JPH0810980Y2 - Ｆｓｋ受信機 - Google Patents
Ｆｓｋ受信機Info
- Publication number
- JPH0810980Y2 JPH0810980Y2 JP1989057855U JP5785589U JPH0810980Y2 JP H0810980 Y2 JPH0810980 Y2 JP H0810980Y2 JP 1989057855 U JP1989057855 U JP 1989057855U JP 5785589 U JP5785589 U JP 5785589U JP H0810980 Y2 JPH0810980 Y2 JP H0810980Y2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- tca
- voltage
- signal
- output
- frequency
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 12
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 9
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 9
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
- 238000000034 method Methods 0.000 description 5
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 2
- 229930186949 TCA Natural products 0.000 description 1
- 229940123445 Tricyclic antidepressant Drugs 0.000 description 1
- 230000035559 beat frequency Effects 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 1
Landscapes
- Networks Using Active Elements (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本考案はFSK受信機に関し、特にジャイレータ・フィ
ルタを用いた直交検波受信方式を採用するFSK受信機に
関する。
ルタを用いた直交検波受信方式を採用するFSK受信機に
関する。
近年集積回路技術の進歩によって受信機の小型化が進
んできた。しかし無線部を例にとると回路の基本方式が
同じであるため集積化が不可能か、あるいは困難な素子
の存在により小型化の限界に近づいているのが現状であ
る。たとえばスーパーへテロダイン受信機においては高
周波、中間周波フィルタ等が大きな面積を必要としてい
る。そこで小型、軽量化のために直交検波受信方式が考
えられている。
んできた。しかし無線部を例にとると回路の基本方式が
同じであるため集積化が不可能か、あるいは困難な素子
の存在により小型化の限界に近づいているのが現状であ
る。たとえばスーパーへテロダイン受信機においては高
周波、中間周波フィルタ等が大きな面積を必要としてい
る。そこで小型、軽量化のために直交検波受信方式が考
えられている。
直交検波受信方式は回線周波数と局部発振周波数とを
等しくしてミキサによって受信周波数と局部発振周波数
のビートをとりだし、低域通過フィルタによりベースバ
ンド信号のみとしこのビートをリミッタ回路で振幅制限
をしたあと復調処理をして復調信号を得る方式である。
直交検波受信方式では、局部発振周波数と回線周波数が
一致しているために中間周波数がゼロとなるので、イメ
ージ周波数が存在しないことが特徴である。このことは
高周波増幅器、中間周波増幅器においてイメージ周波数
を減衰するための選択性の高いフィルタを全く必要とし
ないことを意味している。また隣接チャンネル妨害波を
減衰させるためのチャンネル・フィルタは中間周波数が
ゼロであることから低周波のアクティブフィルタで構成
が可能であり、例えば第４図の回路図に示すような、外
付のCR部品とボルテージフォロア32からなるアクティブ
フィルタがあった。
等しくしてミキサによって受信周波数と局部発振周波数
のビートをとりだし、低域通過フィルタによりベースバ
ンド信号のみとしこのビートをリミッタ回路で振幅制限
をしたあと復調処理をして復調信号を得る方式である。
直交検波受信方式では、局部発振周波数と回線周波数が
一致しているために中間周波数がゼロとなるので、イメ
ージ周波数が存在しないことが特徴である。このことは
高周波増幅器、中間周波増幅器においてイメージ周波数
