JPH08149169A

JPH08149169A - ディジタル直交変調器

Info

Publication number: JPH08149169A
Application number: JP6282148A
Authority: JP
Inventors: Hiroaki Sudo; 浩章須藤
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1994-11-16
Filing date: 1994-11-16
Publication date: 1996-06-07

Abstract

(57)【要約】（修正有）【目的】Ｄ／Ａ変換器の最高処理速度の１／４の周波
数の変調信号を得る。【構成】アナログ信号に変換後に生じる繰り返し雑音
を所定のレベルだけ減衰させるプリフィルタ29，30と、
ベースバンドＩ，Ｑ信号13，14の帯域制限フィルタ１，
２と、極性反転器31，32とＰ／Ｓ変換器33で構成される
ディジタル直交変調回路と、ディジタル変調信号23をア
ナログ変調信号24に変換するＤ／Ａ変換器９と、不要周
波数成分を除去するＬＰＦ10と、アナログ信号25を局部
発振信号26と混合するアナログミキサー11と、出力され
たアナログ信号27の不要周波数成分を除去するＢＰＦ12
によりディジタル直交変調器を構成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ディジタル移動体通信
等の無線機に使用するディジタル直交変調器に関する。

【０００２】

【従来の技術】図７は従来のこの種のディジタル直交変
調器の構成を示すブロック図である。図７において、
１，２はベースバンドＩ，Ｑ信号13，14をそれぞれ帯域
制限するディジタル帯域制限フィルタ、３，４は帯域制
限されたベースバンドＩ，Ｑ信号15，16とキャリア信号
(ＣＯＳ波形信号19，ＳＩＮ波形信号20)を乗算するディ
ジタル乗算器、５はＳＩＮ波形信号およびＣＯＳ波形信
号を呼び出すカウンタ、６はＣＯＳ波形信号を出力する
ＣＯＳ波形発生ＲＯＭ、７はＳＩＮ波形信号を出力する
ＳＩＮ波形発生ＲＯＭ、８はＩ，Ｑ両信号21，22を加算
するディジタル加算器、９はディジタル変調信号23をア
ナログ変調信号24に変換するＤ／Ａ変換器、10はアナロ
グ変調信号24の不要周波数成分を除去するローパスフィ
ルタ、11はローパスフィルタ10によって出力されたアナ
ログ信号25を局部発振器ＬＯからの局部発振信号26と混
合しアップコンバートするアナログミキサー、12はアナ
ログミキサー11によって出力されたアナログ信号27の不
要周波数成分を除去したアナログ変調信号28を出力する
バンドパスフィルタである。

【０００３】以上のように構成されたディジタル直交変
調器の動作を説明すると、まずベースバンドＩ信号13，
ベースバンドＱ信号14がそれぞれディジタル帯域制限フ
ィルタ１，２に入力され、帯域制限される。次に、帯域
制限されたベースバンドＩ信号15，ベースバンドＱ信号
16がそれぞれディジタル乗算器３，４に入力される。

【０００４】また、サンプリングクロック17がカウンタ
５に入力され、このカウンタ５から制御信号18が出力さ
れる。この制御信号18はＣＯＳ波形発生ＲＯＭ６とＳＩ
Ｎ波形発生ＲＯＭ７に入力され、それぞれＣＯＳ波形信
号19，ＳＩＮ波形信号20がキャリア信号として出力さ
れ、それぞれ前記ディジタル乗算器３，４に入力され
る。

【０００５】前記帯域制限されたベースバンドＩ信号15
とＣＯＳ波形信号19は、ディジタル乗算器３によって乗
算され、Ｉ信号21が出力される。また、前記帯域制限さ
れたベースバンドＱ信号16とＳＩＮ波形信号20は、ディ
ジタル乗算器４によって乗算され、Ｑ信号22が出力され
る。

【０００６】次に、前記Ｉ信号21とＱ信号22はディジタ
ル加算器８によって加算され、ディジタル変調信号23が
出力される。このディジタル変調信号23はＤ／Ａ変換器
９に入力され、アナログ変調信号24が得られる。このア
ナログ変調信号24はローパスフィルタ10によって不要周
波数成分を除去され、アナログ信号25が得られる。

【０００７】このアナログ信号25はアナログミキサー11
に入力され、局部発振器ＬＯからの局部発振信号26と混
合されてアップコンバートされ、アナログ信号27が得ら
れる。最後に、このアナログ信号27はバンドパスフィル
タ12に入力され、不要周波数成分を除去されることによ
って、アナログ変調信号28が得られる。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】上述した従来のディジ
タル直交変調器から出力される変調信号は、一般的に後
段部で局部発振器からの局部発振信号と混合されてアッ
プコンバートされ、必要な信号成分以外はフィルタで除
去される。しかし、変調信号の周波数が低くなるにつれ
て急峻なフィルタが要求され、フィルタの実現が困難に
なるため、ディジタル直交変調器から出力される変調信
号の高周波化を図る必要がある。

【０００９】しかし、ディジタル直交変調器によって出
力される変調信号の周波数は、ディジタル乗算器の演算
速度で決まる。上記の構成のディジタル直交変調器で
は、１周期当たりのサンプリング数を４とした場合、変
調信号の周波数はディジタル乗算器の最高演算速度の１
／４が限界である。

【００１０】本発明はこのような従来の欠点を解消する
もので、Ｄ／Ａ変換器の最高処理速度の１／４の周波数
の変調信号を出力できるディジタル直交変調器の提供を
第１の目的とするものである。

