JPH08139779A - デジタル信号復調装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 マルチ・サブキャリア変調方式で変調された
信号を復調する場合に、復調された復調信号におけるシ
ンボル識別点ｄを短時間で精度よく設定する。 【構成】 サブキャリア合成信号の振幅を順次検出する
振幅検出手段２１と、受信信号ａに含まれる所定の基準
シンボル部分に対応する部分の基準振幅を記憶する基準
振幅記憶手段２３と、振幅検出手段にて順次検出される
振幅と基準振幅との相関値を順次求める相関算出手段２
２と、相関算出手段にて順次算出される相関値が最大値
を示した時刻に基づいてシンボル識別点を決定する識別
点決定手段２４とを備えている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はマルチ・サブキャリア変
調方式で変調されたデジタル変調信号を復調するデジタ
ル信号復調装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】一般に、電波を使用するデジタル通信シ
ステムにおいては、データ伝送特性を向上させるため
に、複数のサブキャリアを使用したマルチ・サブキャリ
ア方式が採用される場合がある。このような方式の一種
として各サブキャリアに１６値直交振幅変調方式を採用
したＭ１６ＱＡＭ方式がある。図８は４つのサブキャリ
アを使用したＭ１６ＱＡＭ方式の変調装置を示すブロッ
ク図である。

【０００３】入力端子１から順次入力されるシリアルの
デジタルデータは直列・並列変換部２で４データ毎に分
離され、４ビット毎のパラレルデータとして各直交符号
化部３に入力される。各直交符号化部３から出力された
符号化信号Ｓ₁ 〜Ｓ₄ は次の各送信フィルタ（ベースバ
ンドフィルタ）４でベースバンド信号に変更された後、
各サブキャリア変調器５にてそれぞれのサブキャリア周
波数ω₁ ，ω₂ ，ω₃，ω₄ で変調される。

【０００４】各サブキャリア変調器５から出力された各
変調信号は信号合成器６で信号合成されたのち、ウイン
ド関数変調器７でバースト信号に時間制限される。そし
て、直交変調器８においてキャリア周波数ω_C で直交変
調されて、最終的なＭ１６ＱＡＭ方式の変調信号とな
る。

【０００５】このような構成のデジタル直交変調信号を
復調するデジタル信号復調装置は例えば図９に示すよう
に構成されている。入力端子１１から入力されたマルチ
・サブキャリア方式で直交変調された受信信号ａは同期
検波回路１２へ入力される。この同期検波回路１２は前
記キャリア周波数ω_C で受信信号ａを直交復調して、同
相成分Ｉ(t) と直交成分Ｑ(t) とからなるサブキャリア
合成信号を出力する。したがって、このサブキャリア合
成信号にはキャリア周波数ω_C の成分が含まれずに、図
６（ｂ）に示すように、周波数０を中心としたω₁ ，ω
₂ ，ω₃ ，ω₄ の４つのサブキャリア周波数で変調され
た信号が含まれる。

【０００６】サブキャリア合成信号は次のサブキヤリア
分離回路１３へ入力される。このサブキヤリア分離回路
１３は受信信号ａのサブキャリア数に等しい数のサブキ
ャリア同期検波回路１４と同じくサブキャリア数に等し
い数のサブキャリア分離フィルタ１５とで構成されてい
る。

【０００７】各サブキャリア同期検波回路１４は入力し
たサブキャリア合成信号を上述した４つの周波数ω₁ ，
ω₂ ，ω₃ ，ω₄ のうち自己に対応して周波数で直交復
調を行い復調信号を出力する。各サブキャリア同期検波
回路１４から出力された各復調信号は次の各サブキャリ
ア分離フィルタ１５によって、自己以外のサブキャリア
に対応する信号成分が除去される。

【０００８】サブキヤリア分離回路１３から出力された
各サブキャリアに対応する各復調信号は次の各サブキャ
リアに対応するベースバンドフィルタ１６へ入力され
る。各ベースバンドフィルタ１６は各復調信号に対して
ルートナイキスト・フィルタ演算を実行して、他のシン
ボルと干渉しない各復調信号ｂを出力する。

