JPH08130519A - ステレオ復調回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】ポーラー変調方式のステレオ復調回路出力信号
に直流成分が発生することを防止する。 【構成】コンポジット信号からＰＬＬ回路３で再生され
る副搬送波信号はキャンセル信号発生回路９に印加さ
れ、キャンセル発生回路９から副搬送波キャンセル信号
が発生する。前記副搬送波キャンセル信号は第１加算回
路１０でコンポジット信号と加算され、第１加算回路１
０の出力信号はステレオデコーダー２で前記副搬送波信
号によりステレオ復調される。このようにステレオ復調
前に副搬送波信号をキャンセルすることにより、ステレ
オデコーダー２の出力信号中の直流成分を除去すること
ができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ポーラー変調方式で変
調された信号をステレオ復調するステレオ復調回路の改
良に関する。

【０００２】

【従来の技術】ＦＭステレオ放送の１つとして、ポーラ
ー変調方式によるものが知られている。この方式による
ＦＭステレオ放送は、現在においても世界の一部地域で
実用されている。ポーラー変調方式においては、ステレ
オ和信号（Ｌ＋Ｒ）から成る主チャンネル信号と、３
１．２５ｋＨｚの副搬送波をステレオ差信号（Ｌ−Ｒ）
で振幅変調した副チャンネル信号とを重畳した信号（コ
ンポジット信号）とで主搬送波をＦＭ変調して送信して
いる。ポーラー変調方式で変調された送信信号は、ＦＭ
受信機で受信され、ＦＭ検波された後、図２に示す如き
ステレオ復調回路に印加され、ステレオ復調される。

【０００３】図２において、前段のＦＭ検波回路（図示
せず）で検波されたコンポジット信号はバッファ回路
（１ａ）を介してステレオデコーダー（２）に印加され
る。また、コンポジット信号はバッファ回路（１ｂ）を
介してＰＬＬ回路（３）に印加され、コンポジット信号
に含まれる副搬送波周波数が再生される。また、コンポ
ジット信号はバッファ回路（１ｃ）を介して同期検波回
路（４）に印加され、副搬送波信号により同期検波され
る。ステレオ放送受信時には、副搬送波信号が存在する
ので、同期検波回路（４）から出力信号が発生し、ロー
パスフィルタ（５）において平滑される。ローパスフィ
ルタ（５）の出力信号はトリガ発生回路（６）に印加さ
れ、該トリガ発生回路（６）から前記出力信号に応じた
トリガ信号が発生する。そして、前記トリガ信号により
スイッチ（７）がオン状態となり、ＰＬＬ回路（３）か
らの副搬送波信号がステレオデコーダー（２）に印加さ
れる。その後、ステレオデコーダー（２）において、コ
ンポジット信号がステレオ復調され、ステレオデコーダ
ー（２）から左オーディオ出力信号（Ｌ信号）及び右オ
ーディオ出力信号（Ｒ信号）が発生する。

【０００４】また、モノラル放送時には、副搬送波信号
が存在しないので、同期検波回路（４）から出力信号が
発生せず、従って、トリガ信号も発生しない。その為、
スイッチ（７）はオフ状態となり、ステレオデコーダー
（２）はコンポジット信号のステレオ復調を行わず、入
力コンポジット信号がそのまま出力端子に発生し、モノ
ラル受信が行われる。

【０００５】ところで、ポーラー変調方式のコンポジッ
ト信号は、

【０００６】

【数１】

【０００７】となり、ＰＬＬ回路（３）で前記コンポジ
ット信号から再生される副搬送波信号は、ｓｉｎωｔと
なる。ステレオデコーダー（２）において、このコンポ
ジット信号と副搬送波信号とを掛け算すると、