【００１１】さらに上記第１の目的に加え、基本変調波
の折り返し雑音成分を変調信号として出力することによ
って、さらに高速化を図ることを第２の目的とする。

【００１２】さらに上記第１の目的に加え、基本変調波
の高次高調波成分を変調信号として出力することによっ
て、さらに高速化を図ることを第３の目的とする。

【００１３】さらに上記第１の目的に加え、演算ビット
数を削減することによって、さらに高速化を図ることを
第４の目的とする。

【００１４】

【課題を解決するための手段】本発明は上記各目的を達
成するため、上記第１の目的達成のための第１の解決手
段は、ディジタル信号をアナログ信号に変換後に生じる
折り返し雑音を所定のレベルだけ減衰させるプリフィル
タと、ベースバンドＩ，Ｑ信号を帯域制限するディジタ
ル帯域制限フィルタと、極性反転器とパラレル−シリア
ル変換器によって構成されるディジタル直交変調回路
と、前記ディジタル直交変調回路によって出力されたデ
ィジタル変調信号をアナログ変調信号に変換するＤ／Ａ
変換器と、前記Ｄ／Ａ変換器によって出力されたアナロ
グ変調信号の不要周波数成分を除去するローパスフィル
タと、前記ローパスフィルタによって出力されたアナロ
グ信号を局部発振信号と混合しアップコンバートするア
ナログミキサーと、前記アナログミキサーによって出力
されたアナログ信号の不要周波数成分を除去するバンド
パスフィルタからなり、前記バンドパスフィルタの出力
からアナログ変調信号を得ることを特徴とする。

【００１５】上記第２の目的達成のための第２の解決手
段は、ベースバンドＩ，Ｑ信号を帯域制限するディジタ
ル帯域制限フィルタと、極性反転器とパラレル−シリア
ル変換器によって構成されるディジタル直交変調回路
と、前記ディジタル直交変調回路によって出力されたデ
ィジタル信号の極性を反転させる極性反転器と、前記極
性反転器で極性が反転された前記ディジタル信号をアナ
ログ変調信号に変換するＤ／Ａ変換器と、前記Ｄ／Ａ変
換器によって出力されたアナログ変調信号の折り返し雑
音成分を変調信号として取り出し、不要周波数成分を除
去するバンドパスフィルタと、前記バンドパスフィルタ
によって出力されたアナログ信号を局部発振信号と混合
しアップコンバートするアナログミキサーと、前記アナ
ログミキサーによって出力されたアナログ信号の不要周
波数成分を除去するバンドパスフィルタからなり、前記
バンドパスフィルタの出力からアナログ変調信号を得る
ことを特徴とする。

【００１６】上記第３の目的達成のための第３の解決手
段は、ベースバンドＩ，Ｑ信号を帯域制限するディジタ
ル帯域制限フィルタと、極性反転器とパラレル−シリア
ル変換器によって構成されるディジタル直交変調回路
と、前記ディジタル直交変調回路によって出力されたデ
ィジタル信号をアナログ変調信号に変換するＤ／Ａ変換
器と、前記Ｄ／Ａ変換器によって出力されたアナログ変
調信号の高次高調波成分を変調信号として取り出し、不
要周波数成分を除去するバンドパスフィルタと、前記バ
ンドパスフィルタによって出力されたアナログ信号を局
部発振信号と混合しアップコンバートするアナログミキ
サーと、前記アナログミキサーによって出力されたアナ
ログ信号の不要周波数成分を除去するバンドパスフィル
タからなり、前記バンドパスフィルタの出力からアナロ
グ変調信号を得ることを特徴とする。

【００１７】上記第４の目的達成のための第４の解決手
段は、極性反転器とパラレル−シリアル変換器によって
構成されるディジタル直交変調回路と、前記ディジタル
直交変調回路によって出力されたディジタル変調信号を
アナログ変調信号に変換するＤ／Ａ変換器と、前記Ｄ／
Ａ変換器によって出力されたアナログ変調信号の不要周
波数成分を除去するローパスフィルタと、前記ローパス
フィルタによって出力されたアナログ信号を局部発振信
号と混合しアップコンバートするアナログミキサーと、
前記アナログミキサーによって出力されたアナログ信号
に対し帯域制限を行うバンドパスフィルタからなり、前
記バンドパスフィルタの出力からアナログ変調信号を得
ることを特徴とする。

【００１８】

【作用】本発明の各解決手段によれば、従来のディジタ
ル直交変調器のようなＣＯＳ，ＳＩＮ波形信号を出力す
るＲＯＭやディジタル乗算器を用いず、極性反転器とパ
ラレル−シリアル変換器によって構成されるディジタル
直交変調回路を用いることによって、第１の作用とし
て、本発明ではキャリアの１周期当たりのオーバーサン
プリング数を４としているため、基本変調波の周波数を
Ｄ／Ａ変換器の最高処理速度の１／４とすることができ
る。

【００１９】さらに第２の解決手段によれば、上記第１
の作用に加えて、折り返し雑音成分を変調信号として出
力することによって、Ｄ／Ａ変換器の最高処理速度の３
／４の周波数の変調信号を得ることができる。

【００２０】さらに第３の解決手段によれば、上記第１
の作用に加えて、高次高調波成分を変調信号として出力
することによって、Ｄ／Ａ変換器の最高処理速度の５／
４の周波数の変調信号を得ることができる。

