JPH0814829B2 - 乗算回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 以下の順序で本発明を説明する。

Ａ 産業上の利用分野 Ｂ 発明の概要 Ｃ 従来の技術 Ｄ 発明が解決しようとする問題点 Ｅ 問題点を解決するための手段（第１図Ａ） Ｆ 作用 Ｇ 実施例 G₁ 第１の原理的実施例の系統図（第１図Ａ） G₂ 第１の実施例（第４図） G₃ 第２の実施例（第５図） G₄ 第２の原理的実施例の系統図（第７図Ａ） G₅ 第３の実施例（第９図） G₆ 第４の実施例（第11図） Ｈ 発明の効果 Ａ 産業上の利用分野 本発明は、変調回路、復調回路、周波数変換回路、あ
るいは位相検波回路に用いて好適な乗算回路に関する。

Ｂ 発明の概要 本発明は乗算回路に関し、被乗算信号に重み付けされ
た複数の信号を所定の位相差を以て繰り返し選択される
スイッチ手段でスイッチングすることで、このスイッチ
ング手段出力から積信号出力を得るようにしたことによ
り、所望次数の高調波成分を抑圧し且つオフセット成分
の発生を低減せしめたものである。

Ｃ 従来の技術 従来から２つの入力信号を乗算回路に入力し、その周
波数の和または差の周波数の信号を得る手段は、変調回
路、復調回路、周波数変換回路、あるいは、位相検波回
路として広範な信号処理回路に応用されている。

第12図は、モノリシックICにおいて広く用いられてい
る乗算回路である。図において、（１）は電源端子、
（2a），（2b）は第１の入力端子、（３）はこれに供給
される第１の入力信号である。第１の入力信号（３）
は、エミッタに夫々帰還抵抗器R_Eを持つ２個のトランジ
スタQ₁,Q₂から成る差動トランジスタ対（４）のベース
間に印加される。（５）はその差動トランジスタ対
（４）の共通電流源である。（6a），（6b）は第２の入
力端子で、これに第２の入力信号（７）が印加される。
第２の入力端子（6a），（6b）は各々トランジスタQ₃,Q
₄及びQ₅,Q₆から構成されるエミッタ共通差動トランジス
タ対（8a）及び（8b）のベース間に接続される。トラン
ジスタQ₃〜Q₆のコレクタは交差接続され、負荷抵抗器R_L
を通じて電源端子（１）及び出力端子（9a），（9b）に
接続される。

次にこの従来技術の応用について簡単に説明する。こ
の乗算回路（10）は、基本的には第１の入力信号（３）
と第２の入力信号（７）を乗算した出力を発生する訳で
あるが、理想的な乗算出力が得られる訳ではない。第１
の入力信号（３）に対し、この乗算回路（10）はほとん
ど線型な動作をする。それはエミッタ帰還抵抗R_Eの効果
である。一方第２の入力信号（７）に対して、この乗算
回路（10）の線型動作領域は極端に狭く通常スイッチン
グ動作に近い条件で使う。この乗算回路（10）を変調回
路や復調回路として用いる場合、第１の入力端子（2
a），（2b）に変調信号あるいは被変調信号を入力し、
第２の入力端子（6a），（6b）に搬送波を供給し、搬送
波に対しては、スイッチングに近いような入力レベルを
設定するのが通常の使用法である。

Ｄ 発明が解決しようとする問題点 叙上の従来構成によると、次の如き問題が生ずる。

（イ）第２の入力端子（6a），（6b）に加えた信号に高
調波成分が発生する。

（ロ）出力のオフセット成分が大きい。

前述したように第２の入力信号（７）に対するこの乗
算回路（10）の線形領域は非常に狭く、概略50mVp-p程
度である。従って通常スイッチングに近い動作レベルに
設定される。第２の入力信号（７）がスイッチング領域
にあるので、必然的に奇数次の高調波成分を含むことに
なる。第２の入力信号（７）のレベルを乗算回路（10）
の線型動作領域内に設定することにより、高調波成分を
抑圧することも可能であるが、出力オフセット電圧が、
相対的に（信号成分が小さくなるので）大きくなる。利
得が第２の信号レベル（７）に依存し、かつ温度特性を
持つといった新たな問題を生ずる。

