JPH08149855A - 電力変換器の制御方法及び制御装置 - Google Patents
電力変換器の制御方法及び制御装置Info
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- JPH08149855A JPH08149855A JP6283120A JP28312094A JPH08149855A JP H08149855 A JPH08149855 A JP H08149855A JP 6283120 A JP6283120 A JP 6283120A JP 28312094 A JP28312094 A JP 28312094A JP H08149855 A JPH08149855 A JP H08149855A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】直流中間回路に平滑コンデンサを備える電力変
換器において、直流電流の応答遅れを補償し、直流電圧
の変動を最小化して、平滑コンデンサ容量を低減する。 【構成】複数の半導体スイッチ素子により交流を直流に
変換（順変換）あるいは直流を交流に変換（逆変換）す
る変換器を２台備え、該両者変換器の直流端子は互いに
接続され、その正負端子間には平滑コンデンサが接続さ
れ、前記両方の変換器はそれぞれの交流電流を制御する
電流制御器により制御される電力変換器において、前記
逆変換動作する変換器の交流側の電流変動に対して、前
記順変換動作する変換器の前記電流制御器からの応答制
御を、前記逆変換動作する変換器の前記電流制御器より
も早くする。
換器において、直流電流の応答遅れを補償し、直流電圧
の変動を最小化して、平滑コンデンサ容量を低減する。 【構成】複数の半導体スイッチ素子により交流を直流に
変換（順変換）あるいは直流を交流に変換（逆変換）す
る変換器を２台備え、該両者変換器の直流端子は互いに
接続され、その正負端子間には平滑コンデンサが接続さ
れ、前記両方の変換器はそれぞれの交流電流を制御する
電流制御器により制御される電力変換器において、前記
逆変換動作する変換器の交流側の電流変動に対して、前
記順変換動作する変換器の前記電流制御器からの応答制
御を、前記逆変換動作する変換器の前記電流制御器より
も早くする。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、交流電源から所要周波
数の交流に変換する電力変換器であって、特に変換器の
直流中間回路に大容量の平滑コンデンサを備えるものに
好適な制御方法及び制御装置に関する。
数の交流に変換する電力変換器であって、特に変換器の
直流中間回路に大容量の平滑コンデンサを備えるものに
好適な制御方法及び制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】圧延機駆動などの電動機制御システムや
揚水発電などの電力制御システムに、最近では電圧型イ
ンバ−タを用いる方式が実用化されている。このインバ
−タの主回路は、交流を直流に変換する第一の変換器
（コンバータ）と、これに直流回路を介して接続され、
直流を交流に変換する第二の変換器（インバータ）、さ
らに直流回路に大容量平滑コンデンサを備えられて構成
される。このものでは平滑コンデンサの変換器全体に占
める体積割合が大きく、この小型化が変換器のコンパク
ト化に不可欠である。
揚水発電などの電力制御システムに、最近では電圧型イ
ンバ−タを用いる方式が実用化されている。このインバ
−タの主回路は、交流を直流に変換する第一の変換器
（コンバータ）と、これに直流回路を介して接続され、
直流を交流に変換する第二の変換器（インバータ）、さ
らに直流回路に大容量平滑コンデンサを備えられて構成
される。このものでは平滑コンデンサの変換器全体に占
める体積割合が大きく、この小型化が変換器のコンパク
ト化に不可欠である。
【０００３】コンデンサの機能の１つは、第一の変換器
と第二の変換器の電力授受の不一致による直流電圧の変
動を抑制することにある。従って、直流電圧の変動を別
途低減できればコンデンサ容量を削減でき、コンパクト
化が可能である。このため従来は、 １）直流電圧を所定値に制御する電圧制御器の出力値に
応じて、第一の変換器の電流を制御し、直流電圧を一定
に制御する。（例えば特開昭61−109491号公報のものが
ある。） ２）第二の変換器の電流指令値を第一の変換器の電流指
令値に加算し、フィードフォワード制御により、第二の
変換器の電流変化に同期して第一の変換器の電流を制御
する。（例えば特開平3−245793 号公報のものがあ
る。）などの方式が適用されている。
と第二の変換器の電力授受の不一致による直流電圧の変
動を抑制することにある。従って、直流電圧の変動を別
途低減できればコンデンサ容量を削減でき、コンパクト
化が可能である。このため従来は、 １）直流電圧を所定値に制御する電圧制御器の出力値に
応じて、第一の変換器の電流を制御し、直流電圧を一定
に制御する。（例えば特開昭61−109491号公報のものが
ある。） ２）第二の変換器の電流指令値を第一の変換器の電流指
令値に加算し、フィードフォワード制御により、第二の