【００２１】さらに第４の解決手段によれば、上記第１
の作用に加えて、後段部でもってバンドパスフィルタを
用いて帯域制限を行うことにより所要演算ビット数を削
減することによって、さらに高速化を図ることができ
る。

【００２２】

【実施例】以下、本発明の各実施例について図面を用い
て説明する。

【００２３】(実施例１)図１は本発明の第１の実施例に
おけるディジタル直交変調器の構成を示すブロック図で
ある。図１において、29，30はディジタル信号をアナロ
グ信号に変換後に生じる折り返し雑音成分を所定のレベ
ルだけ減衰させるプリフィルタ、31，32は入力信号の極
性を反転する極性反転器、33は、４つの系統で入力され
る信号をサンプリングクロック17によって時間順に合成
し、１つの系統の信号に変換するパラレル−シリアル変
換器(以下、Ｐ／Ｓ変換器という)である。これらの極性
反転器31，32およびＰ／Ｓ変換器33でディジタル直交変
調回路を構成する。その他、前記図７で説明した各ブロ
ック，信号等で同じ機能のものについては同じ番号を付
し、その説明を省略する。

【００２４】また、図５および図６は、図１および後述
する図２ないし図４に示すディジタル直交変調器のタイ
ミングチャートを示すものであり、図１と対応して説明
するが、図２ないし図４も同様である。Ａはサンプリン
グクロックで、図１の17に対応する。Ｂはサンプリング
クロックＡを２分周したサンプリングクロック、Ｃはサ
ンプリングクロックＡを４分周したサンプリングクロッ
ク、Ｄは帯域制限されたベースバンドＩ信号で、図１の
15に対応する。Ｅは帯域制限されたベースバンドＱ信号
で、図１の16に対応する。ＦはＤのベースバンドＩ信号
15を極性反転した信号で、図１の36に対応する。ＧはＥ
のベースバンドＱ信号16を極性反転した信号で、図１の
37に対応する。ＨはＤのベースバンドＩ信号15とＣのサ
ンプリングクロックとの論理積によって得られた信号、
ＩはＤのベースバンドＩ信号15とＣのサンプリングクロ
ックを極性反転した信号との論理積によって得られた信
号、ＪはＨの信号とＩの信号との論理和によって得られ
た信号、ＫはＥのベースバンドＱ信号16とＣのサンプリ
ングクロックとの論理積によって得られた信号、ＬはＥ
のベースバンドＱ信号16とＣのサンプリングクロックを
極性反転した信号との論理積によって得られた信号、Ｍ
はＫの信号とＬの信号との論理和によって得られた信
号、ＮはＪの信号とＢのサンプリングクロックとの論理
積によって得られた信号、ＯはＭの信号とＢのサンプリ
ングクロックを極性反転した信号との論理積によって得
られた信号、Ｐはディジタル変調信号で、図１の23に対
応する。

【００２５】以上のように構成された図１に示すディジ
タル直交変調器の動作を、図５および図６のタイミング
チャートを用いて説明する。

【００２６】ベースバンドＩ信号13およびベースバンド
Ｑ信号14は、それぞれプリフィルタ29，30に入力され、
このプリフィルタ29，30によって、アナログ信号に変換
後に生じる折り返し雑音成分のうち最も変調信号に近接
した周波数成分を所定のレベルだけ減衰する。

【００２７】プリフィルタ29，30によって出力されたベ
ースバンドＩ信号34およびベースバンドＱ信号35は、そ
れぞれディジタル帯域制限フィルタ１，２によって帯域
制限され、それぞれ図５に示すＤ，Ｅの帯域制限された
ベースバンドＩ信号15，ベースバンドＱ信号16が得られ
る。一方、このＤ，Ｅの帯域制限されたベースバンドＩ
信号15，ベースバンドＱ信号16は、それぞれ極性反転器
31，32によって極性反転され、それぞれ図５に示すＦの
−Ｉ信号36，Ｇの−Ｑ信号37が得られる。Ｄの帯域制限
されたベースバンドＩ信号15，Ｅの帯域制限されたベー
スバンドＱ信号16，Ｆの−Ｉ信号36およびＧの−Ｑ信号
37の４つの系統からの出力はＰ／Ｓ変換器33にそれぞれ
入力される。これらの信号は、Ｐ／Ｓ変換器33によっ
て、図５に示すＡのサンプリングクロック17の周期のタ
イミングで時間順に合成される。

【００２８】すなわち、図５に示すＤのベースバンドＩ
信号15とＡのサンプリングクロック17を４分周したＣの
サンプリングクロックとの論理積によって図５のＨの信
号が得られ、図５に示すＤのベースバンドＩ信号15を極
性反転した図５のＦの信号36とＡのサンプリングクロッ
ク17を４分周したＣのサンプリングクロックを極性反転
した信号との論理積によって図５のＩの信号が得られ、
図５に示す前記信号Ｈと信号Ｉとの論理和によって、図
５に示すＪの信号Ｓ(nT/2)が得られる。このＪの信号Ｓ
(nT/2)は(数１)に示すようになる。

【００２９】

【数１】ただし、ｎ；0,1,2,……、ｋ；0,1,2,……、Ｔ；１/変
調周波数同様にして、図５に示すＥのベースバンドＱ信号16とＡ
のサンプリングクロック17を４分周したＣのサンプリン
グクロックとの論理積によって図５のＫの信号が得ら
れ、図５に示すＥのベースバンドＱ信号16を極性反転し
た図５のＧの信号37とＡのサンプリングクロック17を４
分周したＣのサンプリングクロックを極性反転した信号
との論理積によって図５のＬの信号が得られ、図５に示
す前記信号Ｋと信号Ｌとの論理和によって図５のＭの信
号SS(nT/2)が得られる。このＭの信号SS(nT/2)は(数２)
に示すようになる。