この乗算回路のオフセット電圧は次式のように表現さ
れる。

V₀＝ｆ（V₁＋V₀ff₁）・ｇ（V₂＋V₀ff₂）＋V₀……（１）
V₁,V₂,V₀は各々第１の入力信号（３）、第２の入力信号
（７）及び出力信号であり、voff₁,voff₂,v₀は各々第１
の入力オフセット電圧、第２の入力オフセット電圧及び
出力オフセット電圧である。第１の入力オフセット電圧
が発生する主原因は、差動トランジスタ対（４）を構成
するトランジスタQ₁,Q₂のベース・エミッタ間電圧の不
整合及び２つの帰還抵抗器R_Eの不整合である。第２の入
力オフセット電圧は主に差動トランジスタ対（8a），
（8b）を構成するトランジスタQ₃,Q₄及びQ₅,Q₆のベース
エミッタ間電圧の不整合に起因する。出力オフセット電
圧は、主に２つの負荷抵抗器R_Lの不整合に起因して発生
する。

以上説明した従来技術の問題点は乗算回路をどのよう
な用途及び目的に応用するかによって、全く問題となら
ない場合もあるし、致命的な欠点となる場合もある。以
下従来技術の問題点が、システム構成上不都合を招く例
として、米国の音声多重TV放送復調システムを取り上
げ、本発明に致った背景を説明する。

第13図は米国音声多重TV放送システムの周波数スペク
トラムを示す。周波数は水平同期周波数f_Hを単位として
定められている。（11）はステレオ信号、Ｌ（左）チャ
ンネル、Ｒ（右）チャンネルの和信号である。差信号
（12）は2f_Hを搬送波としてDSB（両側帯波）変調されて
送られる。（13）は水平同期周波数と同じ周波数のパイ
ロット信号で、差信号（12）を復調する際に2f_Hの搬送
波を復元するために用いられる。（14）はFM変調された
第２音声信号である。この方式の、例えば日本の音声多
重TV放送システムと比較しての特色は、ステレオ放送
に、第２音声信号とが同時に放送可能な点である。（1
5）はテレメトリと呼ばれるもうひとつの信号で、これ
は局間の信号として用いられ、TV受像回路において復元
する必要はない。

第14図は、米国音声多重TV放送システムのステレオ信
号の復調回路部を示す。図において（21）は多重信号の
入力端子、（22）はローパスフィルタで、FM変調された
第２音声信号（14）を抑圧する。破線（23）はPLL（フ
ェイズ・ロックド・ループ）回路で、（24）が位相比較
回路、（25）がループフィルタ、（26）がVCO（電圧制
御発振回路）である。PLL（23）はDSB変調されたステレ
オの差信号（12）を復調するための2f_Hの周波数の副搬
送波を再生するためのもので、VCO（26）は2f_Hで発振
し、（27）の点に再生された副搬送波が得られる。（2
8）は1/2分周回路であり、2f_Hの副搬送波をf_Hの信号に
分周し、パイロット信号（13）と位相比較することによ
り副搬送波を所定の位相に保つ。

（29）はDSB変調された差信号（12）と再生された副
搬送波を乗算することにより、差信号を復調するための
乗算回路である。（30）は、その復調過程で発生する高
域成分を抑圧するためのローパスフィルタである。この
高域成分には、2f_Hの副搬送波とベースバンドの和信号
（11）との積の成分や、副搬送波が正弦波でないために
２・nf_H（ｎは整数）の信号を搬送波として発生する差
信号の成分等を含む。（31）はノイズリダクション装置
のデコード回路で、米国音声多重TV放送システムでは、
弱電界状態での受信時のS/N比の悪化を軽減するため、
例えばdbx-TVノイズリダクション方式と称する装置によ
って差信号をエンコードしたものをデコードする装置で
ある。（32）は、（30）と同一特性を有するローパスフ
ィルタで、DSB変調された差信号成分を抑圧するととも
に、和信号と差信号の位相を同一に保ち、チャンネル分
離度の低下を防ぐ。（33）は75μｓの時定数を有するデ
ィエンファシス回路で、高域雑音を抑圧する目的で施さ
れた送信側のエンファシス特性を補償する。（34）はマ
トリクス回路で、この回路は、和信号、差信号を加減算
し、元の左チャンネル及び右チャンネルの信号を復元す
る。（35），（36）は各々のチャンネルの出力端子であ
る。

このシステムにおいて、本発明の適用の対象となる乗
算回路は、位相比較回路（24）と復調回路（29）であ
る。まず、復調回路（29）について、第12図に示した従
来の乗算回路（10）を用いた場合の問題点について説明
する。この場合の問題点は、再生された２・f_Hの副搬送
波信号の３次高調波である。それは６・f_Hの周波数に対
応する。第13図から明らかなように、6f_Hの近傍には、
第２音声信号（14）とテレメトリ（15）が存在する。復
調された信号には副搬送波の３次高調波とこれらの信号
の積の成分も含まれ、それは可聴帯域内の信号となるの
でフィルタで除去することが出来ず、結局ノイズとな
る。それを防止するため、従来は14図のローパスフィル
タ（22）によって第２音声信号（14）及びテレメトリ信
号（15）を充分減衰させてから復調回路である乗算回路
（29）に入力していた。

