JPH0811090Y2 - 動特性測定装置 - Google Patents
動特性測定装置Info
- Publication number
- JPH0811090Y2 JPH0811090Y2 JP1993036569U JP3656993U JPH0811090Y2 JP H0811090 Y2 JPH0811090 Y2 JP H0811090Y2 JP 1993036569 U JP1993036569 U JP 1993036569U JP 3656993 U JP3656993 U JP 3656993U JP H0811090 Y2 JPH0811090 Y2 JP H0811090Y2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- sine wave
- converter
- signal
- characteristic measuring
- component
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
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Description
【０００１】
【考案の技術分野】本考案はアナログ・ディジタル変換
器（ＡＤＣ）やディジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）
の動特性測定装置に関し、特に変換器出力の雑音成分を
高速かつ正確に測定できる装置に関する。
器（ＡＤＣ）やディジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）
の動特性測定装置に関し、特に変換器出力の雑音成分を
高速かつ正確に測定できる装置に関する。
【０００２】
【従来技術およびその問題点】ADCやDACの動特性におけ
る精度を表現する方法として有効ビット数がある。有効
ビット数についてはたとえば電子科学1981年７月号第18
頁〜第23頁「波形ディジタイザの性能の見分け方」（鍋
島隆成著）中で説明されている。従来は、有効ビット数
を以下のようにして求めていた。
る精度を表現する方法として有効ビット数がある。有効
ビット数についてはたとえば電子科学1981年７月号第18
頁〜第23頁「波形ディジタイザの性能の見分け方」（鍋
島隆成著）中で説明されている。従来は、有効ビット数
を以下のようにして求めていた。
【０００３】図２に示すように、信号源21により正弦波
信号X(t)を発生し、これを測定対象のADC23に与える。A
DC23は正弦信号X(t)をディジタル信号XD(n・Δt)に変換
する。ここでｎは整数、Δtはサンプリング間隔であ
る。このディジタル信号に最も近い正弦波XF(t)を求
め、XD(n・Δt)とXF(t)との差をノイズ成分とする。正弦
波XF(t)と上述のノイズ成分とから有効ビット数やS/N比
を求めることができる。正弦波XF(t)を求めるにあたっ
て、従来は最小自乗法を用いて、直流オフセット付き基
本正弦波、つまりディジタル信号XD(n・Δt)を最も良く
近似する正弦波 XF(t)=AFsin(2πfFt+θF)+CF を求めていた。ADC23の変換特性は図３に示すようにほ
とんどリニアであるので、近似の正弦波XF(t)の周波数f
Fは、ADC23の入力である正弦波信号 X(t)=Asin(2πft+θ)+C の周波数fと同じになる。しかしながら正弦波XF(t)を定
めるためには、他にAF,θF,CFと３つのパラメータを求
めなければならない。これらについて最小自乗法を適用
しようとすると、計算量が極めて多くなってしまう。更
に、求めるべきパラメータ数がこのように多数の場合に
は、最小自乗法では正しい値に収束するという保証はな
い。また、パラメータAFの値としてADC23によってサン
プリングされた値の最大値を用いる方法では、サンプリ
ング・ポイントが正弦波信号X(t)のピークにかかってい
ない場合に大きな誤差を生じるので、好ましいものでは
ない。
信号X(t)を発生し、これを測定対象のADC23に与える。A
DC23は正弦信号X(t)をディジタル信号XD(n・Δt)に変換
する。ここでｎは整数、Δtはサンプリング間隔であ
る。このディジタル信号に最も近い正弦波XF(t)を求
め、XD(n・Δt)とXF(t)との差をノイズ成分とする。正弦
波XF(t)と上述のノイズ成分とから有効ビット数やS/N比
を求めることができる。正弦波XF(t)を求めるにあたっ
て、従来は最小自乗法を用いて、直流オフセット付き基
本正弦波、つまりディジタル信号XD(n・Δt)を最も良く
近似する正弦波 XF(t)=AFsin(2πfFt+θF)+CF を求めていた。ADC23の変換特性は図３に示すようにほ
とんどリニアであるので、近似の正弦波XF(t)の周波数f
Fは、ADC23の入力である正弦波信号 X(t)=Asin(2πft+θ)+C の周波数fと同じになる。しかしながら正弦波XF(t)を定
めるためには、他にAF,θF,CFと３つのパラメータを求
めなければならない。これらについて最小自乗法を適用
しようとすると、計算量が極めて多くなってしまう。更
に、求めるべきパラメータ数がこのように多数の場合に
は、最小自乗法では正しい値に収束するという保証はな
い。また、パラメータAFの値としてADC23によってサン
プリングされた値の最大値を用いる方法では、サンプリ