変換器の電流変化に同期して第一の変換器の電流を制御
する。（例えば特開平3−245793 号公報のものがあ
る。）などの方式が適用されている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】上記の１）の方式で
は、第二の変換器の電流変化に伴う直流電圧の変動に基
づいて、第一の変換器の電流が制御される。このため、
第二の変換器に対して第一の変換器に電流の制御遅れが
存在し、この結果、直流電圧が変動する。
は、第二の変換器の電流変化に伴う直流電圧の変動に基
づいて、第一の変換器の電流が制御される。このため、
第二の変換器に対して第一の変換器に電流の制御遅れが
存在し、この結果、直流電圧が変動する。
【０００５】一方、上記２）の方式では両変換器間の交
流電流の不一致（時間遅れ）を無くせるが、後述のよう
に変換器自体の動作に基づいて、交流電流と直流電流の
間に応答遅れが存在するため、やはり直流電圧の変動を
最小化することができない。本発明の目的は、直流中間
回路に大容量の平滑コンデンサを備える電力変換器にお
いて、上述の直流電流の応答遅れを補償し、直流電圧の
変動を最小化して、平滑コンデンサ容量を低減すること
にある。
流電流の不一致（時間遅れ）を無くせるが、後述のよう
に変換器自体の動作に基づいて、交流電流と直流電流の
間に応答遅れが存在するため、やはり直流電圧の変動を
最小化することができない。本発明の目的は、直流中間
回路に大容量の平滑コンデンサを備える電力変換器にお
いて、上述の直流電流の応答遅れを補償し、直流電圧の
変動を最小化して、平滑コンデンサ容量を低減すること
にある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記目的は、複数の半導
体スイッチ素子により交流を直流に変換（順変換）ある
いは直流を交流に変換（逆変換）する変換器を２台備
え、該両者変換器の直流端子は互いに接続され、その正
負端子間には平滑コンデンサが接続され、前記両方の変
換器はそれぞれの交流電流を制御する電流制御器により
制御される電力変換器において、前記逆変換動作する変
換器の交流側の電流変動に対して、前記順変換動作する
変換器の前記電流制御器からの応答制御を、前記逆変換
動作する変換器の前記電流制御器よりも早くする、こと
によりを達成する。
体スイッチ素子により交流を直流に変換（順変換）ある
いは直流を交流に変換（逆変換）する変換器を２台備
え、該両者変換器の直流端子は互いに接続され、その正
負端子間には平滑コンデンサが接続され、前記両方の変
換器はそれぞれの交流電流を制御する電流制御器により
制御される電力変換器において、前記逆変換動作する変
換器の交流側の電流変動に対して、前記順変換動作する
変換器の前記電流制御器からの応答制御を、前記逆変換
動作する変換器の前記電流制御器よりも早くする、こと
によりを達成する。
【０００７】
【作用】逆変換動作する変換器の交流側の電流変動に対
して、順変換動作する変換器の電流制御器からの応答制
御を、逆変換動作する変換器の電流制御器よりも早くす
ることにより、順変換動作する変換器の交流電流が逆変
換動作する変換器のそれより先行して制御される。これ
により前述の直流電流の応答遅れが補償され、順変換動
作する変換器の直流出力電流を逆変換動作する変換器の
直流入力電流の変化に可及的に一致させることができ、
直流電圧変動を最小化して、平滑コンデンサ容量を低減
できる。
して、順変換動作する変換器の電流制御器からの応答制
御を、逆変換動作する変換器の電流制御器よりも早くす
ることにより、順変換動作する変換器の交流電流が逆変
換動作する変換器のそれより先行して制御される。これ
により前述の直流電流の応答遅れが補償され、順変換動
作する変換器の直流出力電流を逆変換動作する変換器の
直流入力電流の変化に可及的に一致させることができ、
直流電圧変動を最小化して、平滑コンデンサ容量を低減
できる。
【０００８】
【実施例】本発明の一実施例について、図１により説明
する。１と４は交流を直流に変換（コンバータ）又は直
流を交流に変換（インバータ）する半導体素子から成る
変換器（第一と第二の変換器と呼称）で、両変換器の直
流端子同士は接続されその正負端子間には直流電圧の変
動を抑制するための平滑コンデンサ６が接続されてい
る。交流電源２と変換器１の交流側はリプル電流低減用
のリアクトル３を介して接続され、変換器４の交流側に
は交流電動機５が接続され、交流電動機５には変換器４
から出力される可変電圧可変周波数の交流電力が供給さ
れる。
する。１と４は交流を直流に変換（コンバータ）又は直
流を交流に変換（インバータ）する半導体素子から成る
変換器（第一と第二の変換器と呼称）で、両変換器の直
流端子同士は接続されその正負端子間には直流電圧の変
動を抑制するための平滑コンデンサ６が接続されてい
る。交流電源２と変換器１の交流側はリプル電流低減用
のリアクトル３を介して接続され、変換器４の交流側に
は交流電動機５が接続され、交流電動機５には変換器４
から出力される可変電圧可変周波数の交流電力が供給さ
れる。
【０００９】７は直流回路の直流電圧の指令値Ｖdc* と
その検出値Ｖdcの差に応じて変換器１の交流電流指令値