【０００８】

【数２】

【０００９】となる信号が得られ、さらに、式（２）中
の（１＋Ｌ−Ｒ）をデコードすることにより、Ｌ及びＲ
信号が得られる。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、ステレ
オ時、コンポジット信号と副搬送波信号とを掛け算した
結果、式（２）の如く（Ｌ−Ｒ）信号成分の他に直流成
分が発生する。一方、モノラル時には、オーディオ信号
以外の直流成分は存在しないので、モノラルまたはステ
レオの動作切換時ステレオデコーダー（２）の出力信号
に直流変動が生じ、ショック音が発生するという問題が
あった。

【００１１】また、ステレオデコーダー（２）のステレ
オ動作時に、コンポジット信号をデコードし、Ｌ及びＲ
信号に分離すると、式（２）中の前記直流成分により、
Ｌ及びＲ信号の間のバイアスに差が生じ、Ｌ及びＲ信号
のダイナミックレンジがアンバランスになるという問題
が発生していた。さらに、ステレオ放送の識別及びステ
レオ動作切換え用の信号を得る為には、コンポジット信
号中の副搬送波と再生された副搬送波信号とを同期検波
し平滑する必要があるが、同期検波回路（４）の出力信
号は式（２）のようになるので、ステレオ動作切換が誤
動作しないように同期検波回路（４）の出力信号中の低
周波成分及びビート成分を十分に除去する必要があっ
た。その為には、ローパスフィルタ（５）の遮断周波数
を数Ｈｚ以下に設定しなければならず、ローパスフィル
タを構成するコンデンサー（８）が大容量となり、特に
ＩＣ化には不向きとなっていた。

【００１２】

【課題を解決するための手段】本発明は上述の点に鑑み
成されるものであり、コンポジット信号から副搬送波周
波数を再生するＰＬＬ回路と、前記コンポジット信号を
前記ＰＬＬ回路の出力信号に応じてデコードするステレ
オデコーダーと、前記コンポジット信号と前記ＰＬＬ回
路の出力信号とを同期検波する同期検波回路と、前記同
期検波回路の出力信号を平滑するローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタの出力信号に応じて前記ステレオ
デコーダーに印加されるＰＬＬ回路の出力信号を導通ま
たは遮断させるスイッチとから成るポーラー変調方式の
ステレオ復調回路において、前記ＰＬＬ回路の出力信号
に応じて副搬送波キャンセル信号を発生するキャンセル
信号発生回路と、 前記コンポジット信号に前記副搬送
波キャンセル信号を加算する第１加算回路とを備えたこ
とを特徴とする。

【００１３】また、前記ステレオデコーダーの出力信号
に応じて、前記同期検波回路の出力信号中の低周波成分
を除去する除去回路を備えたことを特徴とする。さら
に、前記ステレオデコーダーの左オーディオ出力信号を
反転する反転回路と、該反転回路の出力信号と前記ステ
レオデコーダーの右オーディオ出力信号とを加算する第
２加算回路と、前記同期検波回路とローパスフィルタと
の間に接続され、前記同期検波回路の出力信号と前記該
第２加算回路の出力信号とを加算する第３加算回路とを
備えたことを特徴とする。

【００１４】さらにまた、前記ステレオデコーダーにお
いて、前記ステレオ復調回路の後段の回路に印加される
左及び右オーディオ出力信号の出力端子と、前記キャン
セル回路に印加される左及び右オーディオ出力信号とを
発生するステレオデコーダーの出力端子を異ならせるこ
とを特徴とする。またさらに、前記ステレオデコーダー
の左及び右オーディオ出力信号の直流成分を比較する比
較回路と、該比較回路の出力信号に応じて、前記副搬送
波キャンセル信号のレベルを可変する可変回路とを備え
たことを特徴とする。

【００１５】

【作用】本発明によれば、コンポジット信号からＰＬＬ
回路で再生される副搬送波周波数を有する信号は、キャ
ンセル信号発生回路に印加され、キャンセル発生回路か
ら副搬送波キャンセル信号が発生する。前記副搬送波キ
ャンセル信号は、第１加算回路でコンポジット信号と加
算され、第１加算回路の出力信号はステレオデコーダー
で前記副搬送波信号によりステレオ復調される。このよ
うにステレオ復調前に副搬送波信号をキャンセルするこ
とにより、ステレオデコーダーの出力信号中の直流成分
を除去することができる。