ング・ポイントが正弦波信号X(t)のピークにかかってい
ない場合に大きな誤差を生じるので、好ましいものでは
ない。
【０００４】本考案は上記従来技術の問題点を解消し、
簡単にかつ正確に正弦波XF(t)を求めることができる動
特性測定装置に関する。
簡単にかつ正確に正弦波XF(t)を求めることができる動
特性測定装置に関する。
【０００５】
【考案の概要】本考案の好ましい実施例によれば、正弦
波信号X(t)が信号源から測定対象の変換器に与えられ
る。この変換器の出力はディスクリート・フーリエ変換
(DFT)にかけられる。その結果得られるスペクトラムか
ら、正弦波信号X(t)の周波数を有する成分及び直流成分
を求める。これにより、変換器出力に最も近い正弦波 XF(t)=AFsin(2πfFt+θF)+CF が求められる。従って、変換器の出力からこの正弦波XF
(t)を引くことにより、雑音成分が得られる。XF(t)と雑
音成分とから有効ビット数が求められる。
波信号X(t)が信号源から測定対象の変換器に与えられ
る。この変換器の出力はディスクリート・フーリエ変換
(DFT)にかけられる。その結果得られるスペクトラムか
ら、正弦波信号X(t)の周波数を有する成分及び直流成分
を求める。これにより、変換器出力に最も近い正弦波 XF(t)=AFsin(2πfFt+θF)+CF が求められる。従って、変換器の出力からこの正弦波XF
(t)を引くことにより、雑音成分が得られる。XF(t)と雑
音成分とから有効ビット数が求められる。
【０００６】
【実施例】以下では測定対象としてADCを採用した場合
を例にあげて本考案を詳述する。
を例にあげて本考案を詳述する。
【０００７】図１に示す本考案の一実施例のブロツク図
において、信号源11は測定対象のADC13へ正弦波信号X
(t)(=Asin(2πft+θ)+C)を与える。ADC13の出力である
ディジタル信号XD(n・Δt)はディスクリート・フーリエ
変換器15によってDFTされる。その結果得られたスペク
トラムを演算装置17に導入する。
において、信号源11は測定対象のADC13へ正弦波信号X
(t)(=Asin(2πft+θ)+C)を与える。ADC13の出力である
ディジタル信号XD(n・Δt)はディスクリート・フーリエ
変換器15によってDFTされる。その結果得られたスペク
トラムを演算装置17に導入する。
【０００８】既に述べたように、ADC13の変換特性は図
３に示すようにほぼリニアであるので、その出力のディ
ジタル信号XD(n・Δt)の周波数成分のなかで一番大きい
成分fFは入力の正弦波信号の周波数ｆであることは明か
である（図４）。
３に示すようにほぼリニアであるので、その出力のディ
ジタル信号XD(n・Δt)の周波数成分のなかで一番大きい
成分fFは入力の正弦波信号の周波数ｆであることは明か
である（図４）。
【０００９】近似された正弦波XF(t)を周波数領域で表
現すると図５に示す通りになる。つまり持ち得る周波数
成分は直流分及びfTの成分である。図５で表現される波
形を図４のものに最も近付けたいのであるから、図５中
の直流分を図４中の直流成分に一致させ、また図５中
のfF成分を図４中のfF成分に一致させれば良い。なお、
図４及び図５はパワー・スペクトラムで示してあるが、
両成分を一致させるにあたっては、フーリエ変換の実部
・虚部の双方を一致させる。
現すると図５に示す通りになる。つまり持ち得る周波数
成分は直流分及びfTの成分である。図５で表現される波
形を図４のものに最も近付けたいのであるから、図５中
の直流分を図４中の直流成分に一致させ、また図５中
のfF成分を図４中のfF成分に一致させれば良い。なお、
図４及び図５はパワー・スペクトラムで示してあるが、
両成分を一致させるにあたっては、フーリエ変換の実部
・虚部の双方を一致させる。
【００１０】図４に示す成分、はADC13の出力のデ
ィジタル信号XD(n・Δt)をDFTすることによって簡単に求
められる。たとえば図７に示すように、ディジタル信号
XD(n・Δt)のサンプリング個数をＮ、tO=N・Δtとすると
き、そのDFTは
ィジタル信号XD(n・Δt)をDFTすることによって簡単に求
められる。たとえば図７に示すように、ディジタル信号
XD(n・Δt)のサンプリング個数をＮ、tO=N・Δtとすると
き、そのDFTは
【００１１】
【数１】
【００１２】となる(n=0,1,2,……,N-1)。この結果の例
を図８に示す。ただし、実際には各H(n/tO)は、H(0/tO)
を除いて、複素数である。ここにおいて、求める直流分
CFは CF=H(0/tO) また、n/tO=fとなるｎを選ぶことにより(図７の場合はn
=2)、H(n/tO)の振幅と位相が夫々AF,θFとなる。
を図８に示す。ただし、実際には各H(n/tO)は、H(0/tO)
を除いて、複素数である。ここにおいて、求める直流分
CFは CF=H(0/tO) また、n/tO=fとなるｎを選ぶことにより(図７の場合はn
=2)、H(n/tO)の振幅と位相が夫々AF,θFとなる。
【００１３】ここで、上のようにして求めたAF,θF,CF
が、最小自乗法によって求まるものと一致することにつ
いて示す。
が、最小自乗法によって求まるものと一致することにつ
いて示す。
【００１４】パーセバルの定理により下式が成立する。
【００１５】
【数２】
【００１６】（パーセバルの定理についてはたとえばE.