ｉd1* （振幅指令値）を出力する電圧制御器（ＡＶ
Ｒ）、８は変換器１の交流電流指令値ｉd1* に後述の第
２の電流指令値ｉd2* を加算する加算器、９は加算器８
の出力値に振幅が比例し、交流電源２の電圧と同位相の
交流電流指令値ｉs*（瞬時値指令）を出力する交流電流
指令演算器、１０はｉs*と変換器１の交流電流検出値ｉ
s の差に応じて変換器１の入力電圧指令値Ｖc*を出力す
る電流制御器(ＡＣＲ１）、１１はＶc*に応じて変換器
１の交流入力電圧Ｖcをパルス幅制御するパルス幅変調
器（ＰＷＭ）である。
その検出値Ｖdcの差に応じて変換器１の交流電流指令値
ｉd1* （振幅指令値）を出力する電圧制御器（ＡＶ
Ｒ）、８は変換器１の交流電流指令値ｉd1* に後述の第
２の電流指令値ｉd2* を加算する加算器、９は加算器８
の出力値に振幅が比例し、交流電源２の電圧と同位相の
交流電流指令値ｉs*（瞬時値指令）を出力する交流電流
指令演算器、１０はｉs*と変換器１の交流電流検出値ｉ
s の差に応じて変換器１の入力電圧指令値Ｖc*を出力す
る電流制御器(ＡＣＲ１）、１１はＶc*に応じて変換器
１の交流入力電圧Ｖcをパルス幅制御するパルス幅変調
器（ＰＷＭ）である。
【００１０】１２は電動機５の回転速度ωr を検出する
速度検出器（ＰＧ）、１３は速度指令値ωr1*と速度検
出値ωr の差に応じて変換器４の出力電流指令値ｉt1*
（電動機５のトルク電流指令値）を出力する速度制御器
（ＡＳＲ）、１４はｉt1* に基づいて出力電流瞬時値指
令ｉM* を出力するベクトル演算器（ＶＥＣ.Ｃ）、１５
はｉM*と出力電流検出値ｉM の差に応じて変換器４の出
力電圧指令値ＶM*を出力する電流制御器（ＡＣＲ２）、
１６はＶM*に応じて変換器４の交流出力電圧ＶMをパル
ス幅制御するパルス幅変調器（ＰＷＭ）である。
速度検出器（ＰＧ）、１３は速度指令値ωr1*と速度検
出値ωr の差に応じて変換器４の出力電流指令値ｉt1*
（電動機５のトルク電流指令値）を出力する速度制御器
（ＡＳＲ）、１４はｉt1* に基づいて出力電流瞬時値指
令ｉM* を出力するベクトル演算器（ＶＥＣ.Ｃ）、１５
はｉM*と出力電流検出値ｉM の差に応じて変換器４の出
力電圧指令値ＶM*を出力する電流制御器（ＡＣＲ２）、
１６はＶM*に応じて変換器４の交流出力電圧ＶMをパル
ス幅制御するパルス幅変調器（ＰＷＭ）である。
【００１１】破線内Ａは本発明に直接関係する部分であ
り、１７は目標速度指令値ωr*を遅延し、速度指令値の
遅延信号ωr1* を出力する遅延器（ＤＥＬ１）、１８は
目標速度指令値ωr*を遅延器１７の遅延時間とは異なる
時間で遅延しその遅延信号ωr2*を出力する遅延器(ＤＥ
Ｌ２）、１９はωr2*とωrの差に応じたモデル電流信号
ｉt2*を出力するモデル速度制御器（ＭＡＳＲ１）、２
０はｉt2*とｉt1* の差の積分値をモデル速度制御器１
９の入力にフィードバックする調節器（REG1)、２１は
ｉt2*とωr の積を加算器８に加える乗算器である。
り、１７は目標速度指令値ωr*を遅延し、速度指令値の
遅延信号ωr1* を出力する遅延器（ＤＥＬ１）、１８は
目標速度指令値ωr*を遅延器１７の遅延時間とは異なる
時間で遅延しその遅延信号ωr2*を出力する遅延器(ＤＥ
Ｌ２）、１９はωr2*とωrの差に応じたモデル電流信号
ｉt2*を出力するモデル速度制御器（ＭＡＳＲ１）、２
０はｉt2*とｉt1* の差の積分値をモデル速度制御器１
９の入力にフィードバックする調節器（REG1)、２１は
ｉt2*とωr の積を加算器８に加える乗算器である。
【００１２】次に全体の動作について説明する。上記破
線内Ａの要素番号の１７〜２１を除く構成は、ＰＷＭ制
御コンバータとＰＷＭ制御インバータを用いた交流電動
機の速度制御装置として周知である。すなわち、変換器
４およびこれに関係の制御要素１２〜１６は、電動機５
を速度制御する電動機側ＰＷＭインバータを構成し、ま
た、変換器１およびこれに関係の制御要素６〜１１は、
直流回路電圧を一定にして電源力率を１.0に制御する電
源側ＰＷＭコンバータを構成する。
線内Ａの要素番号の１７〜２１を除く構成は、ＰＷＭ制
御コンバータとＰＷＭ制御インバータを用いた交流電動
機の速度制御装置として周知である。すなわち、変換器
４およびこれに関係の制御要素１２〜１６は、電動機５
を速度制御する電動機側ＰＷＭインバータを構成し、ま
た、変換器１およびこれに関係の制御要素６〜１１は、
直流回路電圧を一定にして電源力率を１.0に制御する電
源側ＰＷＭコンバータを構成する。
【００１３】以下では先ず、従来方式の動作と問題点に
ついて述べ、その後、本発明の特徴要素１７〜２１を加
えた全体の動作について述べる。
ついて述べ、その後、本発明の特徴要素１７〜２１を加
えた全体の動作について述べる。
【００１４】（１）従来方式の動作と問題点 要素番号１７〜２１を除く、従来方式の動作と問題点に
ついて述べる。変換器１の交流入力電流ｉs は、電圧制
御器７の動作に従い、平滑コンデンサの直流電圧Ｖdcの
変動に応じて制御される。いま、変換器４の出力がωr*
の急変により増加した場合、変換器４の直流電流ｉI の
増加によりＶdcが低下するため、電圧制御器７の動作に