を減衰するための選択性の高いフィルタを全く必要とし
ないことを意味している。また隣接チャンネル妨害波を
減衰させるためのチャンネル・フィルタは中間周波数が
ゼロであることから低周波のアクティブフィルタで構成
が可能であり、例えば第４図の回路図に示すような、外
付のCR部品とボルテージフォロア32からなるアクティブ
フィルタがあった。
以上述べた従来のFSK受信機は直交検波受信方式を用
いることにより高周波フィルタ、中間周波フィルタ等を
削除することが可能となるために受信機の小型化、軽量
化が実現可能となる。ところが、フィルタの入力信号が
ベースバンド信号であるために周波数が数キロヘルツと
低く、はしご形のアクティブフィルタを構成した場合に
第４図の回路図に示すように時定数の関係から抵抗値を
数百ｋΩと設定した場合にはコンデンサの容量は数千pF
から数万pFとなってしまう。このために集積回路上に前
記コンデンサを実現することが不可能となり、集積回路
の外部に多くの素子を必要とし受信機の小型化、軽量化
に大きなさまたげとなる欠点がある。また外部の回路素
子数を削減するためにバッシブ・フィルタで回路を構成
すると低周波であるためにコイルの値が大きくなり、受
信機の小型化、軽量化に大きなさまたげとなる欠点があ
る。
いることにより高周波フィルタ、中間周波フィルタ等を
削除することが可能となるために受信機の小型化、軽量
化が実現可能となる。ところが、フィルタの入力信号が
ベースバンド信号であるために周波数が数キロヘルツと
低く、はしご形のアクティブフィルタを構成した場合に
第４図の回路図に示すように時定数の関係から抵抗値を
数百ｋΩと設定した場合にはコンデンサの容量は数千pF
から数万pFとなってしまう。このために集積回路上に前
記コンデンサを実現することが不可能となり、集積回路
の外部に多くの素子を必要とし受信機の小型化、軽量化
に大きなさまたげとなる欠点がある。また外部の回路素
子数を削減するためにバッシブ・フィルタで回路を構成
すると低周波であるためにコイルの値が大きくなり、受
信機の小型化、軽量化に大きなさまたげとなる欠点があ
る。
〔課題を解決するための手段〕 本考案のFSK受信機は２値ディジタル信号で周波数シ
フトキーイングされたFSK受信信号の周波数と同一の周
波数で発振する発振器と前記発振器の出力信号を２分岐
して同相信号と90度移相された信号とをそれぞれ局部発
振信号として供給し前記FSK受信信号と混合して互いに9
0度移相されたベースバンド信号を生成する第１および
第２のミキサ回路と前記第１および第２のミキサ回路の
出力信号をそれぞれ雑音帯域制限する第１および第２の
低域通過フィルタと前記第１および第２の低域通過フィ
ルタの出力信号から復調信号を得る直交検波復調回路と
を有するFSK受信機において、 前記第１および第２の低域通過フィルタそれぞれが入
力電圧V1を電圧電流変換する第１のトランスコンダクタ
ンスアンプ（以下トランスコンダクタンスアンプをTCA
という）と、前記第１のTCAの出力信号を入力し前記入
力電圧V1と逆極性電圧に極性変換して前記第１のTCAの
入力に帰還する第２のTCAと、前記第１のTCAの出力部に
接続され他端の等価的接地点との間に電圧Vcを生成する
第１のコンデンサと、前記第１のTCAの出力部に接続さ
れ前記電圧Vcを電圧電流変換する第３のTCAと、前記第
３のTCAの出力部に接続され前記電圧Vcと逆極性電圧に
極性変換して前記第３のTCAの入力に帰還する第４のTCA
と、前記第３のTCAの出力部に接続され他端の等価的接
地点との間に電圧V2を生成する第２のコンデンサとを有
し前記第１から第４までのTCAおよび第１のコンデンサ
により形成される等価的インダクタンスと前記第２のコ
ンデンサとにより前記第１および第２の低域通過フィル
タを形成する。
フトキーイングされたFSK受信信号の周波数と同一の周
波数で発振する発振器と前記発振器の出力信号を２分岐
して同相信号と90度移相された信号とをそれぞれ局部発
振信号として供給し前記FSK受信信号と混合して互いに9
0度移相されたベースバンド信号を生成する第１および
第２のミキサ回路と前記第１および第２のミキサ回路の
出力信号をそれぞれ雑音帯域制限する第１および第２の
低域通過フィルタと前記第１および第２の低域通過フィ
ルタの出力信号から復調信号を得る直交検波復調回路と
を有するFSK受信機において、 前記第１および第２の低域通過フィルタそれぞれが入
力電圧V1を電圧電流変換する第１のトランスコンダクタ
ンスアンプ（以下トランスコンダクタンスアンプをTCA
という）と、前記第１のTCAの出力信号を入力し前記入
力電圧V1と逆極性電圧に極性変換して前記第１のTCAの
入力に帰還する第２のTCAと、前記第１のTCAの出力部に