【００３０】

【数２】ただし、ｎ；0,1,2,……、ｋ；0,1,2,……、Ｔ；１/変
調周波数次に、図５に示す信号ＪとＡのサンプリングクロック17
を２分周したＢのサンプリングクロックとの論理積によ
って、図６のＮの信号が得られ、また図５に示す信号Ｍ
とＡのサンプリングクロック17を２分周したＢのサンプ
リングクロックを極性反転した信号との論理積によって
図６のＯの信号が得られ、これら信号Ｎと信号Ｏとの論
理和によって、図６に示すＰのディジタル変調信号DATA
(nT/4)が得られる。このＰのディジタル変調信号DATA(n
T/4)は(数３)に示すようになる。

【００３１】

【数３】ただし、ｎ；0,1,2,……、ｋ；0,1,2,……、Ｔ；１/変
調周波数図６に示すＰのディジタル変調信号23はＤ／Ａ変換器９
に入力され、図５に示すＡのサンプリングクロック17の
タイミングでアナログ変調信号24が得られる。このアナ
ログ変調信号24はローパスフィルタ10によって不要周波
数成分を除去され、アナログ信号25が得られる。

【００３２】アナログ信号25はアナログミキサー11に入
力され、局部発振器ＬＯからの局部発振信号26と混合さ
れてアップコンバートされ、アナログ信号27が得られ
る。このアナログ信号27は、バンドパスフィルタ12に入
力され、不要周波数成分を除去されることによって、ア
ナログ変調信号28が得られ出力される。

【００３３】以上のように本実施例(1)によれば、従来
のようなＲＯＭやディジタル乗算器を用いず、極性反転
器とＰ／Ｓ変換器から構成されるディジタル直交変調回
路を用いることによって、本発明ではキャリアの１周期
当たりのオーバーサンプリング数を４としているため、
基本変調波の周波数をＤ／Ａ変換器の最高処理速度の１
／４とすることができる。

【００３４】例えば、演算ビット数を10ビットとした場
合、現状の一般的な市販10ビットディジタル乗算器の最
高処理速度は40MHz程度であり、従来構成では変調周波
数は10MHz程度が限界である。しかし、一般的な市販10
ビットのＤ／Ａ変換器の最高処理速度は400MHz程度であ
るため、本実施例(1)では、変調周波数を100MHz程度と
することができ、従来構成の10倍程度の周波数の変調信
号を得ることができる。

【００３５】(実施例２)図２は本発明の第２の実施例に
おけるディジタル直交変調器の構成を示すブロック図で
ある。図２において、38はＰ／Ｓ変換器33から出力され
たディジタル変調信号23の極性を反転する極性反転器
で、Ｐ／Ｓ変換器33とＤ／Ａ変換器９の間に接続され
る。39は基本変調波の折り返し雑音成分を変調信号とし
て出力するバンドパスフィルタで、Ｄ／Ａ変換器９とア
ナログミキサー11の間に接続される。その他、前記図１
で説明した同じ信号や機能ブロックには同じ符号を付
し、その説明を省略する。

【００３６】以上のように構成された図２に示すディジ
タル直交変調器の動作を、前記図５および図６のタイミ
ングチャートを用いて説明する。

【００３７】ベースバンドＩ信号13およびベースバンド
Ｑ信号14は、それぞれディジタル帯域制限フィルタ１，
２に入力される。このディジタル帯域制限フィルタ１，
２によって帯域制限され、それぞれ図５に示すＤ，Ｅの
帯域制限されたベースバンドＩ信号15，ベースバンドＱ
信号16が得られる。一方、このＤ，Ｅの帯域制限された
ベースバンドＩ信号15，ベースバンドＱ信号16は、それ
ぞれ極性反転器31，３２によって極性反転され、それぞ
れ図５に示すＦの−Ｉ信号３６およびＧの−Ｑ信号37が
得られる。図５のＤの帯域制限されたベースバンドＩ信
号15，Ｅの帯域制限されたベースバンドＱ信号16，Ｆの
−Ｉ信号36およびＧの−Ｑ信号37の４つの系統からの出
力はＰ／Ｓ変換器33に入力される。これらの信号は、こ
のＰ／Ｓ変換器33によって、図５に示すＡのサンプリン
グクロック17の周期のタイミングで時間順に合成され
る。

【００３８】すなわち、図５に示すＤのベースバンドＩ
信号15とＡのサンプリングクロック17を４分周したＣの
サンプリングクロックとの論理積によって図５のＨの信
号が得られ、図５に示すＤのベースバンドＩ信号15を極
性反転した図５のＦの信号36とＡのサンプリングクロッ
ク17を４分周したＣのサンプリングクロックを極性反転
した信号との論理積によって図５のＩの信号が得られ、
図５に示す前記信号Ｈと信号Ｉとの論理和によって、図
５に示すＪの信号Ｓ(nT/2)が得られる。このＪの信号Ｓ
(nT/2)は前記(数１)に示すようになる。