従いｉs は増加方向に制御される。ｉs は、Ｖs とＶc
の差がリアクトル３に加わる結果として流れる。それゆ
え、電流制御器１０の動作に従い電流偏差に応じてＶc
を制御することにより、ｉs を指令値ｉs*に一致するよ
うに制御できる。
ついて述べる。変換器１の交流入力電流ｉs は、電圧制
御器７の動作に従い、平滑コンデンサの直流電圧Ｖdcの
変動に応じて制御される。いま、変換器４の出力がωr*
の急変により増加した場合、変換器４の直流電流ｉI の
増加によりＶdcが低下するため、電圧制御器７の動作に
従いｉs は増加方向に制御される。ｉs は、Ｖs とＶc
の差がリアクトル３に加わる結果として流れる。それゆ
え、電流制御器１０の動作に従い電流偏差に応じてＶc
を制御することにより、ｉs を指令値ｉs*に一致するよ
うに制御できる。
【００１５】ところで、変換器１が順変換動作（交流を
直流に変換する動作）を行う場合、Ｖc をＶs よりリア
クトル３の電圧降下分だけ低くなるように制御する必要
がある。この時、Ｖc とｉs の積で与えられる変換器１
の入力電力Ｐc は、ｉs が増加方向に制御されるにも拘
らず、ｉs に比例して増加しない。
直流に変換する動作）を行う場合、Ｖc をＶs よりリア
クトル３の電圧降下分だけ低くなるように制御する必要
がある。この時、Ｖc とｉs の積で与えられる変換器１
の入力電力Ｐc は、ｉs が増加方向に制御されるにも拘
らず、ｉs に比例して増加しない。
【００１６】図２は上記の様子を示すものである。すな
わち、ｉs が変化する期間においては、電源出力Ｐs(＝
Ｖs・ｉs）はｉs に比例するが、Ｐc はｉs に比例しな
い。これは、リアクトル３において電圧降下Ｌs(ｄis／
ｄt)を生じるためで、変換器１に到達する電力Ｐc は数
１で示される。
わち、ｉs が変化する期間においては、電源出力Ｐs(＝
Ｖs・ｉs）はｉs に比例するが、Ｐc はｉs に比例しな
い。これは、リアクトル３において電圧降下Ｌs(ｄis／
ｄt)を生じるためで、変換器１に到達する電力Ｐc は数
１で示される。
【００１７】
【数１】
【００１８】この結果、図２のように、一般にＰc＜Ｐs
である。特にｄis／ｄt が大の場合は、ｉs の変化期間
においてＰc が増加しない期間（デッドタイム）が生じ
る。このため、数２で与えられる変換器１の直流出力電
流ｉc はｉs に対して遅れを持つことになる。
である。特にｄis／ｄt が大の場合は、ｉs の変化期間
においてＰc が増加しない期間（デッドタイム）が生じ
る。このため、数２で与えられる変換器１の直流出力電
流ｉc はｉs に対して遅れを持つことになる。
【００１９】
【数２】 ｉc ＝Ｐc ／Ｖdc …（数２） このように、ｉs に対してｉc に変化遅れ（デッドタイ
ム）が存在するため、たとえ電圧制御が高応答であって
も直流電圧の変動を十分に抑制できない。
ム）が存在するため、たとえ電圧制御が高応答であって
も直流電圧の変動を十分に抑制できない。
【００２０】一方、変換器４は、電動機のトルクに応じ
て所要の電流ｉM を出力する。ｉMは変換器出力電圧Ｖ
M と電動機速度起電力ｅM の差が電動機漏れインダクタ
ンスＬM に作用する結果として流れる。電流制御器１５
の動作に従いＶM を制御して、ｉM を指令値ｉM*に一致
するよう制御することは前述の変換器１の場合と同様で
ある。
て所要の電流ｉM を出力する。ｉMは変換器出力電圧Ｖ
M と電動機速度起電力ｅM の差が電動機漏れインダクタ
ンスＬM に作用する結果として流れる。電流制御器１５
の動作に従いＶM を制御して、ｉM を指令値ｉM*に一致
するよう制御することは前述の変換器１の場合と同様で
ある。
【００２１】しかし、変換器４は逆変換動作（直流を交
流に変換する動作）を行うため、ｉM を増加させる際に
は、ＶM をｅM より漏れインダクタンスＬM の電圧降下
分だけ高くする必要がある。
流に変換する動作）を行うため、ｉM を増加させる際に
は、ＶM をｅM より漏れインダクタンスＬM の電圧降下
分だけ高くする必要がある。
【００２２】このため、変換器４の出力電力ＰI は数３
で示され、右辺第２項に相当する分だけ電動機出力ＰM
より大きくなる。
で示され、右辺第２項に相当する分だけ電動機出力ＰM
より大きくなる。
【００２３】
【数３】
【００２４】ｉM の増加期間におけるＰI とＰM の関係
を図３に示す。直流入力電流ｉI は、数４で示されるた
め、ｉI はＰI と相似に変化する。従って、変換器１に
おけるような交流電流に対する直流電流の応答遅れは存
在しない。むしろ、ｉI の変化（増加率）が大きいた
め、直流電圧変動が助長される。
を図３に示す。直流入力電流ｉI は、数４で示されるた
め、ｉI はＰI と相似に変化する。従って、変換器１に
おけるような交流電流に対する直流電流の応答遅れは存
在しない。むしろ、ｉI の変化（増加率）が大きいた
め、直流電圧変動が助長される。
【００２５】
【数４】 ｉI ＝ＰI ／Ｖdc …（数４） 図４は従来方式のようにｉs とｉM を同期して制御した
場合のＰc とＰI の変化を示したものである。電流変化
期間における両者の差（斜線部分）はコンデンサ６によ