次に位相比較回路（24）において発生する問題点につ
いて説明する。この位相比較回路においても前記同様高
調波成分が問題となる。位相検波器の一方の入力は、VC
Oの出力を1/2分周したf_Hの信号で、これには３次高調網
（3f_H）や５次高調波（5f_H）が含まれる。３次高調波
は、ループフィルタ（25）の帯域を狭くしておけば問題
ない。一方５次高調波は、第２音声信号（14）の搬送波
と一致するので、帯域を狭くしてもその影響を取り除く
ことは出来ない。結局ローパスフィルタ（22）によって
充分減衰させておくことが不可欠な訳である。

位相比較回路（24）におけるもうひとつの重要な問題
はオフセット電圧である。第13図からも明らかなように
パイロット信号（13）は、他の信号に対し極めて微弱で
ある。この微弱なレベルのパイロット信号（13）に対し
PLL（23）は正確に位相ロックし正しい位相の副搬送波
を発生できることが要求される。位相検波回路（24）に
オフセット電圧が発生しなければ、VCO（26）の分周出
力と、パイロット信号（13）は90°の位相差でロックす
る。ところがオフセット電圧が発生すると、位相ロック
した状態で定常位相誤差を発生する。極端な場合には位
相ロックできなくなる。

位相ロックできない状態は極端にしても、定常位相誤
差が発生すると、再生された副搬送波とパイロット信号
の位相が狂い、検波感度が低下する。また通常オフセッ
ト電圧が発生すると、温度依存性を持つことから、差信
号の検波感度が変化し、分離度が低下する欠点が生ず
る。本発明は叙上の欠点に鑑みなされたもので、所望次
数の高調波の発生を抑圧し、且つオフセット成分の発生
を低減せしめた乗算回路を提案しようとするものであ
る。

Ｅ 問題点を解決するための手段 本発明による乗算回路は、第１の入力端子（41）に供
給される被乗算信号V_iと、第２の入力端子（119）（119
a）（120）（120a）に供給される乗算信号V₁及びV₂との
積を出力する乗算回路に於いて、被乗算信号V_iを複数の
信号に重み付けする重み付け手段（103）〜（106）と、
複数の信号が所定の位相差を以て繰り返し高調波を含む
上記乗算信号で切り換え選択するスイッチ手段（101）
とを具備し、このスイッチング手段（101）から積信号
出力を得るようにしたものである。

Ｆ 作用 かかる本発明によれば、被乗算信号を重み付け手段を
介して重み付けされた複数の信号を得、この複数の重み
付けされた信号を所定の位相差を以て繰り返しスイッチ
ング手段で切換えることでこのスイッチング手段出力よ
り積の出力を取り出す様に成される。

Ｇ 実施例 以下、本発明の乗算回路を第１図乃至第11図について
詳記する。

G₁ 第１の原理的実施例の系統図 第１図Ａは、本発明の乗算回路の原理的な構成を示す
ための系統図である。第１図Ａに於いて（41）は入力端
子であり、これに被乗算入力信号が加えられる。（40）
は、被乗算入力信号に1,0,−１の係数を掛けた信号を発
生する信号発生手段である。（42）は単位利得の反転増
幅器で、被乗算入力信号をviとすると、その出力信号は
−viとなる。（43），（44）は各々第１及び第２のスイ
ッチで、これらのスイッチをオン／オフすることによっ
て等価的に乗算を行なう。（45）は抵抗器（46）は出力
端子である。第１図Ｂの（47），（48）は、各々第１及
び第２のスイッチ（43），（44）の制御を時間の関数と
して示したものである。この乗算回路は、第２図に示す
ような３つの状態を有する信号（49）を入力信号viに乗
じているのと等価である。即ち第１図Ａにおいて、第１
のスイッチ（43）が閉じている状態では、乗算係数１を
与え、第２のスイッチ（44）が閉じている状態では乗算
係数−１を与え、第１及び第２のスイッチ（43），（4
4）が共に開いている状態では乗算係数０を与える。等
価的な乗算係数を第２図に示すように繰り返し周期t₀と
し、第１及び第２のスイッチ（43），（44）が各々に閉
じている時間をτ/2とすると、この関数の基本波成分及
び高調波成分をフーリエ解析によって調べると次の結果
を得る。