【００３９】同様にして、図５に示すＥのベースバンド
Ｑ信号16とＡのサンプリングクロック17を４分周したＣ
のサンプリングクロックとの論理積によって図５のＫの
信号が得られ、図５に示すＥのベースバンドＱ信号16を
極性反転した図５のＧの信号37とＡのサンプリングクロ
ック17を４分周したＣのサンプリングクロックを極性反
転した信号との論理積によって図５のＬの信号が得ら
れ、図５に示す信号Ｋと信号Ｌとの論理和によって図５
のＭの信号SS(nT/2)が得られる。このＭの信号SS(nT/2)
は前記(数２)に示すようになる。

【００４０】次に、図５に示す信号ＪとＡのサンプリン
グクロック17を２分周したＢのサンプリングクロックと
の論理積によって、図６のＮの信号が得られ、また図５
に示す信号ＭとＡのサンプリングクロック17を２分周し
たＢのサンプリングクロックを極性反転した信号との論
理積によって図６のＯの信号が得られ、これら信号Ｎと
信号Ｏとの論理和によって、図６に示すＰのディジタル
変調信号DATA(nT/4)が得られる。このＰのディジタル変
調信号DATA(nT/4)は前記(数３)に示すようになる。

【００４１】図６に示すＰのディジタル変調信号23は極
性反転器38によって極性反転され、信号40が得られる。
この信号40はＤ／Ａ変換器９に入力され、図５に示すＡ
のサンプリングクロック17のタイミングでアナログ変調
信号24が得られる。

【００４２】このアナログ変調信号24はバンドパスフィ
ルタ39に入力され、折り返し雑音成分を変調信号として
出力され、不要周波数成分を除去され、アナログ信号25
が得られる。折り返し雑音成分は、基本変調波を極性反
転した信号であるため、希望変調信号を得ることができ
る。

【００４３】アナログ信号25はアナログミキサー11に入
力され、局部発振器ＬＯからの局部発振信号26と混合さ
れてアップコンバートされ、アナログ信号27が得られ
る。このアナログ信号27は、バンドパスフィルタ12に入
力され、不要周波数成分を除去されることによって、ア
ナログ変調信号28が得られ出力される。

【００４４】以上のように本実施例(2)によれば、従来
のようなＲＯＭやディジタル乗算器を用いず、極性反転
器とＰ／Ｓ変換器からなるディジタル直交変調回路を用
いることによって、本発明ではキャリア１周期当たりの
オーバーサンプリング数を４としているため、基本変調
波の周波数をＤ／Ａ変換器の最高処理速度の１／４とす
ることができる。また、１周期当たりのサンプリング数
を４とした場合、サンプリングの定理により、折り返し
雑音の周波数は基本変調波の周波数の３倍となる。した
がって、実施例(2)では、Ｄ／Ａ変換器の最高処理速度
の３／４の周波数の変調信号を得ることができる。

【００４５】例えば、演算ビット数を10ビットとした場
合、現状の一般的な市販10ビットディジタル乗算器の最
高処理速度は40MHz程度であり、従来構成では変調周波
数は10MHz程度が限界である。しかし、一般的な市販10
ビットのＤ／Ａ変換器の最高処理速度は400MHz程度であ
るため、本実施例(2)では、変調周波数を300MHz程度と
することができ、従来構成の30倍程度の周波数の変調信
号を得ることができる。

【００４６】(実施例３)図３は本発明の第３の実施例に
おけるディジタル直交変調器の構成を示すブロック図で
ある。これは、前記実施例(2)(図２)におけるＰ／Ｓ変
換器33とＤ／Ａ変換器９間に設けられた極性反転器38を
なくし、直接にＰ／Ｓ変換器33のディジタル変調信号23
をＤ／Ａ変換器９に入力するようにしたものである。

【００４７】以上のように構成された図３に示すディジ
タル直交変調器の動作を、前記図５および図６のタイミ
ングチャートを用いて説明する。

【００４８】ベースバンドＩ信号13およびベースバンド
Ｑ信号14は、それぞれディジタル帯域制限フィルタ１，
２に入力される。このディジタル帯域制限フィルタ１，
２によって帯域制限され、それぞれ図５に示すＤ，Ｅの
帯域制限されたベースバンドＩ信号15，ベースバンドＱ
信号16が得られる。一方、このＤ，Ｅの帯域制限された
ベースバンドＩ信号15，ベースバンドＱ信号16は、それ
ぞれ極性反転器31，32によって極性反転され、それぞれ
図５に示すＦの−Ｉ信号36，Ｇの−Ｑ信号37が得られ
る。図５のＤの帯域制限されたベースバンドＩ信号15，
Ｅの帯域制限されたベースバンドＱ信号16，Ｆの−Ｉ信
号36およびＧの−Ｑ信号37の４つの系統からの出力はＰ
／Ｓ変換器33に入力される。これらの信号は、Ｐ／Ｓ変
換器33によって、図５に示すＡのサンプリングクロック
17の周期のタイミングで時間順に合成される。

【００４９】すなわち、図５のＤのベースバンドＩ信号
15とＡのサンプリングクロック17を４分周したＣのサン
プリングクロックとの論理積によって図５のＨの信号が
得られ、図５に示すＤのベースバンドＩ信号15を極性反
転した図５のＦの信号36とＡのサンプリングクロック17
を４分周したＣのサンプリングクロックを極性反転した
信号との論理積によって図５のＩの信号が得られ、図５
に示す前記信号Ｈと信号Ｉとの論理和によって、図５に
示すＪの信号Ｓ(nT/2)が得られる。このＪの信号Ｓ(nT/
2)は前記(数１)に示すようになる。