O.ブリガム著、宮川・今井訳「高速フーリエ変換」（科
学技術出版社）の第144ページ等を参照されたい）
O.ブリガム著、宮川・今井訳「高速フーリエ変換」（科
学技術出版社）の第144ページ等を参照されたい）
【００１７】最小自乗法とは、ディジタル信号XD(n・Δ
t)から正弦波信号XF(t)を引いたもの（すなわち雑音成
分）についての(1)式の左辺
t)から正弦波信号XF(t)を引いたもの（すなわち雑音成
分）についての(1)式の左辺
【００１８】
【数３】
【００１９】を最小にするようなXF(t)をさがすことで
ある。図４、図５は夫々XD(n・Δt),XF(t)のパワー・ス
ペクトラムである。また図６は図４から図５を引いたも
の（すなわち雑音成分）のパワー・スペクトラムであ
る。(1)式の等号が成立するから、左辺を最小にするX
F(t)は同時に右辺をも最小にする。ここで、正弦波信号
XF(t)は図５に示すように２つのスペクトラム（直流成
分と周波数fF=fの成分）しか持っていない。従って、XD
(n・Δt)-XF(t)についての(1)式の右辺、すなわち図６の
各スペクトラムの合計，を最小にするには、正弦波信号
XF(t)を前述のように定めれば良いことは明らかであ
る。
ある。図４、図５は夫々XD(n・Δt),XF(t)のパワー・ス
ペクトラムである。また図６は図４から図５を引いたも
の（すなわち雑音成分）のパワー・スペクトラムであ
る。(1)式の等号が成立するから、左辺を最小にするX
F(t)は同時に右辺をも最小にする。ここで、正弦波信号
XF(t)は図５に示すように２つのスペクトラム（直流成
分と周波数fF=fの成分）しか持っていない。従って、XD
(n・Δt)-XF(t)についての(1)式の右辺、すなわち図６の
各スペクトラムの合計，を最小にするには、正弦波信号
XF(t)を前述のように定めれば良いことは明らかであ
る。
【００２０】このようにして正弦波信号XF(t)が求まっ
た後は、従来と同様にして、XF(t)と雑音成分とから有
効ビット数やS/N比を求める等してADCの評価を行なう。
た後は、従来と同様にして、XF(t)と雑音成分とから有
効ビット数やS/N比を求める等してADCの評価を行なう。
【００２１】なお、上記実施例においてはADCの動特性
の測定について説明したが、DACについても同様にして
測定できる。この場合については、図１の信号源11とし
て正弦波に相当するコードを発生するコード発生器を用
い、またディスクリート・フーリエ変換器15の入力に、
ADCを設ければ良い。
の測定について説明したが、DACについても同様にして
測定できる。この場合については、図１の信号源11とし
て正弦波に相当するコードを発生するコード発生器を用
い、またディスクリート・フーリエ変換器15の入力に、
ADCを設ければ良い。
【００２２】また、通常はn/tO=fとなる整数ｎが存在す
るようにサンプリング周波数を選択しなければならな
い。しかし、上述のような測定の場合、入力信号の周波
数ｆは既知であるため、これはほとんど制限とはならな
い。更に本願と同一の発明者によって発明され、昭和60
年８月８日付で本願出願人によって出願された特許出願
「ディジタル・フーリエ変換の後処理方法」を用いるこ
とにより、ｎが整数とならない場合であってもAF,θFを
推定できる。ただしこの場合は計算回数は約２倍とな
る。
るようにサンプリング周波数を選択しなければならな
い。しかし、上述のような測定の場合、入力信号の周波
数ｆは既知であるため、これはほとんど制限とはならな
い。更に本願と同一の発明者によって発明され、昭和60
年８月８日付で本願出願人によって出願された特許出願
「ディジタル・フーリエ変換の後処理方法」を用いるこ
とにより、ｎが整数とならない場合であってもAF,θFを
推定できる。ただしこの場合は計算回数は約２倍とな
る。
【００２３】
【効果】以上説明したように、本考案によれば、最小自
乗法を用いた場合にくらべて少ない計算回数で近似正弦
波XF(t)を求めることができ（本考案によれば、必要な
乗算回数はsin及びcosの値に2N回だけでよい）、更に、
求められた近似正弦波は最小自乗法によるものと同じも
のである動特性測定装置が提供される。
乗法を用いた場合にくらべて少ない計算回数で近似正弦
波XF(t)を求めることができ（本考案によれば、必要な
乗算回数はsin及びcosの値に2N回だけでよい）、更に、
求められた近似正弦波は最小自乗法によるものと同じも
のである動特性測定装置が提供される。
【００２４】また最小自乗法では、得られる近似値に
は、繰り返し近似を途中で打切ることによる誤差が含ま
れ、また必ずしも正しい値に収束するという保証もない