Ｓ（ｎ）＝（4/n・π）・sin（ｎ・π・τ/2・t₀）……
（２） ここでＳ（ｎ）はｎ次の調波の大きさ、ｎは1,3,5,7…
…の奇数で、１が基本波、３以降が奇数次の高調波成分
を表わす。第３図は、τ／t₀と各調波の振幅（Sn）の関
係を示したもで、曲線（51）が基本波成分、曲線（52）
が３次高調波成分、曲線（53）が５次高調波成分の大き
さを示している。式（２）及び第３図は、τ／t₀＝（ｎ
−１）/nを満たす条件においてｎ次高調波が発生しない
ことを示している。

τ／t₀を適当に選ぶことによって、任意の高調波成分
を抑圧できるという性質を、第14図に示した米国音声多
重TV放送システムのステレオ信号復調回路へ応用した場
合の利点について説明する。まずDSB変調された差信号
の復調回路としての乗算回路（29）については、τ／t₀
＝2/3＝0.67と選ぶことにより、再生された副搬送波か
ら３次高調波成分が除去され、３次高調波成分（6f_H）
と第13図の第２音声信号（14）及びテレメトリ信号（1
5）の積の成分が音声帯域内に発生するのを防止するた
めに必要であったローパスフィルタ（22）を不要とする
ことが可能となる。またPLL回路（23）における位相比
較回路（24）においては、分周回路（28）からの出力を
τ／t₀＝4/5＝0.8に選び５次高調波成分（5f_H）を抑圧
する。それによってローパスフィルタ（22）によって第
２音声信号（14）を抑圧することなしにその影響を回避
することが可能となる。

ローパスフィルタ（22）を省略できるということは以
下のような利点を生む。

（イ）回路構成が簡潔になる。

（ロ）ローパスフィルタ（22）の位相歪み（群遅延特
性）に起因する特性劣化を防げる。

（ハ）ローパスフィルタ（22）によるS/Nの比の劣化を
防げる。

次に本発明の第２の特長であるオフセット成分の発生
が少ないことについて説明する。第12図に示した従来の
乗算回路において、オフセット成分の発生については、
前述した。（１）式の各オフセット電圧の成分のうち、
通常出力オフセット電圧v₀が最も問題となり、その主原
因は２つの負荷抵抗器R_Lの抵抗値の相対精度のバラツキ
である。仮にI₀＝2mA,負荷抵抗器R_Lの抵抗値を2KΩとし
２つの負荷抵抗器R_L同志の抵抗値の相対精度のバラツキ
を２％とすると出力のオフセット電圧は約40mVとなる。
負荷抵抗器R_Lの抵抗値や電流I₀を増やすと出力の信号成
分も増えるが、オフセット電圧も増えるので、相対的な
オフセット成分は変化しない。一方第１図の本発明の乗
算回路については、オフセット成分は、反転増幅器（4
2）と第１及び第２のスイッチ（43），（44）において
発生する。これらのオフセット電圧は主にトランジスタ
のベース・エミッタ間電圧のバラツキに起因し、良好に
設計されていれば各々２〜3mV程度に納まり、全て総合
しても典型的には5mV程度に納めることは充分可能であ
る。

また本発明におけるオフセット電圧は、入出力の信号
レベルとは無関係なので、信号レベルを大きく設定すれ
ば相対的にオフセット成分を減ずることが可能である。

G₂ 第１の実施例 第４図は本発明の乗算回路の具体例を示すもので、図
に於いて、トランジスタQ₇〜Q₁₂で構成された差動トラ
ンジスタ対（61），（62），（63）のトランジスタQ₇,Q
₉,Q₁₁のコレクタ及びトランジスタQ₈,Q₁₀,Q₁₂のコレク
タは夫々共通接続される。カレントミラー回路（64）を
構成する一方のトランジスタ（ダイオード接続）Q₁₆の
コレクタはトランジスタQ₇,Q₉,Q₁₁の共通コレクタに接
続される。カレントミラー回路（64）を構成する他方の
トランジスタQ₁₇のコレクタは、エミッタフォロワ回路
（65）を構成するトランジスタQ₁₈のベースと、トラン
ジスタQ₈,Q₁₀,Q₁₂の共通コレクタに接続されている。カ
レントミラー回路（64）のトランジスタQ₁₆,Q₁₇はエミ
ッタを共通接続して電源端子（１）に接続されている。
又、エミッタフォロワ回路（65）のトランジスタQ₁₈の
コレクタは電源端子（１）に接続され、エミッタは出力
端子（46）と電流源（5b）に接続され、電流源（5b）の
一端は接地されている。トランジスタQ₈,Q₁₀,Q₁₂のベー
スは出力端子（46）に接続され、トランジスタQ₁₁のベ
ースは接地されている。トランジスタQ₇のベースには入
力端子（41）からの被乗算入力信号viが供給される。ト
ランジスタQ₉のベースには、入力端子（41）からの被乗
算入力信号−viが反転増幅器（42）で反転された信号が
供給される。乗算信号（47），（48）が加えられる端子
（70），（71）はトランジスタQ₁₃,Q₁₄のベースに接続
され、トランジスタQ₁₅のベースは一端を接地したバイ
アス電圧源（69）に接続されている。トランジスタQ₁₃,
Q₁₄,Q₁₅のコレクタは差動トランジスタ対（61），（6
2），（63）の共通エミッタに夫々接続され、トランジ
スタQ₁₃,Q₁₄,Q₁₅のエミッタは共通接続されて電流源（5
a）に接続され、電流源（5a）の一端は接地されてい
る。