【０００９】しかし、この各復調信号ｂは時間的に変化
する信号であり、この復調信号ｂを他のシンボルと干渉
しない最適タイミングで信号値を読取る必要がある。各
ベースバンドフィルタ１６から出力された各復調信号ｂ
は次の各シンボル抽出回路１７へ送出される。各シンボ
ル抽出回路１７は識別点検出回路１８からシンボル識別
点ｄが指定される。各シンボル抽出回路１７は入力され
た各復調信号ｂのうちのシンボル識別点ｄが指定する位
置の信号値を抽出して最終的な復調シンボルｃとして出
力する。

【００１０】識別点検出回路１８はサブキヤリア分離回
路１３から出力された各復調信号に含まれる例えば各シ
ンボルの変化タイミング等の特定タイミングを検出し
て、この特定タイミングに対して例えば規定時間遅れた
タイミングをシンボル識別点ｄとしていた。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図９に
示したデジタル信号復調装置においても、まだ解消すべ
き次のような課題があった。すなわち、図９のサブキヤ
リア分離回路１３から出力された各復調信号の信号値
は、当然受信信号ａで伝送されるデータ値に応じて同一
値が継続したり、１シンボル毎に値が反転することもあ
る。よって、この復調信号の信号値変化のタイミングが
直ちに１シンボルの区切りを示すタイミングとはならな
い。

【００１２】よって、識別点検出回路１８においては、
高い精度のシンボル識別点ｄを得るためには、長時間に
亘って復調信号の信号値変化の各タイミングを抽出し
て、これらを統計的に処理して１シンボル毎の区切りの
タイミングを特定する必要がある。この長時間に亘って
復調信号の信号値変化の各タイミングを抽出して、これ
らを統計的に処理する作業は、受信信号ａの受信時間に
依存するので、たとえ処理速度の高いコンピュータを用
いてこの統計処理を実行したとしても、高い精度のシン
ボル識別点ｄを短時間で決定できない。

【００１３】また、１シンボルの区切りタイミングを検
出するためにはサブキヤリア分離回路１３以降から出力
された各復調信号を用いる必要がある。受信信号ａのキ
ャリア周波数ω_C が変動した場合は、同期検波回路１２
の同期検波周波数ω_C に一致しなくなるために、この同
期検波回路１２から出力されたサブキャリア合成信号に
周波数オフセットが生じる。したがって、正しいサブキ
ャリア合成信号を得るためにはこの周波数オフセット量
を測定して、周波数オフセットを補正する必要がある。
そのため、これらの周波数オフセット量を補正するため
に長時間が必要である。

【００１４】よって、デジタル信号復調装置全体として
デジタル変調信号を効率よく復調できない問題が生じ
る。さらに、図９に示したデジタル信号復調装置におい
ては、サブキャリア分離回路１３を構成する各サブキャ
リア同期検波回路１４は、前述した各サブキャリア周波
数ω₁ ，ω₂ ，ω₃ ，ω₄ の変調信号が合成された広い
周波数帯域幅を有したサブキャリア合成信号に対して直
交復調処理を実行する必要がある。

【００１５】その結果、シンボルレートよりも大幅に高
い速度で前記直交復調処理を実行する必要がある。そし
て、例えば、このサブキャリア同期検波回路１４の直交
復調処理を例えばコンピュータで実行する場合は、各サ
ブキャリア同期検波回路１４毎に上述した高速の直交復
調処理を実施する必要があるので、コンピュータの処理
負担が大幅に増加する。

【００１６】特に、サブキャリア数が増大すると、前記
直交復調処理に要する演算量が多くなり、コンピュータ
の処理負担がさらに増加する問題がある。本発明はこの
ような事情に鑑みてなされたものであり、各サブキャリ
ア毎に分離し復調された後の復調信号を使用することな
く、高い精度を有したシンボル識別点を設定でき、簡単
な構成で高速のデジタル変調信号にも適用でき、かつ復
調処理速度を大幅に上昇できるデジタル信号復調装置を
提供することを目的とする。

【００１７】また、サブキャリアによる復調を行ってい
ないサブキャリア合成Ｉ／Ｑ信号又は搬送波による復調
を行っていない受信サブキャリア合成ＩＦ（中間周波
数）信号から直接に複数バンドパスフィルタ演算を実行
することによって、複雑な復調換算処理を実行する必要
があるサブキャリア分離回路を除去でき、簡単な構成で
かつ復調処理能率を大幅に向上できるデジタル信号復調
装置を提供することを目的とする。