接続され他端の等価的接地点との間に電圧Vcを生成する
第１のコンデンサと、前記第１のTCAの出力部に接続さ
れ前記電圧Vcを電圧電流変換する第３のTCAと、前記第
３のTCAの出力部に接続され前記電圧Vcと逆極性電圧に
極性変換して前記第３のTCAの入力に帰還する第４のTCA
と、前記第３のTCAの出力部に接続され他端の等価的接
地点との間に電圧V2を生成する第２のコンデンサとを有
し前記第１から第４までのTCAおよび第１のコンデンサ
により形成される等価的インダクタンスと前記第２のコ
ンデンサとにより前記第１および第２の低域通過フィル
タを形成する。
次に、本考案について図面を参照して説明する。
第１図は本考案の実施例の構成図である。マークある
いはスペースの２値デジタル信号で周波数変調された受
信波は、高周波増幅器101で増幅され、２分割されてそ
れぞれミキサ回路102A,Bに入力される。また局部発振周
波数は電圧制御発振回路109より90度移相器108に入力さ
れ位相を＋45度，−45度づつまわされてミキサ回路102
A,Bに入力される。このミキサ回路102A,Bの出力は90度
位相のずれたベースバンド信号が出力される。前述した
ように回線周波数と局部発振周波数は一致しているので
ベースバンド信号はビート周波数となる。低域通過フィ
ルタ103はベースバンドの信号のみを取り出すことと、
雑音の帯域制限を行うものであり、後述するジャイレー
タ・フィルタにより構成されている。ベースバンド信号
は各々リミッタ回路104に入力されて２値化された信号
I,Qが得られ、復調回路105（例えばＤ型フリップクロッ
プ回路）により周波数検波が行われる。この周波数検波
信号は第２図の波形図に示すように、変調されたデータ
の波形をデータＭとすると、変調信号I,Qの位相が90度
変化することにより、出力Ｌも同様に変化してもとのデ
ータＭが復調される。このようにして復調された復調信
号は雑音を取り除くための低域通過フィルタ106を通り
コンパレータ107により２値化され、２値デジタル信号
として出力される。
いはスペースの２値デジタル信号で周波数変調された受
信波は、高周波増幅器101で増幅され、２分割されてそ
れぞれミキサ回路102A,Bに入力される。また局部発振周
波数は電圧制御発振回路109より90度移相器108に入力さ
れ位相を＋45度，−45度づつまわされてミキサ回路102
A,Bに入力される。このミキサ回路102A,Bの出力は90度
位相のずれたベースバンド信号が出力される。前述した
ように回線周波数と局部発振周波数は一致しているので
ベースバンド信号はビート周波数となる。低域通過フィ
ルタ103はベースバンドの信号のみを取り出すことと、
雑音の帯域制限を行うものであり、後述するジャイレー
タ・フィルタにより構成されている。ベースバンド信号
は各々リミッタ回路104に入力されて２値化された信号
I,Qが得られ、復調回路105（例えばＤ型フリップクロッ
プ回路）により周波数検波が行われる。この周波数検波
信号は第２図の波形図に示すように、変調されたデータ
の波形をデータＭとすると、変調信号I,Qの位相が90度
変化することにより、出力Ｌも同様に変化してもとのデ
ータＭが復調される。このようにして復調された復調信
号は雑音を取り除くための低域通過フィルタ106を通り
コンパレータ107により２値化され、２値デジタル信号
として出力される。
次に低域通過フィルタ103に用いられるジャイレータ
・フィルタについて第３図（ａ），（ｂ）の回路図およ
びブロック図を参照して説明する。このジャイレータ・
フィルタは基本的には第３図（ａ）に示すインダクタン
スL1とキャパシタンスC1からなる低域通過フィルタと等
価な機能を有している。第３図（ｂ）において、トラン
スコンダクタンス・アンプ33は電圧・電流変換回路であ
り、入力電位差をV1、出力電流をIoで表せば、トランス
コンダクタンスＧは、下記のように表される。
・フィルタについて第３図（ａ），（ｂ）の回路図およ
びブロック図を参照して説明する。このジャイレータ・
フィルタは基本的には第３図（ａ）に示すインダクタン
スL1とキャパシタンスC1からなる低域通過フィルタと等
価な機能を有している。第３図（ｂ）において、トラン
スコンダクタンス・アンプ33は電圧・電流変換回路であ
り、入力電位差をV1、出力電流をIoで表せば、トランス
コンダクタンスＧは、下記のように表される。
Ｇ＝dIo／dV1 今各電流、各電圧を第３図（ｂ）に示すように設定す
れば I01＝GV1 ……（１−１） I02＝GV2 ……（１−２） I1＝GVc ……（１−３） なる関係が成立する。また、 Vc＝Ic/jωC2 ω：入力角周波数………（２−１） I02＝I01＋Ic ……（２−２） であるので、（２−１〜２）式に（１−１〜３）式を代