上述の構成に於いて、差動トランジスタ対（61），
（62），（63）は、これらの共通コレクタに接続したカ
レントミラー回路（64）及びエミッタフォロワ回路（6
5）と共に電圧フォロワを形成し、差動トランジスタ対
（61），（62），（63）のいずれが電圧フォロワの入力
として選択されるかは、スイッチング回路（66），（6
7），（68）を構成するトランジスタQ₁₃〜Q₁₅のいずれ
に電流が流れるかによって決まる。乗算信号（47）及び
（48）がともに低レベルであった場合、差動トランジス
タ対（63）が能動状態となり、出力端子（46）の出力は
ゼロとなる。次に乗算信号（47）が高レベルとなると差
動トランジスタ対（61）が能動状態となり、出力端子
（46）には入力端子（41）の被乗算信号viが現われる。
乗算信号（48）が高レベルとなると、差動トランジスタ
（62）が能動となり被乗算信号viを反転増幅器（42）に
よって反転した信号−viが出力端子（46）に現われるこ
とによって乗算が成される。

G₃ 第２の実施例 第５図は、本発明の乗算回路の他の実施例である。こ
の実施例では、第４図における反転増幅器（42）が省略
されている。即ち、差動トランジスタ対（66）が能動の
場合、この回路は電圧フォロワとして機能し、被乗算信
号viを出力端子（46）に伝える。一方差動トランジスタ
対（62）が能動の場合には、被乗算信号viは抵抗器（8
1）を介して加わり、一方抵抗器（82）を介して帰還が
かかる。抵抗器（81）及び（82）が等しければこの回路
は単位利得の反転増幅器を構成し、出力端子（46）には
−viが現われる。この実施例は、反転増幅器とスイッチ
ング回路を兼用した実施例であり、回路構成を簡略化で
きる利点を有する。その反面、周波数特性を考えると、
第４図の実施例の如く、電圧フォロワとしてスイッチン
グ回路を構成する方がスイッチング速度が速いので、周
波数が高い場合には、第４図の実施例のように、反転増
幅器（42）とスイッチング回路を分離した方が特性は優
れている。次にスイッチ回路を制御するスイッチング信
号（47），（48）の発生手段について説明する。最も簡
単な方法のひとつは、VCOをｎ倍の周波数で発振させて
おき、それを分周し、その出力からロジック回路により
任意のパルス幅の信号を取り出す方法である。この方法
は精度に優れる反面回路構成は複雑となる。第６図はア
ナログ的なスイッチング信号発生手段を示す。（91）は
入力信号としての三角波で、入力端子（92）に印加され
る。（93），（94）は比較器、（95），（96）はその閾
電圧V,−Ｖの電源である。（97），（98）は各々の比較
器の出力信号で、各々、V,−Ｖを越えた区間がスイッチ
ングパルスとして出力される。この手段は精度は若干劣
るが、構成が簡単で、パルス幅（τ／t₀）の選択が任意
なことが特徴である。