【００５０】同様にして、図５に示すＥのベースバンド
Ｑ信号16とＡのサンプリングクロック17を４分周したＣ
のサンプリングクロックとの論理積によって図５のＫの
信号が得られ、図５に示すＥのベースバンドＱ信号16を
極性反転した図５のＧの信号37とＡのサンプリングクロ
ック17を４分周したＣのサンプリングクロックを極性反
転した信号との論理積によって図５のＬの信号が得ら
れ、図５に示す前記信号Ｋと信号Ｌとの論理和によって
図５のＭの信号SS(nT/2)が得られる。このＭの信号SS(n
T/2)は前記(数２)に示すようになる。

【００５１】次に、図５に示す信号ＪとＡのサンプリン
グクロック17を２分周したＢのサンプリングクロックと
の論理積によって、図６のＮの信号が得られ、また図５
に示す信号ＭとＡのサンプリングクロック17を２分周し
たＢのサンプリングクロックを極性反転した信号との論
理積によって図６のＯの信号が得られ、これら信号Ｎと
信号Ｏとの論理和によって、図６に示すＰのディジタル
変調信号DATA(nT/4)が得られる。このＰのディジタル変
調信号DATA(nT/4)は前記(数３)に示すようになる。

【００５２】図６に示すＰのディジタル変調信号23はＤ
／Ａ変換器９に入力され、図５に示すＡのサンプリング
クロック17のタイミングでアナログ変調信号24が得られ
る。このアナログ変調信号24はバンドパスフィルタ39に
入力され、高次高調波成分を変調信号として出力され、
不要周波数成分を除去され、アナログ信号25が得られ
る。

【００５３】このアナログ信号25はアナログミキサー11
に入力され、局部発振器ＬＯからの局部発振信号26と混
合されてアップコンバートされ、アナログ信号27が得ら
れる。このアナログ信号27は、バンドパスフィルタ12に
入力され、不要周波数成分を除去されることによって、
アナログ変調信号28が得られ出力される。

【００５４】以上のように本実施例(3)によれば、従来
のようなＲＯＭやディジタル乗算器を用いず、極性反転
器とＰ／Ｓ変換器から構成されるディジタル直交変調回
路を用いることによって、本発明ではキャリア１周期当
たりのオーバーサンプリング数を４としているため、基
本変調波の周波数をＤ／Ａ変換器の最高処理速度の１／
４とすることができる。また、１周期当たりのサンプリ
ング数を４とし、基本変調波の第２次高調波を変調信号
として出力した場合、サンプリングの定理により、第２
次高調波成分の周波数は基本変調波の周波数の５倍とな
る。したがって、本実施例(3)ではＤ／Ａ変換器の最高
処理速度の５／４の周波数の変調信号を得ることができ
る。

【００５５】例えば、演算ビット数を10ビットとした場
合、現状の一般的な市販10ビットディジタル乗算器の最
高処理速度は40MHz程度であり、従来構成では変調周波
数は10MHz程度が限界である。しかし、一般的な市販10
ビットのＤ／Ａ変換器の最高処理速度は400MHz程度であ
るため、本実施例(3)では、変調周波数を500MHz程度と
することができ、従来構成の50倍程度の周波数の変調信
号を得ることができる。

【００５６】(実施例４)図４は本発明の第４の実施例に
おけるディジタル直交変調器の構成を示すブロック図で
ある。これは、前記実施例１(図１)におけるプリフィル
タ29，30をなくし、直接、ベースバンドＩ信号13，ベー
スバンドＱ信号14、およびこれらのＩ，Ｑ信号を極性反
転した−Ｉ信号36，−Ｑ信号37の４つの系統からの出力
をＰ／Ｓ変換器33へ入力するようにしたものである。

【００５７】以上のように構成された図４のディジタル
直交変調器の動作を、前記図５および図６のタイミング
チャートを用いて説明する。

【００５８】図５に示すＤ，ＥのベースバンドＩ信号1
5，ベースバンドＱ信号16は、それぞれ極性反転器31，3
2によって極性反転され、それぞれ図５に示すＦの−Ｉ
信号36，Ｇの−Ｑ信号37が得られる。これらのベースバ
ンドＩ信号15，ベースバンドＱ信号16，Ｆの−Ｉ信号36
およびＧの−Ｑ信号37の４つの系統からの出力はＰ／Ｓ
変換器33に入力される。これらの信号は、Ｐ／Ｓ変換器
33によって、図５に示すＡのサンプリングクロック17の
周期のタイミングで時間順に合成される。

【００５９】すなわち、図５のＤのベースバンドＩ信号
15とＡのサンプリングクロック17を４分周したＣのサン
プリングクロックとの論理積によって図５のＨの信号が
得られ、図５に示すＤのベースバンドＩ信号15を極性反
転した図５のＦの信号36とＡのサンプリングクロック17
を４分周したＣのサンプリングクロックを極性反転した
信号との論理積によって図５のＩの信号が得られ、図５
に示す前記信号Ｈと信号Ｉとの論理和によって、図５に
示すＪの信号Ｓ(nT/2)が得られる。このＪの信号Ｓ(nT/
2)は前記(数１)に示すようになる。