【００１８】

【課題を解決するための手段】上記課題を解消するため
に本発明は、マルチ・サブキャリア変調方式で変調され
た受信信号であるサブキャリア合成信号から、シンボル
識別点の各サブキャリア毎の信号値を復調シンボルとし
て出力するデジタル信号復調装置において、サブキャリ
ア合成信号の振幅を順次検出する振幅検出手段と、受信
信号に含まれる所定の基準シンボル部分の振幅と同等の
基準振幅を予め記憶している基準振幅記憶手段と、振幅
検出手段にて順次検出される振幅と基準振幅との相関値
を順次求める相関算出手段と、相関算出手段にて順次算
出される相関値が最大値を示した時刻に基づいてシンボ
ル識別点を決定する識別点決定手段とを備えたものであ
る。

【００１９】また、別の発明のデジタル信号復調装置に
おいては、マルチ・サブキャリア変調方式で変調された
受信信号が入力され、通過中心周波数が各サブキャリア
の周波数に設定され、入力された受信信号に対して複素
バンドパスフィルタ処理を行って複素座標上で回転する
複素受信シンボルを得る複数の複素バンドパスフィルタ
と、各複素バンドパスフィルタにて得られる各複素受信
シンボルに対して逆方向に回転する補正複素数を乗算し
て、複素受信シンボルの回転を停止させて、同相方向と
直交方向の各復調シンボルとして出力する複数のシンボ
ル回転手段とを備えている。

【００２０】さらに別の発明のデジタル信号復調装置に
おいては、マルチ・サブキャリア変調方式で変調された
受信信号をサブキャリア合成信号に復調する同期検波回
路と、同期検波回路から出力されたサブキャリア合成信
号に対して複素バンドパスフィルタ処理を行って複素座
標上で前記各サブキャリアの周波数に対応する方向及び
速度で回転する複素受信シンボルを得る複数の複素バン
ドパスフィルタと、各複素バンドパスフィルタにて得ら
れる各複素受信シンボルに対して逆方向に回転する補正
複素数を乗算して、複素受信シンボルの回転を停止させ
て、同相方向と直交方向の各復調シンボルとして出力す
る複数のシンボル回転手段とを備えている。

【００２１】

【作用】このように構成されたデジタル信号復調装置に
おいては、例えば受信信号から得られるサブキャリア合
成信号は同相成分Ｉ（ｔ）と直交成分Ｑ（ｔ）とからな
る。なお、これらの同相成分Ｉ（ｔ）及び直交成分Ｑ
（ｔ）は各時間的に変化するサブキャリア成分が含まれ
る。そして、この同相成分Ｉ（ｔ）と直交成分Ｑ（ｔ）
とで表されるサブキャリア合成信号の振幅は（Ｉ² ＋Ｑ
² ）^1/2 となる。

【００２２】一方、受信信号のデータ形式が、例えば伝
送すべきデータを伝送フレームに組込んで送信する形式
の場合には、この伝送フレーム内には送信データ以外に
各種の固定データが組込まれている。

【００２３】よって、受信信号の前記固定データに対応
する部分を基準シンボルとし、この受信信号を復調した
前記サブキャリア合成信号における前記基準シンボルに
対応する振幅を基準振幅として記憶保持しておく。そし
て、順次入力される入力信号を復調して得られるサブキ
ャリア信号の振幅を順次検出していき、検出された振幅
と記憶保持された基準振幅との相関が最大値を示した時
刻において、検出された振幅が基準振幅に対応するの
で、この検出時刻に基づいてシンボル識別点が決定可能
となる。

【００２４】したがって、短時間にかつ簡単にシンボル
識別点が正確に定まる。また、別の発明のデジタル信号
復調装置においては、受信信号は中心通過周波数が各サ
ブキャリアの周波数に設定された複素バンドパスフルタ
にて各サブキャリア周波数を中心とするルートナイキス
ト特性に従って複素バンドパスフィルタ処理が実施され
る。

【００２５】その結果、各複素バンドパスフィルタから
出力される信号は、対応するサブキャリア変調信号のみ
を有し、かつナイキスト条件が成立するので、他のシン
ボルに対して干渉しない複素受信シンボルとなる。しか
し、この複素受信シンボルはサブキャリアで直交復調を
行っていないので、複素座標上でシンボル値がサブキャ
リアの周波数に応じた速度及び方向へ回転する。したが
って、このままでは、シンボル値が一義的に定まらない
ので、逆方向に回転する補正複素数を乗算して、この回
転を停止させる。