【００１６】また、ステレオデコーダーから発生する左
オーディオ信号は反転回路で反転され、ステレオデコー
ダーから発生する右オーディオ信号と反転回路の出力信
号とが第２加算回路で加算され、さらに、同期検波回路
の出力信号と第２加算回路の出力信号とを加算すること
により、同期検波回路の出力信号中の低周波成分が除去
される。よって、ローパスフィルタの遮断周波数を低周
波帯に設定することができ、ローパスフィルタを構成す
るコンデンサーの容量を小さくできる。

【００１７】

【実施例】図１は本発明の一実施例を示す回路図であ
り、（９）は副搬送波信号に応じて副搬送波キャンセル
信号を発生するキャンセル信号発生回路、（１０）はコ
ンポジット信号と副搬送波キャンセル信号とを加算する
第１加算回路、（１１）はステレオデコーダ（２）の左
出力信号を反転増幅する第１アンプ、（１２）はステレ
オデコーダ（２）の右出力信号を増幅する第２アンプ、
（１３）は第１アンプ（１１）及び第２アンプ（１２）
の出力信号を加算する第２加算回路、（１４）は第２加
算回路（１３）と同期検波回路（４）との出力信号を加
算する第３加算回路である。尚、従来と同一の回路につ
いては、従来と同一の符号を付し、説明を省略する。

【００１８】図１において、入力端子（１５）に印加さ
れるコンポジット信号は、ポーラー変調方式で変調され
ているので、式（１）の如く表される。前記コンポジッ
ト信号は、バッファ回路（１ｂ）を介してＰＬＬ回路
（３）に印加される。ＰＬＬ回路（３）はコンポジット
信号中の副搬送波信号にロックし、副搬送波信号ｓｉｎ
ωｔを再生する。再生された副搬送波信号はキャンセル
信号発生回路（９）に印加され、前記副搬送波信号に応
じた副搬送波キャンセル信号（−１×ｓｉｎωｔ）が作
成される。副搬送波キャンセル信号は第１加算回路（１
０）に印加され、バッファ回路（１ａ）を介して第１加
算回路（１０）に印加されるコンポジット信号と加算さ
れる。よって、第１加算回路（１０）の出力信号は、

【００１９】

【数３】

【００２０】となり、ステレオデコーダー（２）に印加
される。また、コンポジット信号はバッファ回路（１
ｃ）を介して同期検波回路（４）に印加され、ＰＬＬ回
路（３）からの副搬送波信号によって同期検波されるの
で、同期検波回路（４）の出力信号は式（２）のように
なる。同期検波回路（４）の出力信号は、第３加算回路
（１４）で後述する第２加算回路（１３）の出力信号と
加算され、ローパスフィルタ（５）に印加される。そし
て、ローパスフィルタ（５）の出力信号に応じて、トリ
ガ信号がトリガ発生回路（６）から発生し、前記トリガ
信号によってスイッチ（７）がオン状態、即ち、図示の
状態になる。その為、ＰＬＬ回路（３）から発生する副
搬送波信号がスイッチ（７）を介してステレオデコーダ
（２）に印加される。

【００２１】ステレオデコーダ（２）において、式
（３）で表される第１加算回路（１０）の出力信号とＰ
ＬＬ回路（３）の出力信号とが掛け算され、

【００２２】

【数４】

【００２３】となる信号が発生する。そして、式（４）
の（Ｌ−Ｒ）／２をデコードすることにより、Ｌ及びＲ
信号に分離される。ステレオデコーダ（２）から発生す
るＬ及びＲ信号は、コンデンサー（１６）及び（１７）
でデエンファシスがかけられる。ここで、第１加算回路
（１０）には、式（３）の如く副搬送波信号成分ｓｉｎ
ωｔが含まれていないので、Ｌ及びＲ信号に直流成分は
表れない。