【００６０】同様にして、図５に示すＥのベースバンド
Ｑ信号16とＡのサンプリングクロック17を４分周したＣ
のサンプリングクロックとの論理積によって図５のＫの
信号が得られ、図５に示すＥのベースバンドＱ信号16を
極性反転した図５のＧの信号37とＡのサンプリングクロ
ック17を４分周したＣのサンプリングクロックを極性反
転した信号との論理積によって図５のＬの信号が得ら
れ、図５に示す前記信号Ｋと信号Ｌとの論理和によって
図５のＭの信号SS(nT/2)が得られる。このＭの信号SS(n
T/2)は前記(数２)に示すようになる。

【００６１】次に、図５に示す信号ＪとＡのサンプリン
グクロック17を２分周したＢのサンプリングクロックと
の論理積によって、図６のＮの信号が得られ、また図５
に示す信号ＭとＡのサンプリングクロック17を２分周し
たＢのサンプリングクロックを極性反転した信号との論
理積によって図６のＯの信号が得られ、これら信号Ｎと
信号Ｏとの論理和によって、図６に示すＰのディジタル
変調信号DATA(nT/4)が得られる。このＰのディジタル変
調信号DATA(nT/4)は前記(数３)に示すようになる。

【００６２】図６に示すＰのディジタル変調信号23はＤ
／Ａ変換器９に入力され、図５に示すＡのサンプリング
クロック17のタイミングでアナログ変調信号24が得られ
る。このアナログ変調信号24はローパスフィルタ10によ
って不要周波数成分を除去され、アナログ信号25が得ら
れる。

【００６３】このアナログ信号25はアナログミキサー11
に入力され、局部発振器ＬＯからの局部発振信号26と混
合されてアップコンバートされ、アナログ信号27が得ら
れる。このアナログ信号27は、バンドパスフィルタ12に
入力され、帯域制限されることによって、アナログ変調
信号28が得られ出力される。

【００６４】以上のように本実施例(4)によれば、従来
のようなＲＯＭやディジタル乗算器を用いず、極性反転
器とＰ／Ｓ変換器から構成されるディジタル直交変調回
路を用いることによって、本発明ではキャリア１周期当
たりのオーバーサンプリング数を４としているため、基
本変調波の周波数をＤ／Ａ変換器の最高処理速度の１／
４とすることができる。

【００６５】また、帯域制限をベースバンド部で行った
場合、十分な特性を得るための所要演算ビット数は12ビ
ット程度必要となる。しかし、本実施例(4)では、後段
部においてバンドパスフィルタを用いて帯域制限を行っ
ているため、所要演算ビット数は８ビット程度に削減で
き、さらに高速化を図ることができる。

【００６６】現状の市販12ビットディジタル乗算器の最
高処理速度は30MHz程度であり、従来構成では変調周波
数は７MHz程度が限界である。しかし、市販８ビットの
Ｄ／Ａ変換器の最高処理速度は400MHz程度であるため、
本実施例(4)では、変調周波数を100MHz程度とすること
ができ、従来構成の14倍程度の周波数の変調信号を得る
ことができる。

【００６７】

【発明の効果】以上説明したように、本発明は、従来の
ＲＯＭやディジタル乗算器を用いず、極性反転器とＰ／
Ｓ変換器から構成されるディジタル直交変調回路を用い
ることによって、基本変調波の周波数をＤ／Ａ変換器の
最高処理速度の１／４とすることができる。

【００６８】また、実施例(1)によれば、例えば演算ビ
ット数を10ビットとした場合、現状の一般的な市販10ビ
ットディジタル乗算器の最高処理速度は40MHz程度であ
り、従来構成では変調周波数は10MHz程度が限界であ
る。しかし、一般的な市販10ビットのＤ／Ａ変換器の最
高処理速度は400MHz程度であるため、本実施例(1)で
は、変調周波数を100MHz程度とすることができ、従来構
成の10倍程度の周波数の変調信号を得ることができる。

【００６９】また、実施例(2)によれば、さらに折り返
し雑音成分を変調信号として出力することによって、Ｄ
／Ａ変換器の最高処理速度の３／４の周波数の変調信号
を得ることができる効果を有する。

【００７０】例えば、演算ビット数を10ビットとした場
合、現状の一般的な市販10ビットディジタル乗算器の最
高処理速度は40MHz程度であり、従来構成では変調周波
数は10MHz程度が限界である。しかし、一般的な市販10
ビットのＤ／Ａ変換器の最高処理速度は400MHz程度であ
るため、本実施例(2)では、変調周波数を300MHz程度と
することができ、従来構成の30倍程度の周波数の変調信
号を得ることができる。

【００７１】また、実施例(3)によれば、１周期当たり
のサンプリング数を４とし、基本変調波の第２次高調波
成分を変調信号として出力することによって、Ｄ／Ａ変
換器の最高処理速度の５／４の周波数の変調信号を得る
ことができる効果を有する。

【００７２】例えば、演算ビット数を10ビットとした場
合、現状の一般的な市販10ビットディジタル乗算器の最
高処理速度は40MHz程度であり、従来構成では変調周波
数は10MHz程度が限界である。しかし、一般的な市販10
ビットのＤ／Ａ変換器の最高処理速度は400MHz程度であ
るため、本実施例(3)では、変調周波数を500MHz程度と
することができ、従来構成の50倍程度の周波数の変調信
号を得ることができる。

【００７３】また、実施例(4)によれば、後段部におい
てバンドパスフィルタを用いて帯域制限を行うことによ
り、所要演算ビット数を削減することによって、さらに
高速化を図ることができる効果を有する。