【００２６】よって、この回転が停止した複素受信シン
ボルから同相方向と直交方向の各復調信号が得られる。
すなわち、複雑な復調換算処理を実行する必要があるサ
ブキャリア分離回路を組込む必要がない。

【００２７】また、別の発明においては、受信信号を一
旦同期検波回路でもってサブキャリア合成信号に復調し
た後において、このサブキャリア合成信号に対して複素
バンドパスフィルタ処理を実施している。この場合、複
素バンドパスフィルタに入力されるサブキャリア合成信
号は周波数０が中心となっているので、複素バンドパス
フィルタ処理速度を低速で実行可能となる。

【００２８】

【実施例】以下本発明の一実施例を図面を用いて説明す
る。図１は実施例のデジタル信号復調装置の概略構成を
示すブロック図である。図９に示す従来のデジタル信号
復調装置と同一部分には同一符号が付してある。

【００２９】入力端子１１から入力されたマルチ・サブ
キャリア方式で直交変調された受信信号ａは同期検波回
路１２へ入力される。この同期検波回路１２は受信信号
ａをこの受信信号ａのキャリア周波数ω_C で直交復調し
て、同相成分Ｉ（ｔ）と直交相成分Ｑ（ｔ）とからなる
サブキャリア合成信号を出力する。

【００３０】サブキャリア合成信号は次のサブキヤリア
分離回路１３へ入力される。このサブキヤリア分離回路
１３は、図９に示したように、受信信号ａのサブキャリ
ア数に等しい数のサブキャリア同期検波回路と同じくサ
ブキャリア数に等しい数のサブキャリア分離フィルタと
で構成されている。

【００３１】そして、入力したサブキャリア合成信号は
各サブキャリア毎に、ω₁ ，ω₂ ，ω₃ ，ω₄ の４つの
周波数のうち自己に対応した周波数で直交復調が行わ
れ、サブキャリア分離フィルタで自己以外のサブキャリ
ア信号が除去される。

【００３２】サブキヤリア分離回路１３から出力された
各サブキャリアに対応する各復調信号は次の各サブキャ
リアに対応するベースバンドフィルタ１６へ入力され
る。変調装置側の各ベースバンドフィルタ４と復調装置
側の各ベースバンドフィルタ１６とを合わせた特性は、
例えば図３（ａ）に示す周波数特性のフィルタで図３
（ｂ）に示すインパルス信号Ｂを入力した場合に図３
（ｃ）に示す時間応答特性を有している。

【００３３】したがって、変調装置側のベースバンドフ
ィルタ４がルートナイキスト特性を有している場合、復
調装置側のベースバンドフィルタ１６においては、各復
調信号ｂに対してルートナイキスト・フィルタ演算を実
行して、図３（ｃ）に示すように、他のシンボルｃと互
いに干渉しない各復調信号ｃを出力する。

【００３４】各ベースバンドフィルタ１６から出力され
た各復調信号ｂは、次の各サブキャリアに対応する各シ
ンボル抽出回路１７へ入力される。各シンボル抽出回路
１７は識別点検出回路２０からシンボル識別点ｄが指定
される。各シンボル抽出回路１７は入力された各復調信
号ｂのうちのシンボル識別点ｄが指定する位置の信号値
を抽出して最終的な復調シンボルｃとして出力する。

【００３５】識別点検出回路２０は、振幅検出部２１、
相関部２２、メモリ２３及び識別点決定部２４とで構成
されてる。振幅検出部２１は同期検波回路１２から出力
された同相成分Ｉ（ｔ）と直交成分Ｑ（ｔ）とからなる
サブキャリア合成信号の振幅を検出する。具体的には、
同相成分Ｉと直交成分Ｑとから振幅の自乗値（Ｉ² ＋Ｑ
² ）を求める。

【００３６】一方、マルチ・サブキャリア方式で直交変
調された受信信号ａのデータ形式は、実施例装置が組込
まれる通信システムにおいては、例えば、デジタル方式
ＭＣＡシステムにおける標準規格（ＲＣＲ ＳＴＤ−３
２．財団法人 電波システム開発センター）で定める図
２（ａ）に示す伝送スロットを有する。