入してVcを消去し整理すれば （V1-V2）／I1＝ｊωC2/G・Ｇとなる。これはL1＝C2/
G・Ｇと考えれば （V1-V2）／I1＝ｊωL1 これは第３図（ａ）のフローティングのL1と等価であ
り、L1＝C2/G・Ｇで表現可能である。すなわち、トラン
スコンダクタンスＧが減少すれば同一の容量でＬ値が増
加するようになる。なお、第３図（ｂ）において32はボ
ルテージホロワで、これはインピーダンス変換のために
ジャイレータ・フィルタの前後の用いている。フローテ
ィングのL1はトランスコンダクタンス・アンプ33を４個
とC2を用いることにより実現している。また、31はトラ
ンスコンダクタンス・アンプ33へのバイアス回路であ
る。
れば I01＝GV1 ……（１−１） I02＝GV2 ……（１−２） I1＝GVc ……（１−３） なる関係が成立する。また、 Vc＝Ic/jωC2 ω：入力角周波数………（２−１） I02＝I01＋Ic ……（２−２） であるので、（２−１〜２）式に（１−１〜３）式を代
入してVcを消去し整理すれば （V1-V2）／I1＝ｊωC2/G・Ｇとなる。これはL1＝C2/
G・Ｇと考えれば （V1-V2）／I1＝ｊωL1 これは第３図（ａ）のフローティングのL1と等価であ
り、L1＝C2/G・Ｇで表現可能である。すなわち、トラン
スコンダクタンスＧが減少すれば同一の容量でＬ値が増
加するようになる。なお、第３図（ｂ）において32はボ
ルテージホロワで、これはインピーダンス変換のために
ジャイレータ・フィルタの前後の用いている。フローテ
ィングのL1はトランスコンダクタンス・アンプ33を４個
とC2を用いることにより実現している。また、31はトラ
ンスコンダクタンス・アンプ33へのバイアス回路であ
る。
以上のような構成を用いた低域通過フィルタ103はIC
チップ上に実現可能となる。
チップ上に実現可能となる。
以上説明したように本考案はトランスコンダクタンス
・アンプを用いたジャイレータフィルタを低域通過フィ
ルタとして用いることにより、等価的に大きなコイルを
ICチップ上に実現可能となり、従来RCアクティブフィル
タにより構成していたために必要であった外付部品のC,
RをICチップ内に搭載可能となり、FSK受信機の無線部の
小型化、軽量化に大きな効果がある。
・アンプを用いたジャイレータフィルタを低域通過フィ
ルタとして用いることにより、等価的に大きなコイルを
ICチップ上に実現可能となり、従来RCアクティブフィル
タにより構成していたために必要であった外付部品のC,
RをICチップ内に搭載可能となり、FSK受信機の無線部の
小型化、軽量化に大きな効果がある。
第１図は本考案の一実施例のブロック図、第２図は本実
施例を説明する波形図、第３図（ａ），（ｂ）は第１図
の要部であるジャイレータフィルタの回路図とブロック
図、第４図は従来の低域通過フィルタの回路図である。 101……高周波増幅器、102A,B……ミキサ回路、103……
低域通過フィルタ、104……リミッタ回路、105……復調
回路、106……低域通過フィルタ、107……コンバレータ
回路、108……90度移相器、109……局部発振回路。
施例を説明する波形図、第３図（ａ），（ｂ）は第１図
の要部であるジャイレータフィルタの回路図とブロック
図、第４図は従来の低域通過フィルタの回路図である。 101……高周波増幅器、102A,B……ミキサ回路、103……
低域通過フィルタ、104……リミッタ回路、105……復調
回路、106……低域通過フィルタ、107……コンバレータ
回路、108……90度移相器、109……局部発振回路。
Claims (1)
- 【請求項１】２値ディジタル信号で周波数シフトキーイ
ングされたFSK受信信号の周波数と同一の周波数で発振
する発振器と前記発振器の出力信号を２分岐して同相信
号と90度移相された信号とをそれぞれ局部発振信号とし
て供給し前記FSK受信信号と混合して互いに90度移相さ
れたベースバンド信号を生成する第１および第２のミキ
サ回路と前記第１および第２のミキサ回路の出力信号を
それぞれ雑音帯域制限する第１および第２の低域通過フ
ィルタと前記第１および第２の低域通過フィルタの出力
信号から復調信号を得る直交検波復調回路とを有するFS
K受信機において、 前記第１および第２の低域通過フィルタそれぞれが 入力電圧V1を電圧電流変換する第１のトランスコンダク
タンスアンプ（以下トランスコンダクタンスアンプをTC
Aという）と、 前記第１のTCAの出力信号を入力し前記入力電圧V1と逆
極性電圧に極性変換して前記第１のTCAの入力に帰還す
る第２のTCAと、 前記第１のTCAの出力部に接続され他端の等価的接地点
との間に電圧Vcを生成する第１のコンデンサと、 前記第１のTCAの出力部に接続され前記電圧Vcを電圧電