【００７４】現状の市販12ビットディジタル乗算器の最
高処理速度は30MHz程度であり、従来構成では変調周波
数は７MHz程度が限界である。しかし、市販８ビットの
Ｄ／Ａ変換器の最高処理速度は400MHz程度であるため、
本実施例(4)では、変調周波数を100MHz程度とすること
ができ、従来構成の14倍程度の周波数の変調信号を得る
ことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例におけるディジタル直交
変調器の構成を示すブロック図である。

【図２】本発明の第２の実施例におけるディジタル直交
変調器の構成を示すブロック図である。

【図３】本発明の第３の実施例におけるディジタル直交
変調器の構成を示すブロック図である。

【図４】本発明の第４の実施例におけるディジタル直交
変調器の構成を示すブロック図である。

【図５】図１ないし図４の各部の動作を説明するための
タイミングチャートである。

【図６】図１ないし図４の各部の動作を説明するための
タイミングチャートである。

【図７】従来のディジタル直交変調器の構成を示すブロ
ック図である。

【符号の説明】

１，２…ディジタル帯域制限フィルタ、９…Ｄ／Ａ変
換器、 10…ローパスフィルタ、 11…アナログミキサ
ー、 12，39…バンドパスフィルタ、 13…ベースバン
ドＩ信号、 14…ベースバンドＱ信号、 15…帯域制限
されたベースバンドＩ信号、 16…帯域制限されたベー
スバンドＱ信号、 17…サンプリングクロック、 23…
ディジタル変調信号、 24…アナログ変調信号、 25…
アナログ変調信号24の不要周波数成分を除去したアナロ
グ信号、 26…局部発振信号、 27…アナログ変調信号
24をアップコンバートしたアナログ信号、 28…アナロ
グ変調信号、 29，30…プリフィルタ、 31，32，38…
極性反転器、 33…パラレル−シリアル(Ｐ／Ｓ)変換
器、 36…−Ｉ信号、 37…−Ｑ信号。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】ディジタル信号をアナログ信号に変換後
に生じる折り返し雑音を所定のレベルだけ減衰させるプ
リフィルタと、ベースバンドＩ信号，ベースバンドＱ信
号を帯域制限するディジタル帯域制限フィルタと、極性
反転器とパラレル−シリアル変換器によって構成される
ディジタル直交変調回路と、前記ディジタル直交変調回
路によって出力されたディジタル変調信号をアナログ変
調信号に変換するＤ／Ａ変換器と、前記Ｄ／Ａ変換器に
よって出力されたアナログ変調信号の不要周波数成分を
除去するローパスフィルタと、前記ローパスフィルタに
よって出力されたアナログ信号を局部発振信号と混合し
アップコンバートするアナログミキサーと、前記アナロ
グミキサーによって出力されたアナログ信号の不要周波
数成分を除去するバンドパスフィルタからなり、前記バ
ンドパスフィルタの出力からアナログ変調信号を得るこ
とを特徴とするディジタル直交変調器。
【請求項２】ベースバンドＩ信号，ベースバンドＱ信
号を帯域制限するディジタル帯域制限フィルタと、極性
反転器とパラレル−シリアル変換器によって構成される
ディジタル直交変調回路と、前記ディジタル直交変調回
路によって出力されたディジタル信号の極性を反転させ
る極性反転器と、前記極性反転器で極性が反転された前
記ディジタル信号をアナログ変調信号に変換するＤ／Ａ
変換器と、前記Ｄ／Ａ変換器によって出力されたアナロ
グ変調信号の折り返し雑音成分を変調信号として取り出
し、不要周波数成分を除去するバンドパスフィルタと、
前記バンドパスフィルタによって出力されたアナログ信
号を局部発振信号と混合しアップコンバートするアナロ
グミキサーと、前記アナログミキサーによって出力され
たアナログ信号の不要周波数成分を除去するバンドパス
フィルタからなり、前記バンドパスフィルタの出力から
アナログ変調信号を得ることを特徴とするディジタル直
交変調器。
【請求項３】ベースバンドＩ信号，ベースバンドＱ信
号を帯域制限するディジタル帯域制限フィルタと、極性
反転器とパラレル−シリアル変換器によって構成される
ディジタル直交変調回路と、前記ディジタル直交変調回
路によって出力されたディジタル信号をアナログ変調信
号に変換するＤ／Ａ変換器と、前記Ｄ／Ａ変換器によっ
て出力されたアナログ変調信号の高次高調波成分を変調
信号として取り出し、不要周波数成分を除去するバンド
パスフィルタと、前記バンドパスフィルタによって出力
されたアナログ信号を局部発振信号と混合しアップコン
バートするアナログミキサーと、前記アナログミキサー
によって出力されたアナログ信号の不要周波数成分を除
去するバンドパスフィルタからなり、前記バンドパスフ
ィルタの出力からアナログ変調信号を得ることを特徴と
するディジタル直交変調器。
【請求項４】極性反転器とパラレル−シリアル変換器
によって構成されるディジタル直交変調回路と、前記デ
ィジタル直交変調回路によって出力されたディジタル変
調信号をアナログ変調信号に変換するＤ／Ａ変換器と、
前記Ｄ／Ａ変換器によって出力されたアナログ変調信号
の不要周波数成分を除去するローパスフィルタと、前記
ローパスフィルタによって出力されたアナログ信号を局
部発振信号と混合しアップコンバートするアナログミキ
サーと、前記アナログミキサーによって出力されたアナ
ログ信号に対し帯域制限を行うバンドパスフィルタから
なり、前記バンドパスフィルタの出力からアナログ変調
信号を得ることを特徴とするディジタル直交変調器。