
とする上、スイッチング素子の数も多く、前記のＰＷＭ
制御用マイクロプロセッサ１個で実現することが困難
で、仮にこれを複数個使用するとしても、システムが複
雑化することは明らかである。従ってＰＷＭ制御用マイ
クロプロセッサに依存しない、ソフトウエアのみによる
制御法が必要となる。
【００２１】また、正弦波三角波比較パルス幅変調方式
の出力電圧ベクトル配列は、制御周期内に同一電圧ベク
トルを２回ずつ反復出力する点冗長性があり、単純化し
てスイッチング周波数を低減する方法の実現が期待され
ていた。
の出力電圧ベクトル配列は、制御周期内に同一電圧ベク
トルを２回ずつ反復出力する点冗長性があり、単純化し
てスイッチング周波数を低減する方法の実現が期待され
ていた。
【００２２】本発明はこの点に鑑みなされたもので、低
価格のディジタルシグナルプロセッサを使用し、ＰＷＭ
機能の内蔵を期待しないソフトウエアのみによる３レベ
ルインバータのＰＷＭ制御法を提供することを目的とし
ている。
価格のディジタルシグナルプロセッサを使用し、ＰＷＭ
機能の内蔵を期待しないソフトウエアのみによる３レベ
ルインバータのＰＷＭ制御法を提供することを目的とし
ている。
【００２３】
【課題を解決するための手段】前記の目的を達成する手
段を一実施例に基づいて以下に説明する。図１は本発明
を実現するためのベクトル図である。ベクトルＶ* はベ
クトル表示された電圧指令で、前記３相電圧指令値Ｖｕ
* 、Ｖｖ* 、Ｖｗ* を式（１）により変換して得られ
る。電圧指令ベクトルＶ* が現在どの位置に存在するか
を判断し、これを挟み込む３個のベクトル、すなわち全
電圧ベクトル、半電圧ベクトル、中間電圧ベクトル、お
よび零ベクトルを分力ベクトルとして制御周期内で順次
出力し、その合成ベクトルが電圧指令ベクトルＶ* と等
しくなるようにするものである。
段を一実施例に基づいて以下に説明する。図１は本発明
を実現するためのベクトル図である。ベクトルＶ* はベ
クトル表示された電圧指令で、前記３相電圧指令値Ｖｕ
* 、Ｖｖ* 、Ｖｗ* を式（１）により変換して得られ
る。電圧指令ベクトルＶ* が現在どの位置に存在するか
を判断し、これを挟み込む３個のベクトル、すなわち全
電圧ベクトル、半電圧ベクトル、中間電圧ベクトル、お
よび零ベクトルを分力ベクトルとして制御周期内で順次
出力し、その合成ベクトルが電圧指令ベクトルＶ* と等
しくなるようにするものである。
【００２４】ベクトル図の対称性から、指令値ベクトル
Ｖ* が図１(a) の０≦θ≦60°で考えればよい。さて、
ベクトルＶ* を前記全電圧ベクトルＶ１とＶ２の成分、
それぞれＶ１* 、Ｖ２* に分解する。すなわち
Ｖ* が図１(a) の０≦θ≦60°で考えればよい。さて、
ベクトルＶ* を前記全電圧ベクトルＶ１とＶ２の成分、
それぞれＶ１* 、Ｖ２* に分解する。すなわち
【数２】
【００２５】図１(a) のようにベクトルＶ* が小三角形
内部にあるとき、すなわち
内部にあるとき、すなわち
【数３】 のとき、半電圧ベクトルを用いて、Ｖ１* 、Ｖ２* をキ
ャリアに相当する制御周期Ｔs 内で次のようにして発生
させる。それぞれの出力時間をＴ１、Ｔ２とすると
ャリアに相当する制御周期Ｔs 内で次のようにして発生
させる。それぞれの出力時間をＴ１、Ｔ２とすると
【数４】 とすればよい。そして、Ｔ１、Ｔ２の残余の時間Ｔ０＝
Ｔs −Ｔ１−Ｔ２に零ベクトルを発信すればよい。その
際、３個の零ベクトル（＋＋＋）、（−−−）、（００
０）のどれを選ぶかは、別の条件、例えば中性点電位の
安定化等から決める。
Ｔs −Ｔ１−Ｔ２に零ベクトルを発信すればよい。その
際、３個の零ベクトル（＋＋＋）、（−−−）、（００
０）のどれを選ぶかは、別の条件、例えば中性点電位の
安定化等から決める。
【００２６】図の小三角形の辺と角との関係から
【数５】
【００２７】これより
【数６】
【００２８】ここでＥは分圧コンデンサの電圧で、イン
バータの直流側電圧の１／２の値である。
バータの直流側電圧の１／２の値である。
【００２９】
【数７】 のときは、図１(b) のようにする。この場合一般性を失
うことなく０≦θ≦30°で考えればよい。すなわちベク
トルＶ* を前記の固定ベクトルＶ１とＶ12の成分の、そ
れぞれＶ１* 、Ｖ12* に分解する。
うことなく０≦θ≦30°で考えればよい。すなわちベク
トルＶ* を前記の固定ベクトルＶ１とＶ12の成分の、そ
れぞれＶ１* 、Ｖ12* に分解する。
【数８】
【００３０】それぞれの出力時間をＴ１、Ｔ12とすると
【数９】
【００３１】このとき、
【数１０】 ならば、式（３）同様ベクトルＶ01を用いる。Ｔ１、Ｔ
12は式（４）と同様
12は式（４）と同様
【数１１】
【００３２】これより、式（５）、（６）と同様にして
【数１２】 なお、零ベクトルの出力時間はＴ０＝Ｔs −Ｔ１−Ｔ12
となる。
となる。
【００３３】成分Ｖ１が
【数１３】 のときには、電流の脈動を低減するためには、Ｖ１* 成
分の発生に全電圧ベクトルＶ１のみではなく、まず半電
圧ベクトルＶ01を用い、不足分をＶ１で補うようにして
もよい。なぜならば、時間幅が狭いＶ１よりも時間幅が