【００３７】この標準規格においては、１伝送スロット
（上り基本スロット）は５３シンボルで構成されてお
り、先頭の５シンボルにプリアンブルが設定され、次に
１シンボルのランプ部が設定され、次の３シンボルに対
してそれぞれ１シンボル毎に同期シンボル(1) 〜(3) が
設定されている。この３つの同期シンボル(1) 〜(3) の
後に７シンボルの送信すべき各データシンボルが順番に
設定される。そして、各データシンボルのパイロットシ
ンボルが挿入されている。そして、伝送スロットの最後
に、１シンボルのランプ部が設定される。

【００３８】このような伝送スロットを有する受信信号
ａを同期検波回路１２で復調して得られるサブキャリア
合成信号の振幅値Ａ（２乗値Ｉ² ＋Ｑ² ）は図２（ｂ）
に示すように変化する。そして、この振幅値は、当然各
シンボルのデータ値によって変化する。

【００３９】しかし、このような伝送スロットにおい
て、送信すべき各データ以外は全て固定値である。した
がって、固定値に対応する振幅値も固定値である。この
実施例においては、受信信号ａにおける各固定値のうち
７シンボル目から９シンボル目までの３シンボル分の同
期シンボル(1) 〜(3) を基準シンボルとし、この受信信
号ａを復調した場合のサブキャリア合成信号における前
記基準シンボルに対応する振幅値の時間Ｔ_S 分の包絡線
波形が基準振幅波形２５として予めメモリ２３に記憶さ
れている。

【００４０】したがつて、この基準振幅波形２５の各波
形位置と伝送フレーム上における各同期シンボル(1) 〜
(3) のシンボルタイミングとは１対１に正確に対応して
いる。よって、このタイミングをシンボル識別点ｄとし
て、このメモリ２３内に記憶されている。

【００４１】振幅検出部２１から順次出力される振幅値
Ａは次の相関部２２へ入力される。相関部２２には前記
メモリ２３から時間Ｔ_S 分の基準振幅波形２５が入力さ
れている。そして、相関部２２は振幅検出部２１から順
次入力される振幅値Ａのうち最新の時間Ｔ_S 分の振幅値
の測定振幅波形を一定サンプリング周期で順次抽出し
て、この順次抽出される測定振幅波形と前記基準振幅波
形２５との相互相関係数値を順次算出していく。

【００４２】そして、識別点決定部２４は、相関部２２
から順次入力される相互相関係数値が最大値を示したサ
ンプリング時刻ｔ_S を検出し、図２（ｄ）に示す所定時
間Ｔd 経過したタイミングで各シンボル抽出回路１７に
対してシンボル識別点ｄを出力する。

【００４３】よって、各シンボル抽出回路１７は入力さ
れた各復調信号ｂのうちのシンボル識別点ｄが指定する
位置の信号値を抽出して最終的な復調シンボルｃとして
出力する。

【００４４】このように構成されたデジタル信号復調装
置においては、シンボル識別点ｄを算出するために、振
幅検出部２１における順次入力されるサブキャリア構成
信号から順次振幅Ａを算出するに要する時間はほぼ無視
できる。よって、所定時間Ｔ_S 分の検出振幅波形と基準
振幅波形２４との間の相互相関係数を算出する時間が最
も処理時間が長い。しかし、この処理時間は例えば高い
処理速度のコンピュータを用いることによって、この処
理時間を容易に短縮できる。また、相互相関係数の最大
点が定まると、シンボル識別点ｄは直ちに定まる。

【００４５】よって、図９に示したサブキャリア分離回
路１３から出力さた各復調信号からシンボル識別点ｄを
算出する従来装置に比較して、シンボル識別点ｄの算出
時間が大幅に短縮される。その結果、信号復調装置とし
ての信号復調処理能率を大幅に向上できる。

【００４６】また、サブキャリア分離回路１３から出力
さた各復調信号を使用していないので、サブキャリア信
号で直交復調する場合に悪影響を与える受信信号ａのキ
ャリ周波数ω_C の周波数オフセットの影響が、実施例の
シンボル識別点ｄ処理に全く影響を与えることはない。
よって、簡単な構成で、高い精度のシンボル識別点ｄを
得ることかできる。その結果、信号復調精度を向上でき
る。