流変換する第３のTCAと、 前記第３のTCAの出力部に接続され前記電圧Vcと逆極性
電圧に極性変換して前記第３のTCAの入力に帰還する第
４のTCAと、 前記第３のTCAの出力部に接続され他端の等価的接地点
との間に電圧V2を生成する第２のコンデンサとを有し前
記第１から第４までのTCAおよび第１のコンデンサによ
り形成される等価的インダクタンスと前記第２のコンデ
ンサとにより前記第１および第２の低域通過フィルタを
形成することを特徴とするFSK受信機。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1989057855U JPH0810980Y2 (ja) | 1989-05-18 | 1989-05-18 | Ｆｓｋ受信機 |
| CA002014916A CA2014916C (en) | 1989-04-20 | 1990-04-19 | Direct conversion receiver with dithering local carrier frequency for detecting transmitted carrier frequency |
| US07/511,696 US5091921A (en) | 1989-04-20 | 1990-04-20 | Direct conversion receiver with dithering local carrier frequency for detecting transmitted carrier frequency |
| AU53753/90A AU624707B2 (en) | 1989-04-20 | 1990-04-20 | Direct conversion receiver with dithering local carrier frequency for detecting transmitted carrier frequency |
| DE69030838T DE69030838T2 (de) | 1989-04-20 | 1990-04-20 | Direktmischempfänger mit lokaler Trägerzitterfrequenz zur gesendeten Trägerfrequenz-Erfassung |
| EP90304265A EP0394064B1 (en) | 1989-04-20 | 1990-04-20 | Direct conversion receiver with dithering local carrier frequency for detecting transmitted carrier frequency |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1989057855U JPH0810980Y2 (ja) | 1989-05-18 | 1989-05-18 | Ｆｓｋ受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02147952U JPH02147952U (ja) | 1990-12-17 |
| JPH0810980Y2 true JPH0810980Y2 (ja) | 1996-03-29 |
Family
ID=31582941
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1989057855U Expired - Lifetime JPH0810980Y2 (ja) | 1989-04-20 | 1989-05-18 | Ｆｓｋ受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0810980Y2 (ja) |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59144953U (ja) * | 1983-03-17 | 1984-09-27 | 日本電気株式会社 | 周波数シフトキ−イング信号用受信機 |
| JPS6210914A (ja) * | 1985-07-08 | 1987-01-19 | Tokyo Denshi Yakin Kenkyusho:Kk | 合成リアクタンス装置 |
-
1989
- 1989-05-18 JP JP1989057855U patent/JPH0810980Y2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02147952U (ja) | 1990-12-17 |
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