【００２４】また、コンデンサー（１６）及び（１７）
に印加される前記Ｌ及びＲ信号を発生する出力端と異な
るステレオデコーダー（２）の他の出力端から、Ｌ及び
Ｒ信号が第１及び第２アンプ（１１）及び（１２）に印
加される。Ｌ信号は、第１アンプ（１１）において増幅
率−１／２で増幅された後、第２加算回路（１３）に印
加され、Ｒ信号は、第２アンプ（１２）において増幅率
１／２で増幅された後、第２加算回路（１３）に印加さ
れる。よって、第２加算回路（１３）の出力信号は、
（−Ｌ＋Ｒ）／２となり、第３加算回路（１４）に印加
される。第３加算回路（１４）において、同期検波回路
（４）の出力信号と第２加算回路（１３）の出力信号が
加算され、加算された信号は、式（２）より、

【００２５】

【数５】

【００２６】となる。式（５）より、第３加算回路（１
４）の出力信号は直流成分及びビート成分だけとなり、
ローパスフィルタ（５）の遮断周波数をオーディオ信号
成分帯に設定することができる。その為、ローパスフィ
ルタ（５）を構成するコンデンサー（１８）の容量を小
さくすることができる。尚、ステレオデコーダー（２）
の左及び右出力信号は、デエンファシスがかけられてい
ないため、コンポジット信号中の左及び右オーディオ信
号成分と同一の周波数特性を有しているとともに、ステ
レオデコーダー（２）の出力信号に直流成分が含まれて
いないので、同期検波回路（４）の出力信号中の（Ｌ−
Ｒ）成分を確実に除去できる。

【００２７】また、図１において、ステレオデコーダー
（２）から発生するＬ及びＲ信号をそれぞれ増幅率−１
／２、１／２で増幅した後に加算し、（−Ｌ＋Ｒ）／２
の信号を得ているが、前記Ｌ及びＲ信号を増幅率１／２
で増幅した後引き算し、（−Ｌ＋Ｒ）／２の信号を得て
もよい。さらに、前記Ｌ及びＲ信号を増幅率１／２で増
幅した後引き算し、（Ｌ−Ｒ）／２の信号を得て、その
後、第３加算回路（１４）の代わりに引き算回路を設
け、同期検波回路（４）の出力信号と（Ｌ−Ｒ）／２の
信号とを引き算し、同期検波回路（４）の出力信号中の
（Ｌ−Ｒ）成分を除去する。

【００２８】図３は、図１の要部の具体回路例であり、
（１９）は差動対（２０）、（２１）及び（２２）を含
む掛算回路と、電流ミラー回路（２３）、（２４）及び
（２５）とにより構成されるキャンセル信号発生回路、
（２６）は差動対（２７）、（２８）及び（２９）を含
む掛算回路と、電流ミラー回路（３０）及び（３１）と
により構成されるステレオデコーダーである。