【００４７】図４は本発明の他の実施例に係わるデジタ
ル信号復調装置の概略構成を示すブロック図である。図
１に示す実施例と同一部分には同一符号が付してある。
したがって、重複する部分の詳細説明を省略する。

【００４８】入力端子１１から入力された受信信号ａは
同期検波回路１２において、キャリア周波数ω_C で直交
復調されて同相成分Ｉ（ｔ）と直交成分Ｑ（ｔ）とから
なるサブキャリア合成信号として出力される。したがっ
て、このサブキャリア合成信号には、図６（ｂ）に示す
ように、周波数０を中心とする、ω₁ ，ω₂ ，ω₃ ，ω
₄ の各サブキャリアの変調信号が含まれる。

【００４９】サブキャリア合成信号は識別点検出回路２
０へ入力される共に、各サブキャリアに対応する対応す
る各複素バンドパスフイルタ２６へ入力される。各複素
バンドパスフイルタ２６は中心通過周波数が上述した各
サブキャリアに対応する各周波数ω₁ ，ω₂ ，ω₃ ，ω
₄ に設定されている。したがって、各複素バンドパスフ
イルタ２６はサブキャリア合成信号のうちの自己のサブ
キャリアに対応する周波数成分のみを抽出する。

【００５０】受信信号ａの送信側のベースバンドフィル
タがルートナイキスト特性を有している場合には、この
バンドパスフイルタ２６は、シンボルレートに対応した
ルートナイキスト特性を有する複素バンドパスフイルタ
となる。

【００５１】よって、この各複素バンドパスフイルタ２
６には複素数のサブキャリア合成信号が入力されるの
で、このサブキャリア合成信号に対して複素バンドパス
フイルタ演算を実行して、各サブキャリア毎に、同相成
分Ｉ（ｔ）と直交成分Ｑ（ｔ）とからなる複素受信信号
ｇを出力する。

【００５２】各複素バンドパスフルタ２６から出力され
た各復素受信信号ｇは次の各シンボル検出回路１７へ入
力される。各シンボル検出回路１７は入力された各復素
受信信号ｇのうちのシンボル識別点ｄが指定する位置の
信号値を抽出して復復素受信シンボルｈとして出力す
る。

【００５３】但し、各複素受信シンボルｈに対しては、
各サブキャリアでもって直交復調処理を実施していない
ので、複素座標上において、前記各周波数ω₁ ，ω₂ ，
ω₃，ω₄ に対応した方向及び速度で回転する。このよ
うに回転状態においては、各シンボル値を特定できな
い。

【００５４】そこて、この回転状態の各複素受信シンボ
ルｈを、同じく各サブキャアに対応した各シンボル回転
回路２７へ送出する。各シンボル回転回路２７は入力し
た複素受信シンボルｈに対して逆方向に回転する補正複
素数を乗算して、受信複素受信シンボルｇの回転を停止
させる。

【００５５】具体的には、例えば周波数ω₁ のサブキャ
リアに対するシンボル回転回路２７に入力される複素受
信シンボルｈがＩ₁ ＋ｊＱ₁ で示される場合、この複素
受信シンボルｈはω₁ で示される方向及び速度で回転し
ているので、逆方向に同一速度で回転する補正複素数ｅ
ｘｐ［−ｊω₁ ｔ］を乗算することによって回転が停止
する。

【００５６】そして、回転が停止した状態の各複素受信
シンボルｈから同相方向と直交方向からなる最終的に各
復調シンボルｃを分離して出力する。このように構成さ
れたデジタル信号復調装置においては、高いサンプルレ
ートでかつ複雑な復調換算処理を実行する必要があるサ
ブキャリア分離回路を組込む必要がない。すなわち、シ
ンボル回転回路２７においては、回転処理を通常のシン
ボルレートで実施すればよい。このシンボルレートは当
然サブキャリア合成信号のサンブリングレートより格段
に遅いので、高速処理が必要なコンピータを用いる必要
がない。

【００５７】また、受信信号ａのキャリア周波数ω_C に
対する微小な周波数オフセットが発生した場合は、図９
に示す従来装置においては、復調シンボルｃに対して周
波数オフセットに対する補正を行う必要がある。