り供給されるため、コンデンサの放電により直流電圧が
変動（低下）する。電圧変動を許容値以内とするように
コンデンサ容量が定まるため、大容量のものが必要とな
る。
場合のＰc とＰI の変化を示したものである。電流変化
期間における両者の差（斜線部分）はコンデンサ６によ
り供給されるため、コンデンサの放電により直流電圧が
変動（低下）する。電圧変動を許容値以内とするように
コンデンサ容量が定まるため、大容量のものが必要とな
る。
【００２６】（２）本発明の原理と動作 直流電圧の変動は、ｉc とｉI の差の積分値に比例す
る。そこで、本発明のものでは、図５に示すようにｉs
をｉM に先行して制御し、図示の斜線部の面積が小とな
るよう制御する。これが本発明の原理である。図１の破
線内がこの制御を行う部分である。
る。そこで、本発明のものでは、図５に示すようにｉs
をｉM に先行して制御し、図示の斜線部の面積が小とな
るよう制御する。これが本発明の原理である。図１の破
線内がこの制御を行う部分である。
【００２７】次に本発明の動作について、電流の非変化
時と変化時のそれぞれについて順に述べる。非変化時に
おいて、遅延器１７，１８の出力値ωr1*，ωr2*は一致
し、また、速度制御器１３およびモデル速度制御器１９
の出力ｉt1*，ｉt2*も一致している。もしも、ｉt1*，
ｉt2*が一致しない部分は、両者の差が調節器２０を介
して制御器１９の入力にフィードバックさせるため、こ
の差は零に制御される。乗算器２１においてｉt2*とω
r を乗算し、該乗算値ｉd2*が加算器８に加えられる。
ｉd2*はｉc をｉI に一致するように制御するための電
流指令値である。以下に、ｉd2*の制御原理を説明す
る。
時と変化時のそれぞれについて順に述べる。非変化時に
おいて、遅延器１７，１８の出力値ωr1*，ωr2*は一致
し、また、速度制御器１３およびモデル速度制御器１９
の出力ｉt1*，ｉt2*も一致している。もしも、ｉt1*，
ｉt2*が一致しない部分は、両者の差が調節器２０を介
して制御器１９の入力にフィードバックさせるため、こ
の差は零に制御される。乗算器２１においてｉt2*とω
r を乗算し、該乗算値ｉd2*が加算器８に加えられる。
ｉd2*はｉc をｉI に一致するように制御するための電
流指令値である。以下に、ｉd2*の制御原理を説明す
る。
【００２８】第２の変換器の出力ＰI は変換器損失を無
視すれば、電流の非変化時については電動機出力ＰM と
一致することから、数５が成立する。
視すれば、電流の非変化時については電動機出力ＰM と
一致することから、数５が成立する。
【００２９】
【数５】 ＰI ＝Ｖdc・ｉI ＝ωr ・τ …（数５） 電動機トルクおよび回転速度はそれぞれｉt1* および速
度検出値ωr と比例するため、数６が成立する。
度検出値ωr と比例するため、数６が成立する。
【００３０】
【数６】
【００３１】ここに、ｋ，ｋ′：比例定数である。
【００３２】すなわち、ＰI，ｉIはωrとｉt1*の積で与
えられる。前述よりｉt1*＝ｉt2*であるからｉd2*はＰ
I およびｉI に比例した値である。
えられる。前述よりｉt1*＝ｉt2*であるからｉd2*はＰ
I およびｉI に比例した値である。
【００３３】一方、Ｐc は変換器損失を無視すれば、電
流非変化時はＰs と一致するため数７が成立する。
流非変化時はＰs と一致するため数７が成立する。
【００３４】
【数７】 Ｐc ＝Ｖdc・ｉc ＝Ｐs ＝３｜Ｖs｜｜ｉs｜ （電源力率＝１.０の場合) …（数７） ｜ｉs｜はｉd2*に比例するため数８が成立し、Ｐc ,ｉ
c はｉd2*に比例して制御される。
c はｉd2*に比例して制御される。
【００３５】
【数８】
【００３６】以上のように、ＰI ，ｉI に比例のｉd2*
に応じてＰc ，ｉc が制御される結果、数９が成立し、
直流電圧は一定に保持される。
に応じてＰc ，ｉc が制御される結果、数９が成立し、
直流電圧は一定に保持される。
【００３７】
【数９】
【００３８】なお、制御演算誤差によりＰI ＝Ｐc が不
成立の場合は、電圧制御器７の出力値ｉd1*によりｉd2*
の誤差分が補償され、Ｖdcが一定となるように補正され
る。次に、電流変化時の動作について説明する。電流の
変化はωr*が変更された場合、電動機の負荷トルク
が変化した場合に生じる。の場合はトルク変化により
ωr が変動してｉt1*が変化し、次に調節器２０の作用
によりｉt2*がｉt1*に一致するように制御され、この結
果、ｉt1*に比例してｉd2*が変化する。この間、調節器
２０などによる制御遅れにより、ｉd2*はｉt1*に対し遅
れを持つが、の場合ではｉt1*の変化がの場合に比
べて緩やかなため、実用上の問題（直流電圧の変動）は
生じない。
成立の場合は、電圧制御器７の出力値ｉd1*によりｉd2*
の誤差分が補償され、Ｖdcが一定となるように補正され
る。次に、電流変化時の動作について説明する。電流の
変化はωr*が変更された場合、電動機の負荷トルク
が変化した場合に生じる。の場合はトルク変化により
ωr が変動してｉt1*が変化し、次に調節器２０の作用
によりｉt2*がｉt1*に一致するように制御され、この結