広いＶ01の方が電圧変動が少ないので、電流の脈動も小
さくなる。この場合は式（５）、（６）、（10）、（1
1）を組み合わせることによって、出力時間配分を決定
することができる。中間電圧ベクトルＶ12の方は選択の
自由がなく、その出力時間Ｔ12は一義的に決まるので、
問題は残りの時間Ｔs −Ｔ12を半電圧ベクトルＶ01と全
電圧ベクトルＶ１との時間配分Ｔ01、Ｔ１を決める問題
となる。
分の発生に全電圧ベクトルＶ１のみではなく、まず半電
圧ベクトルＶ01を用い、不足分をＶ１で補うようにして
もよい。なぜならば、時間幅が狭いＶ１よりも時間幅が
広いＶ01の方が電圧変動が少ないので、電流の脈動も小
さくなる。この場合は式（５）、（６）、（10）、（1
1）を組み合わせることによって、出力時間配分を決定
することができる。中間電圧ベクトルＶ12の方は選択の
自由がなく、その出力時間Ｔ12は一義的に決まるので、
問題は残りの時間Ｔs −Ｔ12を半電圧ベクトルＶ01と全
電圧ベクトルＶ１との時間配分Ｔ01、Ｔ１を決める問題
となる。
【００３４】従って、
【数１４】 を解いて
【数１５】 ここで、Ｔ12は式（11）より求められる。なお、このと
きは零ベクトルは出力不要である。
きは零ベクトルは出力不要である。
【００３５】
【発明の効果】以上述べたように、空間ベクトル変調法
は三角波比較方式に比べて、電圧ベクトル出力時間決定
に自由度を備えており、同等のスイッチング周波数で中
性点電位の安定化、低電流脈動化等に対する拡張性を備
えている。
は三角波比較方式に比べて、電圧ベクトル出力時間決定
に自由度を備えており、同等のスイッチング周波数で中
性点電位の安定化、低電流脈動化等に対する拡張性を備
えている。
【図１】本発明の実施例を示すベクトル図である。
【図２】３レベルインバータの構成を示す回路図であ
る。
る。
【図３】３レベルインバータの正弦波三角波比較ＰＷＭ
方式の説明図である。
方式の説明図である。
【図４】シミュレーションによる３レベルインバータの
出力波形図である。
出力波形図である。
【図５】３レベルインバータの出力電圧ベクトル図であ
る。
る。
【図６】ベクトル制御のための３レベルインバータの三
角波比較ＰＷＭの拡大説明図である。
角波比較ＰＷＭの拡大説明図である。
１ 直流電圧電源 ２ 直流リアクトル ３ａ，３ｂ コンデンサ ４ａ〜４ｄ Ｕ相の主スイッチング素子 ５ａ〜５ｄ Ｖ相の主スイッチング素子 ６ａ〜６ｄ Ｗ相の主スイッチング素子 ７ａ〜７ｄ，８ａ〜８ｄ，９ａ〜９ｄ 逆並列ダイオー
ド 14ab，14cd，15ab，15cd，16ab，14cd 中性点クランプ
ダイオード 31 上段の三角波 32 下段の三角波 Ｎ 負側端 Ｏ 中性点 Ｐ 正側端 Ｕ，Ｖ，Ｗ インバータの出力端子 Ｖｕ* ，Ｖｖ* ，Ｖｗ* 各電圧指令値 Ｖ* 電圧指令ベクトル Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３，Ｖ４，Ｖ５，Ｖ６ 全電圧ベクトル Ｖ0P，Ｖ0N，Ｖ00 零ベクトル Ｖ01，Ｖ02，Ｖ03，Ｖ04，Ｖ05，Ｖ06 半電圧ベクトル Ｖ12，Ｖ23，Ｖ34，Ｖ45，Ｖ46，Ｖ61 中間電圧ベクト
ル
ド 14ab，14cd，15ab，15cd，16ab，14cd 中性点クランプ
ダイオード 31 上段の三角波 32 下段の三角波 Ｎ 負側端 Ｏ 中性点 Ｐ 正側端 Ｕ，Ｖ，Ｗ インバータの出力端子 Ｖｕ* ，Ｖｖ* ，Ｖｗ* 各電圧指令値 Ｖ* 電圧指令ベクトル Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３，Ｖ４，Ｖ５，Ｖ６ 全電圧ベクトル Ｖ0P，Ｖ0N，Ｖ00 零ベクトル Ｖ01，Ｖ02，Ｖ03，Ｖ04，Ｖ05，Ｖ06 半電圧ベクトル Ｖ12，Ｖ23，Ｖ34，Ｖ45，Ｖ46，Ｖ61 中間電圧ベクト
ル
Claims (1)
- 【請求項１】 正、負及び中性点の３電位を３相交互に
切り替えることによって得られる３レベル３相出力電位
の組み合わせを空間電圧ベクトル出力として表現すると
ともに、所望の電圧および周波数の指令値を瞬時空間電
圧ベクトルとして表現し前記空間電圧ベクトル出力のう
ちこれと隣接した数個のベクトルの合成ベクトルとして
実現する３相３レベルインバータのＰＷＭ制御におい
て、 低周波低電圧領域すなわち指令電圧ベクトルが短い場合
には、この指令電圧ベクトルと隣接したベクトルのうち
少なくとも１相が中性点電圧を含む短い電圧ベクトルと
零ベクトルとを所定の制御周期内において適宜出力し、
その合成ベクトルが指令ベクトルと一致するように制御
し、 前記中性点を含む短い電圧ベクトルのみでは指令ベクト
ルを実現できなくなる高周波高電圧領域では指令ベクト
ルと隣接するベクトルのうち各相の電位が正および負の
みを出力する長い電圧ベクトルを前記短い電圧ベクトル
に加えて出力することを特徴とする３相３レベルインバ