G₄ 第２の原理的実施例の系統図 上述の各実施例に於ては３状態のスイッチ回路によっ
て３段階の正弦波近似を行なうことで、第３又は第５次
高調波成分のどちらか１つを抑圧した場合を述べたが、
４状態のスイッチ回路によって４段階に正弦波近似を行
なって第３次高調波と第５次高調波を同時に抑圧する場
合の実施例を以下に説明する。第７図Ａは本発明の乗算
回路の第２の原理的実施例を示すための回路図である。
図で第１図と同一部分には同一符号を付して重複説明を
省略する。（40）は被乗算信号viに1,a,−a,−１の係数
を掛けた信号を発生する信号発生手段である。入力端子
（41）は抵抗値が（１−ａ）Ｒの抵抗器（103）及び抵
抗値がaRの抵抗器（104）の直列回路を通じて接地され
る。反転増幅器（42）の出力端は抵抗値が（１−ａ）Ｒ
の抵抗器（106）及び抵抗値がaRの抵抗器（105）の直列
回路を通じて接地される。入力端子（41）に加えられる
被乗算信号viは、スイッチ（101）の第１の接点ａと、
抵抗値が（１−ａ）Ｒの抵抗器（103）を介して第２の
接点ｂとに供給される。抵抗値が（１−ａ）Ｒの抵抗器
（103）と抵抗値がaRの抵抗器（104）は直列接続され、
抵抗値がaRの抵抗器（104）の一端は接地される。一
方、入力端子（41）に加えられた被乗算信号viは、反転
増幅器（42）によって反転され、その反転された信号−
viがスイッチ（101）の第４の接点ｄと、抵抗値が（１
−ａ）Ｒの抵抗器（106）を介して第３の接点ｃとに供
給される。抵抗値が（１−ａ）Ｒの抵抗器（106）と抵
抗値がaRの抵抗値（105）は直列接続され、抵抗値がaR
の抵抗器（105）の一端は接地される。スイッチ（101）
の可動接片ｅは出力端子（46）に接続されている。上述
のように抵抗器（103）〜（106）の抵抗値の比が設定さ
れているから、接点a,b,c,dにはvi,avi,−avi,−viの電
圧が加えられることになる。

第７図Ｂの（102）はスイッチ（101）の切換状態を時
間の関数として示したもので、b-a-b-c-d-cを１周期t₀
として繰り返す。この第７図Ａの回路は、被乗算信号vi
に、第８図に示すような４つの状態を有する波形を乗算
したことと等価である。同図に示したように、繰り返し
周期をt₀、乗算係数１、または−１をとる区間をτ/2,
その間において乗算係数のa,−ａを取る区間を各々（t₀
−τ）/4とする。この状態において、この関数の基本波
成分及び高調波成分をフーリエ解析によって求めると、
次の結果が得られる。

Ｓ（ｎ）＝（4/n・π）・〔ａ・(-1)^(n-1)/2＋ａ・sin
（ｎ・π・τ/2・t₀）〕 ……（３） ここでＳ（ｎ）は（２）式と同じｎ次（ｎ＝1,3,5,7）
の調波の大きさであり、τ／t₀は1/2に選ぶことが最も
利用価値が高い。その理由は、第１に と選ぶことにより、第３次及び第５次高調波成分を同時
に発生しないようにできるからであり、第２にτ／t₀＝
1/2の条件は、それに必要な信号を簡単な論理回路によ
って、容易に発生できるからである。

次にτ／t₀及びａを適当に設定することにより、任意
の高調波成分を抑圧できるという特徴を第14図に示した
米国音声多重TV放送システムのステレオ信号復調回路へ
応用した場合、まずDSB変調された差信号の復調回路と
しての乗算回路（29）においては、再生された副搬送波
に３次高調波6f_Hが含まれなければ、第13図の第２音声
信号（14）及びテレメトリ信号（15）と6f_Hの積の成分
が、音声帯域内に発生することを考慮することが不要と
なり、ローパスフィルタ（22）が必要なくなる。またPL
L回路（23）においては、分周回路（28）の出力（f_H）
に含まれる５次高調波と第２音声信号の干渉が問題であ
り、ローパスフィルタ（22）を必要としたが、５次高調
波が含まれなければローパスフィルタ（22）は不要とな
る。更にオフセットについても（１）式の出力オフセッ
ト電V₀が最も問題となる、第７図Ａに示した本発明の乗
算回路では、反転増幅器（42）とスイッチ（101）がオ
フセット電圧を発生するが第１の実施例で説明したと同
様の理由でオフセットを少くすることが可能である。