果、ｉt1*に比例してｉd2*が変化する。この間、調節器
２０などによる制御遅れにより、ｉd2*はｉt1*に対し遅
れを持つが、の場合ではｉt1*の変化がの場合に比
べて緩やかなため、実用上の問題（直流電圧の変動）は
生じない。
【００３９】本発明は以下に述べるようにの場合が対
象である。遅延器１７，１８の出力値ωr1*，ωr2*は互
いに遅延量が異なる。前述したように変換器１の電流を
先行制御する必要から、ωr2* の遅延量がωr1* に比べ
先行制御分だけ少なめに設定される。従ってωr*が変更
された場合、ωr2*が先に変化し、その後にωr1*が変化
する。
象である。遅延器１７，１８の出力値ωr1*，ωr2*は互
いに遅延量が異なる。前述したように変換器１の電流を
先行制御する必要から、ωr2* の遅延量がωr1* に比べ
先行制御分だけ少なめに設定される。従ってωr*が変更
された場合、ωr2*が先に変化し、その後にωr1*が変化
する。
【００４０】このため、ｉt2*はｉt1*に対して先に変化
し、ｉs はｉM に先行して制御される。この結果、前述
の原理に従いｉc の応答遅れが補償され、直流電圧の変
動が抑制される。以上より、本発明によればコンデンサ
容量の低減が可能となる。
し、ｉs はｉM に先行して制御される。この結果、前述
の原理に従いｉc の応答遅れが補償され、直流電圧の変
動が抑制される。以上より、本発明によればコンデンサ
容量の低減が可能となる。
【００４１】前記実施例は、変換器１が順変換動作を行
い、変換器４が逆変換動作を行う場合を対象としたが、
回生運転を行う場合のように、変換器４が順変換動作、
変換器１が逆変換動作である場合は、前記実施例とは逆
に、ＰI ,ｉI の変化はＰC ,ｉc に対して遅れを持つ。
それゆえ、この場合は、遅延器１８の遅延量を遅延器１
７よりも大きく設定する必要がある。また、電動運転と
回生運転が時々刻々切り替わる場合は、各運転を判別
し、遅延器１８の遅延量を変更する。
い、変換器４が逆変換動作を行う場合を対象としたが、
回生運転を行う場合のように、変換器４が順変換動作、
変換器１が逆変換動作である場合は、前記実施例とは逆
に、ＰI ,ｉI の変化はＰC ,ｉc に対して遅れを持つ。
それゆえ、この場合は、遅延器１８の遅延量を遅延器１
７よりも大きく設定する必要がある。また、電動運転と
回生運転が時々刻々切り替わる場合は、各運転を判別
し、遅延器１８の遅延量を変更する。
【００４２】図６は上記を配慮した本発明の他の実施例
を示し、図中の要素番号の１３，１４，１７，１９，２
０，２１は図１のものと同一物である。本実施例で図１
の制御の構成に新たに追加，変更した制御要素は次のよ
うである。
を示し、図中の要素番号の１３，１４，１７，１９，２
０，２１は図１のものと同一物である。本実施例で図１
の制御の構成に新たに追加，変更した制御要素は次のよ
うである。
【００４３】２２は目標速度指令値ωr*とその検出値ω
r の差に応じた信号ｉt3* を出力する第２のモデル速度
制御器（ＭＡＳＲ２）、２３はｉt3*とｉt1*の差の積分
値を第２のモデル速度制御器２２の入力にフィードバッ
クする調節器（ＲＥＧ２）、２４はｉt3*の正負極性を
判別する極性判別器（ＤＩＳＣ）、１８′はｉt3*の極
性に応じて遅延量が変化する遅延器（ＤＥＬ３）であ
る。
r の差に応じた信号ｉt3* を出力する第２のモデル速度
制御器（ＭＡＳＲ２）、２３はｉt3*とｉt1*の差の積分
値を第２のモデル速度制御器２２の入力にフィードバッ
クする調節器（ＲＥＧ２）、２４はｉt3*の正負極性を
判別する極性判別器（ＤＩＳＣ）、１８′はｉt3*の極
性に応じて遅延量が変化する遅延器（ＤＥＬ３）であ
る。
【００４４】以下、新しく付加された構成部分の動作に
ついて述べる。ｉt1*とｉt3*の差が調節器２３を介して
モデル速度制御器２２の入力にフィードバックされてい
るため、電流の非変化時においてはｉt1*とｉt3*の両者
は一致している。この状態においてωr*が変化すると、
モデル速度制御器２２にはωr*が遅れなしに直接入力さ
れているため、ｉt3* は他のｉt1*，ｉt2*のいずれより
早く変化する。それゆえ、ｉt3*によりｉt1*の極性変化
を前もって検知できる。ｉt1* の極性が正の場合は電動
運転、負の場合は回生運転に対応するので、ｉt3* の極
性から将来の運転モード（電動／回生いずれかが選択さ
れるか）を予測することができる。
ついて述べる。ｉt1*とｉt3*の差が調節器２３を介して
モデル速度制御器２２の入力にフィードバックされてい
るため、電流の非変化時においてはｉt1*とｉt3*の両者
は一致している。この状態においてωr*が変化すると、
モデル速度制御器２２にはωr*が遅れなしに直接入力さ
れているため、ｉt3* は他のｉt1*，ｉt2*のいずれより
早く変化する。それゆえ、ｉt3*によりｉt1*の極性変化
を前もって検知できる。ｉt1* の極性が正の場合は電動
運転、負の場合は回生運転に対応するので、ｉt3* の極
性から将来の運転モード（電動／回生いずれかが選択さ
れるか）を予測することができる。
【００４５】そこで、判別器２４により極性を判別し、
この結果に基づいて遅延器１８′の遅延量を前述の関係