【００５８】しかし、実施例装置において、シンボル回
転回路２７で複素受信シンボルｇに対する回転処理を実
施することは、周波数オフセット量を変更する処理でも
ある。よって、受信信号ａのキャリア周波数ω_C に対す
る周波数オフセットを補正する回路を別途設ける必要が
ない。その結果、デジタル信号復調装置の構成がさらに
に簡素化される。

【００５９】図５は本発明のさらに別の実施例に係わる
デジタル信号復調装置の概略構成を示すブロック図であ
る。図４に示す実施例装置と同一部分には同一符号が付
してある。したがって、重複する部分の詳細説明を省略
する。

【００６０】この実施例装置においては、同期検波回路
１２が除去されている。したがって、入力端子１１から
入力された受信ＩＦ（中間周波数）信号ａ₁ は直接各サ
ブキヤリアに対応する各複素バンドパスフイルタ２８へ
入力される。そして、識別点検出回路２０内の振幅検出
部２１は受信ＩＦ信号の振幅を検出する。受信ＩＦ信号
ａ₁ は、ＩＦ周波数をω_IFとすると、各サブキャリアの
各周波数ω_IF＋ω₁ ，ω_IF＋ω₂ ，ω_IF＋ω₃ ，ω_IF＋
ω₄ の各変調信号成分を有する。

【００６１】各複素バンドパスフイルタ２８は、図６
（ａ）に示すように、中心通過周波数が上述した各サブ
キャリアの周波数ω_IF＋ω₁ ，ω_IF＋ω₂ ，ω_IF＋ω
₃ ，ω_IF＋ω₄ に設定されている。したがって、各複素
バンドパスフイルタ２８は受信ＩＦ信号ａ₁ のうちの自
己のサブキャリアに対応する変調信号成分のみを抽出す
る。

【００６２】この各複素バンドパスフイルタ２８には、
実数の受信ＩＦ信号ａ₁ が入力されるので、この受信Ｉ
Ｆ信号ａ₁ に対して複素バンドパスフイルタ演算を実行
して、各サブキャリア毎に、同相成分Ｉ（ｔ）と直交成
分Ｑ（ｔ）とからなる複素受信信号を出力し、シンボル
検出回路２９により、シンボル識別点ｄにおける信号値
を抽出し、図７に示す複素受信シンボルｈを出力する。

【００６３】但し、各複素受信シンボルｈに対しては、
各サブキャリアでもって直交復調処理を実施していない
ので、複素座標上において、前記各周期数ω_IF＋ω₁ ，
ω_IF＋ω₂ ，ω_IF＋ω₃ ，ω_IF＋ω₄ に対応した速度で
回転する。

【００６４】よって、回転状態の各複素受信シンボルｈ
を、同じく各サブキャアに対応した各シンボル回転回路
２９へ送出する。各シンボル回転回路２９は入力した複
素受信シンボルｈに対して逆方向に回転する補正複素数
を乗算して、受信複素受信シンボルｈの回転を停止させ
る。

【００６５】そして、回転が停止した状態の各複素受信
シンボルｈを同相方向と直交方向の各復調シンボルｃと
して出力する。このように構成されたデジタル信号復調
装置においては、図４の実施例装置に比較して、各複素
バンドパスフイルタ２８に入力される信号の周波数が高
いので、サンプリングレートが高くなり、かつ演算処理
量も多くなるが、同期検波回路１２を除去でき、直交復
調装置全体の構成をさらに簡素化できる。

【００６６】なお、本発明は上述した各実施例装置に限
定されるのではない。各実施例装置においては、サブキ
ャリア分離回路１３，ベースバンドフィルタ１６，シン
ボル抽出回路１７，複素バンドパスフィルタ２６，２
８，シンボル回転回路２７，２９及び識別点検出回路２
０はコンピュータのプロクラム等を用いたソフト的手段
で実現しているが、例えばこれらの各回路をハード回路
で実現することも可能である。

【００６７】さらに、実施例のデジタル信号復調装置と
してＭ１６ＱＡＭ方式で変調された直交変調信号を復調
する直交復調装置を用いたが、直交復調に限定されるも
のではなく、例えば、π／４ＱＰＳＫ方式で変調された
変調信号を復調する復調装置であってもよい。