のに対し、本発明においては誤差は計算誤差だけであ
り、また常に正しい近似値が求まるという利点もある。
は、繰り返し近似を途中で打切ることによる誤差が含ま
れ、また必ずしも正しい値に収束するという保証もない
のに対し、本発明においては誤差は計算誤差だけであ
り、また常に正しい近似値が求まるという利点もある。
【図１】本考案の一実施例の動特性測定装置のブロック
図。
図。
【図２】動特性の測定を説明するためのブロック図。
【図３】測定対象のADCの変換特性の一例を示す図。
【図４】ADCの出力のDFT結果のパワー・スペクトラムの
一例を示す図。
一例を示す図。
【図５】ADCの出力を最も良く近似する正弦波のパワー
・スペクトラムの一例を示す図。
・スペクトラムの一例を示す図。
【図６】図４から図５を減算した結果得られるパワー・
スペクトラムを示す図。
スペクトラムを示す図。
【図７】ADCの出力のDFTを説明するための図。
【図８】ADCの出力のDFTを説明するための図。
11：信号源 13：ADC 15：ディスクリート・フーリエ変換器 17：演算装置
Claims (3)
- 【請求項１】ディジタル信号とアナログ信号との間の変
換を行う変換器の動特性測定装置において、 前記変換器に正弦波信号を与える手段と、 前記正弦波信号が与えられたとき前記変換器から出力さ
れる出力信号をディスクリート・フーリエ変換する手段
と、 前記ディスクリート・フーリエ変換により得られるスペ
クトラムから前記正弦波信号の周波数に相当する成分と
直流成分を抽出することにより直流オフセット付き基本
正弦波を求め、当該直流オフセット付き基本正弦波を前
記出力信号のディスクリート・フーリエ変換により得ら
れる前記スペクトラムから除去して雑音成分を求める手
段とを設け、 前記出力信号に対して最小自乗法を適用せずに前記出力
信号の雑音成分を求めることができるようにしたことを
特徴とする動特性測定装置。 - 【請求項２】請求項１記載の動特性測定装置において、 前記変換器はアナログ・ディジタル変換器であることを
特徴とする動特性測定装置。 - 【請求項３】請求項１記載の動特性測定装置において、 前記変換器はディジタル・アナログ変換器であることを
特徴とする動特性測定装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1993036569U JPH0811090Y2 (ja) | 1993-06-10 | 1993-06-10 | 動特性測定装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1993036569U JPH0811090Y2 (ja) | 1993-06-10 | 1993-06-10 | 動特性測定装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0641238U JPH0641238U (ja) | 1994-05-31 |
| JPH0811090Y2 true JPH0811090Y2 (ja) | 1996-03-29 |
Family
ID=12473403
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1993036569U Expired - Lifetime JPH0811090Y2 (ja) | 1993-06-10 | 1993-06-10 | 動特性測定装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0811090Y2 (ja) |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5767372A (en) * | 1980-10-15 | 1982-04-23 | Ricoh Co Ltd | Picture editing apparatus |
| JPS58219465A (ja) * | 1982-06-15 | 1983-12-20 | Toshiba Corp | Ｄ／ａコンバ−タ用試験装置 |
| JPS59187233U (ja) * | 1983-05-27 | 1984-12-12 | 関西電力株式会社 | 誤差試験装置 |
-
1993
- 1993-06-10 JP JP1993036569U patent/JPH0811090Y2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0641238U (ja) | 1994-05-31 |
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