【００２９】図３において、ＰＬＬ回路（３）により、
再生された副搬送波信号Ｑ及び＊Ｑは差動対（２０）及
び（２１）に印加され、差動対（２２）に印加される基
準電圧Ｖｒｅｆを、抵抗（３２）及び（３３）で分圧し
た電圧と掛け算される。尚、信号＊Ｑは、信号Ｑの反転
信号を示す。差動対（２０）及び（２１）の出力信号は
それぞれ電流ミラー回路（２３）及び（２４）に供給さ
れる。電流ミラー回路（２３）の出力電流は電流ミラー
回路（２５）に供給され、さらに、電流ミラー回路（２
４）及び（２５）の出力電流は接続点（ｂ）で混合さ
れ、負荷抵抗（３４）に供給される。負荷抵抗（３４）
の一端から発生する信号は副搬送波キャンセル信号とし
て、第１加算回路（１０）において、入力端子（３５）
に印加されるコンポジット信号と加算される。尚、副搬
送波キャンセル信号のレベルは、抵抗（３２）及び（３
３）の分圧比と、負荷抵抗（３４）の値と、定電流源
（３６）の電流値の値で決定される。また、抵抗（３
２）及び（３３）の一方を可変抵抗とし可変すれば、コ
ンポジット信号中の副搬送波のレベルに応じて、副搬送
波キャンセル信号のレベルを可変し、前記副搬送波をキ
ャンセルできる。その後、第１加算回路（１０）の出力
信号は差動対（２９）に印加され、差動対（２７）及び
（２８）に印加される副搬送波信号Ｑ及び＊Ｑと掛け算
される。掛け算することによってコンポジット信号はＬ
及びＲ信号に分離され、差動対（２７）及び（２８）の
出力信号が供給される電流ミラー回路（３０）及び（３
１）の出力端に、Ｌ及びＲ信号がそれぞれ発生する。電
流ミラー回路（３０）の出力信号は負荷抵抗（３７）及
び（３８）に供給され、電流ミラー回路（３１）の出力
信号は負荷抵抗（３９）及び（４０）に供給される。負
荷抵抗（３７）及び（３９）の一端から発生する信号
は、それぞれ、コンデンサー（１６）及び（１７）によ
ってデエンファシスがかけられ、出力端子（４１）及び
（４２）に発生する。また、負荷抵抗（３８）及び（４
０）の一端に発生する信号はそれぞれ第１及び第２アン
プで増幅された後、第２加算回路（１３）で加算され、
後段の第３加算回路（１４）に伝送される。負荷抵抗
（３８）及び（４０）の一端から発生する信号は、後段
に伝送される信号と分離されて、第１及び第２アンプ
（１１）及び（１２）に印加されているので、前記信号
の周波数特性はコンポジット信号中の低周波成分の特性
と等しい。その為、第３加算回路（１４）において、同
期検波回路（４）の出力信号中の低周波成分を確実に除
去できる。

【００３０】また、図４は、本発明の他の実施例であ
り、（４３）はステレオデコーダー（２）の出力信号を
比較する比較回路、（４４）は比較回路（４３）の出力
信号を平滑する平滑回路、（４５）は平滑回路（４４）
の出力信号に応じて利得が制御される可変利得増幅器で
ある。図４において、ステレオデコーダー（２）から発
生するＬ及びＲ信号は、それぞれ比較回路（４３）の
（＋）及び（−）端子に印加され、比較される。その
後、比較回路（４３）の出力信号は平滑回路（４４）で
平滑される。その為、比較回路（４３）及び平滑回路
（４４）において、Ｌ及びＲ信号中に含まれる直流成分
が比較されることと等しくなる。そして、平滑回路（４
４）の出力信号は可変利得増幅器（４５）に印加され、
前記出力信号に応じて副搬送波キャンセル信号のレベル
が可変される。前記左及び右オーディオ信号中の直流成
分に応じてレベルが調整された副搬送波キャンセル信号
は、第１加算回路（１０）に印加される。そして、第１
加算回路（１０）において、コンポジット信号中の副搬
送波信号がキャンセルされる。ここで、可変利得増幅器
（４５）は、平滑回路（４４）の出力レベルが大の時、
可変利得増幅器（４５）の利得が大となり、また、平滑
回路（４４）の出力レベルが小の時、前記利得が小とな
るように成されている。尚、図４の如く、可変利得増幅
器（４５）を設けることにより副搬送波キャンセル信号
のレベルを制御しなくとも、図３の抵抗（３２）または
（３３）の一方を可変抵抗とし、平滑回路（４４）の出
力信号に応じて前記可変抵抗の抵抗値を可変するように
してもよい。