G₅ 第３の実施例 第９図は本発明の乗算回路の他の実施例を示す回路図
である。図で、（110），（111），（112），（113）は
トランジスタQ₂₀,Q₂₁,Q₂₂,Q₂₃,Q₂₄,Q₂₅,Q₂₆,Q₂₇からな
る差動トランジスタ対であり、トランジスタ（ダイオー
ド接続）Q₂₈及びトランジスタQ₂₉で構成されたカレント
ミラー回路（114）と、トランジスタQ₃₀で構成されたエ
ミッタフォロワ回路（115）とで、４スイッチ回路とし
て機能する電圧フォロワ回路を形成している。差動トラ
ンジスタ（110）〜（113）を構成する一方のトランジス
タQ₂₀,Q₂₂,Q₂₄,Q₂₆のコレクタは共通接続されてカレン
トミラー回路（114）用のトランジスタQ₂₈のコレクタ及
びベース並びにトランジスタQ₂₉のベースに接続されて
いる。差動トランジスタ対（110）〜（113）を構成する
他方のトランジスタQ₂₁,Q₂₃,Q₂₅,Q₂₇のコレクタは共通
接続され、カレントミラー回路（114）用のトランジス
タQ₂₉のコレクタとエミッタフォロワ回路（115）を構成
するトランジスタQ₃₀のベースに接続され、エミッタフ
ォロワ回路（115）用トランジスタQ₃₀とカレントミラー
回路（114）用のトランジスタQ₂₈,Q₂₉のコレクタは共通
接続されて電源端子（１）に接続されている。差動トラ
ンジスタ対（110）〜（113）の入力となるトランジスタ
Q₂₀,Q₂₂,Q₂₄,Q₂₆の各ベースには、入力端子（41）に加
えられる被乗算信号viが供給される。即ち、トランジス
タQ₂₀のベースには被乗算信号viが直接供給される入力
端子（41）と直接接続され、トランジスタQ₂₂のベース
は抵抗値（１−ａ）Ｒの抵抗器（103）を介して入力端
子（41）と接続され、トランジスタQ₂₆のベースは反転
増幅器（42）を介して被乗算信号viを反転して加える様
に接続され、更に、トランジスタQ₂₄のベースは反転増
幅器（42）と抵抗値（１−ａ）Ｒの抵抗器（106）を介
して入力端子（41）と接続されて、各々1,a,−a,−１の
係数によって重み付けが与えられた被乗算信号viが夫々
トランジスタQ₂₀,Q₂₂,Q₂₄,Q₂₆の各ベースに付与される
様になされる。トランジスタQ₂₁,Q₂₃,Q₂₅,Q₂₇のベース
は共通接続され、出力端子（46）と電流源（5b）に接続
され、エミッタフォロワ回路（115）を構成するトラン
ジスタQ₃₀のエミッタは出力端子（46）と電流源（5b）
に接続されている。差動トランジスタ対（110），（11
1），（112），（113）を構成するトランジスタQ₂₀,Q₂₁
とQ₂₂,Q₂₃と、Q₂₄,Q₂₅とQ₂₆,Q₂₇の４組のエミッタは夫
々共通接続されて、差動トランジスタ対（116），（11
7）を構成しているトランジスタQa,Qb・Qc,Qdのコレク
タに接続される。トランジスタQa,QbとQc,Qdのベースは
共通接続されて乗算入力端子（119），（119a）に接続
されて、この入力端子にv₂の乗算入力が印加される。ト
ランジスタQa,Qb及びQc,Qdの２組のエミッタは共通接続
され、差動トランジスタ対（118）を構成するトランジ
スタQe,Qfのコレクタに接続され、トランジスタQe,Qfの
エミッタは共通接続されて一端が接地された定電流源
（5a）に接続される。トランジスタQe,Qfのベースは乗
算入力端子（120），（120a）に接続され、乗算入力端
子（120），（120a）にはv₁の乗算入力が供給されてい
る。定電流源（5a）に流れる電流は、第１の乗算入力v₁
によってスイッチングされ、更に第２の乗算入力v₂によ
ってもスイッチングされるので、ある時間においては、
トランジスタQa,Qb,Qc,Qdのうちひとつにのみ電流が流
れ、それが接続された差動トランジスタ対のみが能動と
なる。即ちある瞬時においては、差動トランジスタ対
（110），（111），（112），（113）のうち１回路のみ
が動作しており、その入力が出力端子（46）に現われ
る。

第10図Ａ〜Ｇは、この実施例の動作を説明するための
波形図である。第10図A,Bは第１及び第２の乗算入力v₁,
v₂で、第10図Ｃ〜ＦのIQa,IQb,IQc,IQdはトランジスタQ
a,Qb,Qc,Qdのコレクタ電流を示している。第７図Ｇは、
その結果として得られる乗算係数を示している。