に従い変更する。すなわち、電動運転（ｉt3* が正）の
場合は遅延量を遅延器１７のそれより小さく、また回生
運転（ｉt3* が負）の場合は遅延量が大きくなるように
変更する。
この結果に基づいて遅延器１８′の遅延量を前述の関係
に従い変更する。すなわち、電動運転（ｉt3* が正）の
場合は遅延量を遅延器１７のそれより小さく、また回生
運転（ｉt3* が負）の場合は遅延量が大きくなるように
変更する。
【００４６】以上により、電動／回生が切り替わる場合
であっても、常に直流電圧の変動を抑制できる。前記実
施例では、変換器１に、ＰＷＭ制御コンバータを用いた
場合について述べたが、周知の点弧位相制御サイリスタ
コンバータを用いる場合についても本発明を適用し同様
の効果が得られる。すなわち、サイリスタコンバータ
は、制御角αを制御して直流出力電圧を可変制御する
が、転流動作の関係から、制御周期が電源電圧周期の１
／６あるいは１／１２と離散的である。このため、電流
指令（前記実施例のｉd2* 相当）から直流出力電流（ｉ
c 相当）までに制御遅れが存在する。そこで、前記実施
例と同様にして、変換器１（サイリスタコンバータ）の
電流指令値ｉd2*を変換器４の電流指令値ｉt1*に先行し
て制御することにより、上述の制御遅れを補償でき、直
流電圧の変動を抑制できる。
であっても、常に直流電圧の変動を抑制できる。前記実
施例では、変換器１に、ＰＷＭ制御コンバータを用いた
場合について述べたが、周知の点弧位相制御サイリスタ
コンバータを用いる場合についても本発明を適用し同様
の効果が得られる。すなわち、サイリスタコンバータ
は、制御角αを制御して直流出力電圧を可変制御する
が、転流動作の関係から、制御周期が電源電圧周期の１
／６あるいは１／１２と離散的である。このため、電流
指令（前記実施例のｉd2* 相当）から直流出力電流（ｉ
c 相当）までに制御遅れが存在する。そこで、前記実施
例と同様にして、変換器１（サイリスタコンバータ）の
電流指令値ｉd2*を変換器４の電流指令値ｉt1*に先行し
て制御することにより、上述の制御遅れを補償でき、直
流電圧の変動を抑制できる。
【００４７】なお、前記実施例（図１）では、変換器１
の交流側にリアクトルを有しているが、これは必ずしも
必要でない。電源入力変圧器がある場合など、その漏れ
インダクタンスによりこれに代えることができる。ま
た、変換器１，４に用いるスイッチング素子は、ＧＴＯ
に限らずトランジスタ、ＩＧＢＴなどの素子を用いる場
合にも同様に適用できる。
の交流側にリアクトルを有しているが、これは必ずしも
必要でない。電源入力変圧器がある場合など、その漏れ
インダクタンスによりこれに代えることができる。ま
た、変換器１，４に用いるスイッチング素子は、ＧＴＯ
に限らずトランジスタ、ＩＧＢＴなどの素子を用いる場
合にも同様に適用できる。
【００４８】前記実施例は、変換器１および４の間の電
力授受の不一致をなくして直流電圧の変動を抑制するも
のであるが、電源系統異常並びに変換器内部の故障など
では、これらを検知すると同時に変換器１および４のス
イッチング素子をターンオフ制御して保護制御を行う。
スイッチング素子のターンオフに伴いそれまで流れてい
た変換器１，４の交流電流が消滅するが、この際、変換
器１および４の交流側のインダクタンス（リアクトル３
および電動機５の漏れインダクタンス）の磁気エネルギ
ー相当が各変換器のダイオードを介して直流回路に流入
するため直流電圧が上昇する。
力授受の不一致をなくして直流電圧の変動を抑制するも
のであるが、電源系統異常並びに変換器内部の故障など
では、これらを検知すると同時に変換器１および４のス
イッチング素子をターンオフ制御して保護制御を行う。
スイッチング素子のターンオフに伴いそれまで流れてい
た変換器１，４の交流電流が消滅するが、この際、変換
器１および４の交流側のインダクタンス（リアクトル３
および電動機５の漏れインダクタンス）の磁気エネルギ
ー相当が各変換器のダイオードを介して直流回路に流入
するため直流電圧が上昇する。
【００４９】図７はこの電圧上昇の防止を目的とした本
発明の他の実施例である。要素番号の１〜６，１１，１
６は図１のものと同一物である。２５は放電抵抗器、２
６は抵抗器２５に直列接続されたスイッチング素子で、
この直列回路はコンデンサの両端に接続される。２７は
前述の電源異常時並びに変換器故障時に、変換器１およ
び４を構成するスイッチング素子のゲート遮断と、抵抗
器２５の直流回路への投入を指令する保護回路（ＰＲＯ
Ｔ）である。保護回路２７は異常が検知されると、パル
ス幅変調器１１および１６に指令を送り、変換器１およ
び４にオフゲート信号を供給しこれらを遮断する。これ
と同時に同回路よりスイッチング素子２６にオンゲート
信号を供給し、直流回路に抵抗器２５を投入し、変換器
のゲート遮断に伴う直流電圧の上昇を防止する。この結
果、コンデンサ６の容量を低減できる。
発明の他の実施例である。要素番号の１〜６，１１，１
６は図１のものと同一物である。２５は放電抵抗器、２
６は抵抗器２５に直列接続されたスイッチング素子で、
この直列回路はコンデンサの両端に接続される。２７は
前述の電源異常時並びに変換器故障時に、変換器１およ