【００３１】

【発明の効果】本発明によれば、再生された副搬送波信
号に応じて副搬送波キャンセル信号を生成し、副搬送波
キャンセル信号をコンポジット信号に加算しているの
で、ステレオ復調回路の出力信号中に不要な直流成分が
発生しなくなり、ステレオ／モノラル切換時の直流変動
によるショック音発生が防止できる。また、前述の不要
な直流成分に起因した左及び右オーディオ信号間のバイ
アス差がなくなり、前記バイアス差による悪影響を防止
できる。

【００３２】また、ステレオ識別のために用いられる同
期検波回路の出力信号から低周波成分を除去した後、前
記出力信号をローパスフィルタで平滑しているので、ロ
ーパスフィルタの遮断周波数をオーディオ信号帯に設定
でき、その為、ローパスフィルタを構成するコンデンサ
ーの容量を小さくできる。特にコンデンサーを低容量化
できるので、ＩＣ化に好適な回路であり、セットの小型
にも好適である。

【００３３】さらに、ステレオ復調回路の後段の回路に
印加されるステレオデコーダーの出力信号と、除去回路
に印加されるステレオデコーダーの出力信号とを発生す
る出力端子を異ならせているので、除去回路において、
前記後段の回路の影響を受けずに、同期検波回路の出力
信号中の低周波成分を除去できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例を示すブロック図である。

【図２】従来例を示すブロック図である。

【図３】本発明の要部を示す回路図である。

【図４】本発明の他の実施例を示すブロック図である。

【符号の説明】

９ キャンセル信号発生回路 １０ 第１加算回路 １１ 第１アンプ １２ 第２アンプ １３ 第２加算回路 １４ 第３加算回路

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】コンポジット信号から副搬送波周波数を再
   生するＰＬＬ回路と、前記コンポジット信号を前記ＰＬ
   Ｌ回路の出力信号に応じてデコードするステレオデコー
   ダーと、前記コンポジット信号と前記ＰＬＬ回路の出力
   信号とを同期検波する同期検波回路と、前記同期検波回
   路の出力信号を平滑するローパスフィルタと、前記ロー
   パスフィルタの出力信号に応じて前記ステレオデコーダ
   ーに印加されるＰＬＬ回路の出力信号を導通または遮断
   させるスイッチとから成るポーラー変調方式のステレオ
   復調回路において、 前記ＰＬＬ回路の出力信号に応じて副搬送波キャンセル
   信号を発生するキャンセル信号発生回路と、 前記コンポジット信号に前記副搬送波キャンセル信号を
   加算する第１加算回路とを備えたことを特徴とするステ
   レオ復調回路。
2. 【請求項２】前記ステレオデコーダーの出力信号に応じ
   て、前記同期検波回路の出力信号中の低周波成分を除去
   する除去回路を備えたことを特徴とする請求項１記載の
   ステレオ復調回路。
3. 【請求項３】前記ステレオデコーダーの左オーディオ出
   力信号を反転する反転回路と、 該反転回路の出力信号と前記ステレオデコーダーの右オ
   ーディオ出力信号とを加算する第２加算回路と、 前記同期検波回路とローパスフィルタとの間に接続さ
   れ、前記同期検波回路の出力信号と前記該第２加算回路
   の出力信号とを加算する第３加算回路とを備えたことを
   特徴とする請求項２記載のステレオ復調回路。
4. 【請求項４】前記ステレオデコーダーにおいて、前記ス
   テレオ復調回路の後段の回路に印加される左及び右オー
   ディオ出力信号の出力端子と、前記キャンセル回路に印
   加される左及び右オーディオ出力信号の出力端子とを異
   ならせることを特徴とする請求項２記載のステレオ復調
   回路。
5. 【請求項５】前記ステレオデコーダーの左及び右オーデ
   ィオ出力信号の直流成分を比較する比較回路と、 該比較回路の出力信号に応じて、前記副搬送波キャンセ
   ル信号のレベルを可変する可変回路とを備えたことを特
   徴とする請求項１記載のステレオ復調回路。