G₆ 第４の実施例 第11図に本発明の更に他の実施例を示す乗算回路であ
り、この実施例では反転増幅器（42）を省略し、差動ト
ランジスタ対（112），（113）を反転増幅器として用い
スイッチング回路と兼用している。このために、入力端
子（41）の被乗算入力viを差動トランジスタ対（110）
のトランジスタQ₂₀のベースに直接加える様に接続する
と共に、トランジスタ対（111）のトランジスタQ₂₂のベ
ースには抵抗値が（１−ａ）Ｒの抵抗器（103）を通じ
て加える様に接続し、この抵抗器（103）に直列に抵抗
値がＲの抵抗器（104）を接続し、抵抗器（104）の一端
は接地する。一方、差動トランジスタ対（112），（11
3）のトランジスタQ₂₄,Q₂₆のベースを接地し、トランジ
スタQ₂₅のベースには被乗算入力信号viを抵抗値がＲの
抵抗器（121）を通して供給し、トランジスタQ₂₇のベー
スには抵抗器（121）と抵抗値が（１−ａ）R/（１＋
ａ）の抵抗器（123）の直列回路を通じて印加する様に
接続する。更に抵抗器（122）と直列に抵抗値が2aR/
（１＋ａ）の抵抗器（123）を接続して、エミッタフォ
ロワ回路（115）のエミッタと電流源（5b）並に出力端
子（46）の接続点に接続されている以外は第９図と同一
構成である。第11図の回路構成によれば回路が簡略化出
来る反面、周波数特性を考慮すると第９図の実施例のよ
うに電圧フォロワとしてスイッチング回路を構成する方
が、スイッチング速度が速いので、周波数が高い場合に
は第11図はやや不適である。

次に第10図,Bのv₁,v₂に示した乗算信号の発生方法に
ついて簡単に説明する。前述したように、本発明ではτ
／t₀は1/2に選ぶことが最も利点が大きい。この場合、
第10図に示すようにｆ及び2f（ｆ＝1/t₀）のデューティ
比50％の信号をπ/4の位相差を持たせて用意する。この
ようなことは、原信号を4fまたは2fとして用意し、分周
回路により分周することによって簡単に発生可能であ
る。もちろんアナログ的な手法によっても発生可能であ
る。上述の第７図乃至第11図によればパルス形状τ／t₀
＝1/2と係数 に選ぶことにより、３次高調波、５次高調波を同時に抑
圧できる。

上述せる乗算回路によれば下記２項の効果が得られ
る。

（イ）パルスの形状（τ／t₀）を適当に選ぶことによ
り、任意の次数の高調波成分を抑圧することができ、変
復調回路、周波数変換回路、位相比較回路へ応用するこ
とにより、前後のフィルタ処理を簡略化ないし省略で
き、特に米国音声多重TV放送のような複雑に多重化され
たスペクトルの信号の信号処理回路への応用に適する。

（ロ）オフセット成分の発生が少ないので、例えば、米
国音声多重TV放送システムの復調回路の副搬送波再生の
ためのPLL回路の位相比較回路に適し、微弱なパイロッ
ト信号に対しても安定な副搬送波の再生を可能にする。
また、搬送波漏れの少ない平衡変調回路としても好適で
ある。

Ｈ 発明の効果 上述せる本発明によれば、所望次数の高調波成分を抑
圧し且つオフセット成分の発生を低減せしめることので
きる乗算回路を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図Ａは本発明乗算回路の第１の原理的実施例の構成
を示す系統図、第１図Ｂは第１図Ａの波形図、第２図は
本発明の波形説明図、第３図は本発明のパルス形状（τ
／t₀）と高調波振幅の関係を示す特性図、第４図は本発
明の一実施例の乗算回路を示す回路図、第５図は本発明
の他の実施例を示す乗算回路の回路図、第６図は本発明
に用いるスイッチング信号発生回路図、第７図Ａは本発
明の乗算回路の第２の原理的実施例の構成を示す系統
図、第７図Ｂは波形図、第８図は本発明の波形説明図、
第９図及び第11図は本発明の更に他の実施例を示す乗算
回路の回路図、第10図は本発明の乗算回路を説明するた
めの波形図、第12図は従来の乗算回路の回路図、第13図
は周波数スペクトラム図、第14図は従来の復調回路部の
系統図である。 （40）は信号発生手段、（41）は入力端子、（42）は反
転増幅器、（43），（44），（101）はスイッチ、（4
6）は出力端子である。

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】第１の入力端子に供給される被乗算信号
   と、第２の入力端子に供給される乗算信号との積を出力
   する乗算回路に於いて、 上記被乗算信号を複数の信号に重み付けする重み付け手
   段と、 上記複数の信号が所定の位相差を以て繰り返し高調波を
   含む上記乗算信号で切り換え選択するスイッチ手段とを
   具備し、 上記スイッチング手段から上記積信号出力を得るように
   したことを特徴とする乗算回路。
2. 【請求項２】前記被乗算信号に正又は負の係数を乗じた
   二つの被乗算信号とするために２分した該被乗算信号の
   １方を位相反転手段に供給した後に前記重み付け手段で
   複数の信号に成したことを特徴とする特許請求の範囲第
   １項記載の乗算回路。
3. 【請求項３】前記位相反転手段を前記スイッチング手段
   に兼用して成ることを特徴とする特許請求の範囲第２項
   記載の乗算回路。