ータの空間ベクトルＰＷＭ制御方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6240188A JPH08107698A (ja) | 1994-10-04 | 1994-10-04 | 空間ベクトルｐｗｍ制御方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6240188A JPH08107698A (ja) | 1994-10-04 | 1994-10-04 | 空間ベクトルｐｗｍ制御方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08107698A true JPH08107698A (ja) | 1996-04-23 |
Family
ID=17055778
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6240188A Pending JPH08107698A (ja) | 1994-10-04 | 1994-10-04 | 空間ベクトルｐｗｍ制御方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08107698A (ja) |
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0913917A3 (en) * | 1997-10-30 | 2001-04-18 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Control device for selfexciting current source power converter |
| JP2006166596A (ja) * | 2004-12-07 | 2006-06-22 | Nissan Motor Co Ltd | 電力変換装置の制御方法 |
| JP2007306788A (ja) * | 2006-05-09 | 2007-11-22 | Schneider Electric Industries Sas | 変換器を制御するための装置および方法、並びに、当該装置を備える電気変換器 |
| JP2007312598A (ja) * | 2006-04-20 | 2007-11-29 | Daikin Ind Ltd | 電力変換装置 |
| JP2007318994A (ja) * | 2006-04-20 | 2007-12-06 | Daikin Ind Ltd | 電力変換装置 |
| JP2008508002A (ja) * | 2004-07-30 | 2008-03-21 | アエスキュラップ アーゲー ウント ツェーオー カーゲー | 外科用機械及び外科用機械の操作方法 |
| JP2012016260A (ja) * | 2010-06-30 | 2012-01-19 | Jiaotong Univ | 直流−交流変換器の制御装置及びその制御方法 |
| JP2013519342A (ja) * | 2010-01-25 | 2013-05-23 | アーベーベー・リサーチ・リミテッド | 電気変換器を制御する方法 |
| KR20200040475A (ko) * | 2018-10-10 | 2020-04-20 | 한국전력공사 | 최대 변조 전압 확장을 위한 멀티 레벨 인버터 제어 방법 |
-
1994
- 1994-10-04 JP JP6240188A patent/JPH08107698A/ja active Pending
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0913917A3 (en) * | 1997-10-30 | 2001-04-18 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Control device for selfexciting current source power converter |
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| JP2012016260A (ja) * | 2010-06-30 | 2012-01-19 | Jiaotong Univ | 直流−交流変換器の制御装置及びその制御方法 |
| TWI404320B (zh) * | 2010-06-30 | 2013-08-01 | Univ Nat Chiao Tung | 直流／交流轉換器的控制裝置與其控制方法 |
| US8670256B2 (en) | 2010-06-30 | 2014-03-11 | National Chiao Tung University | Controller apparatus for controlling a multiphase multilevel voltage source inverter and a method thereof |
| KR20200040475A (ko) * | 2018-10-10 | 2020-04-20 | 한국전력공사 | 최대 변조 전압 확장을 위한 멀티 레벨 인버터 제어 방법 |
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