【００６８】

【発明の効果】以上説明したように本発明のデジタル信
号復調装置においては、各サブキャリアに分離する前の
サブキャリア合成信号の振幅と予め記憶された基準振幅
との相関からシンボル識別点を決定している。したがっ
て、サブキャリア合成信号を分離し復調した後の復調信
号を使用する必要がないので、高い精度を有したシンボ
ル識別点を設定でき、かつ簡単な構成で高速のデジタル
変調信号にも適用でき、かつ復調処理速度を大幅に向上
できる。

【００６９】また、キャリアによる直交復調を行ってい
ないサブキャリア合成ＩＦ信号又はサブキャリア周波数
で直交復調を行っていないサブキャリア合成ＩＦ信号か
ら直接に複素バンドパスフィルタ演算を実行することに
よって、複雑な復調換算処理を実行する必要があるサブ
キャリア分離回路を除去でき、簡単な構成でかつ復調処
理能率を大幅に向上できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の一実施例に係わるデジタル信号復調
装置の概略構成を示すブロック図

【図２】 同実施例装置におけるシンボル識別点の決定
手法を示す説明図

【図３】 同実施例装置におけるベースバンドフィルタ
の動作を説明するための図

【図４】 本発明の他の実施例に係わるデジタル信号復
調装置の概略構成を示すブロック図

【図５】 本発明のさらに別の実施例に係わるデジタル
信号復調装置の概略構成を示すブロック図

【図６】 図４及び図５の実施例装置における複数バン
ドパスフィルタの周波数特性を示す図

【図７】 図４及び図５の実施例装置における複素受信
シンボルの回転動作を示す模式図

【図８】 マルチ・サブキャリア変調方式採用した変調
装置の概略構成を示すブロック図

【図９】 従来のデジタル信号復調装置の概略構成を示
すブロック図

【符号の説明】

１１…入力端子、１２…同期検波回路、１３…サブキャ
リア分離回路、１６…ベースバンドフィルタ、１７…シ
ンボル抽出回路、２０…識別点検出回路、２１…振幅検
出部、２２…相関部、２３…メモリ、２４…識別点決定
部、２６，２８…複素バンドパスフィルタ、２７，２９
…シンボル回転回路

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 マルチ・サブキャリア変調方式で変調さ
   れた受信信号であるサブキャリア合成信号から、シンボ
   ル識別点の各サブキャリア毎の信号値を復調シンボルと
   して出力するデジタル信号復調装置において、 前記サブキャリア合成信号の振幅を順次検出する振幅検
   出手段(21)と、 前記受信信号に含まれる所定の基準シンボル部分の振幅
   と同等の基準振幅を予め記憶している基準振幅記憶手段
   (23)と、 前記振幅検出手段にて順次検出される振幅と前記基準振
   幅との相関値を順次求める相関算出手段(22)と、 この相関算出手段にて順次算出される相関値が最大値を
   示した時刻に基づいて前記シンボル識別点を決定する識
   別点決定手段(24)とを備えたデジタル信号復調装置。
2. 【請求項２】 マルチ・サブキャリア変調方式で変調さ
   れた受信信号が入力され、通過中心周波数が前記各サブ
   キャリアの周波数に設定され、前記入力された受信信号
   に対して複素バンドパスフィルタ処理を行って複素座標
   上で回転する複素受信シンボルを得る複数の複素バンド
   パスフィルタ(26)と、 この各複素バンドパスフィルタにて得られる各複素受信
   シンボルに対して逆方向に回転する補正複素数を乗算し
   て、前記複素受信シンボルの回転を停止させて、同相方
   向と直交方向の各復調シンボルとして出力する複数のシ
   ンボル回転手段(27)とを備えたデジタル信号復調装置。
3. 【請求項３】 マルチ・サブキャリア変調方式で変調さ
   れた受信信号をサブキャリア合成信号に復調する同期検
   波回路(12)と、 この同期検波回路から出力されたサブキャリア合成信号
   に対して複素バンドパスフィルタ処理を行って複素座標
   上で前記各サブキャリアの周波数に対応する方向及び速
   度で回転する複素受信シンボルを得る複数の複素バンド
   パスフィルタ(28)と、 この各複素バンドパスフィルタにて得られる各複素受信
   シンボルに対して逆方向に回転する補正複素数を乗算し
   て、前記複素受信シンボルの回転を停止させて、同相方
   向と直交方向の各復調シンボルとして出力する複数のシ
   ンボル回転手段(29)とを備えたデジタル信号復調装置。