び４を構成するスイッチング素子のゲート遮断と、抵抗
器２５の直流回路への投入を指令する保護回路（ＰＲＯ
Ｔ）である。保護回路２７は異常が検知されると、パル
ス幅変調器１１および１６に指令を送り、変換器１およ
び４にオフゲート信号を供給しこれらを遮断する。これ
と同時に同回路よりスイッチング素子２６にオンゲート
信号を供給し、直流回路に抵抗器２５を投入し、変換器
のゲート遮断に伴う直流電圧の上昇を防止する。この結
果、コンデンサ６の容量を低減できる。
【００５０】なお、本発明は、交流電動機駆動用変換装
置に限らず、可変速揚水発電システムなどの発電機制御
用変換装置にも適用でき、同様の効果が得られる。巻線
型誘導発電機を用いたシステムでは第二の変換器は発電
機二次励磁制御を行う。さらに、本発明は第二の変換器
が交流電源に接続され、交流電源−交流電源間の電力変
換を行う装置にも適用でき、同様の効果が得られる。
置に限らず、可変速揚水発電システムなどの発電機制御
用変換装置にも適用でき、同様の効果が得られる。巻線
型誘導発電機を用いたシステムでは第二の変換器は発電
機二次励磁制御を行う。さらに、本発明は第二の変換器
が交流電源に接続され、交流電源−交流電源間の電力変
換を行う装置にも適用でき、同様の効果が得られる。
【００５１】
【発明の効果】本発明によれば、順変換動作する変換器
と逆変換動作する変換器間の直流電流の不一致（制御遅
れ）による直流電圧の変動が最小化されるので、平滑コ
ンデンサの容量を低減することができるという効果が得
られる。
と逆変換動作する変換器間の直流電流の不一致（制御遅
れ）による直流電圧の変動が最小化されるので、平滑コ
ンデンサの容量を低減することができるという効果が得
られる。
【図１】本発明の一実施例で電動機駆動適用の電力変換
器の構成図である。
器の構成図である。
【図２】従来方式の電力変換器における電源側変換器の
動作特性図である。
動作特性図である。
【図３】従来方式の電力変換器における電動機側変換器
の動作特性図である。
の動作特性図である。
【図４】従来方式の電力変換器における動作と問題点を
説明するための図である。
説明するための図である。
【図５】本発明の原理を説明するための図である。
【図６】本発明の他の実施例を示す制御部の構成図であ
る。
る。
【図７】本発明の他の実施例で電動機駆動用の電力変換
器の構成図である。
器の構成図である。
１…第一の変換器、２…交流電源、３…リアクトル、４
…第二の変換器、５…交流電動機、６…平滑コンデン
サ、７…電圧制御器、８…加算器、９…交流電流指令演
算器、１０，１５…電流制御器、１１，１６…パルス幅
変調器、１２…速度検出器、１３…速度制御器、１４…
ベクトル演算器、１７，１８…遅延器、１９…モデル速
度制御器、２０…調節器。
…第二の変換器、５…交流電動機、６…平滑コンデン
サ、７…電圧制御器、８…加算器、９…交流電流指令演
算器、１０，１５…電流制御器、１１，１６…パルス幅
変調器、１２…速度検出器、１３…速度制御器、１４…
ベクトル演算器、１７，１８…遅延器、１９…モデル速
度制御器、２０…調節器。
Claims (7)
- 【請求項１】複数の半導体スイッチ素子により交流を直
流に変換（順変換）あるいは直流を交流に変換（逆変
換）する変換器を２台備え、該両者変換器の直流端子は
互いに接続され、その正負端子間には平滑コンデンサが
接続され、前記両方の変換器はそれぞれの交流電流を制
御する電流制御器により制御される電力変換器におい
て、 前記逆変換動作する変換器の交流側の電流変動に対し
て、前記順変換動作する変換器の前記電流制御器からの
応答制御を、前記逆変換動作する変換器の前記電流制御
器よりも早くするようにしたことを特徴とする電力変換
器の制御方法。 - 【請求項２】請求項１において、前記電流制御器が、入
力される交流電流指令値に前記変換器の交流電流検出値
がなるように制御されるように構成されるとき、前記逆
変換動作する変換器の交流側の電流変動に対して、前記
順変換動作する変換器の前記電流制御器における交流電
流指令値を、前記逆変換動作する変換器の前記電流制御
器における交流電流指令値よりも先行して変化するよう
にしたことを特徴とする電力変換器の制御方法。 - 【請求項３】請求項２において、前記２つの交流電流指
令値がそれぞれの遅れ要素を介して共通の指令値から演
算されるとき、前記順変換動作する変換器側にある前記
遅れ要素の時定数あるいは遅延時間は、前記逆変換動作
する変換器側にあるの前記遅れ要素の時定数あるいは遅
延時間よりも小さくしたことを特徴とする電力変換器の
制御方法。 - 【請求項４】請求項３において、前記交流電動機の電動
運転と回生運転を判別する手段を設け、その判別手段か
らの信号に基づいて前記２つの遅れ要素の時定数あるい
は遅延時間を変更し、電動運転では前記交流電動機側に
ある前記遅れ要素の時定数あるいは遅延時間を前記交流
電源側にある前記遅れ要素よりも大きくし、回生運転で
は逆に前記交流電源側にある前記遅れ要素の時定数ある
いは遅延時間を前記交流電動機側にある前記遅れ要素よ
りも大きくなるようにしたことを特徴とする電力変換器
の制御方法。 - 【請求項５】請求項１において、前記平滑コンデンサに
並列に抵抗とスイッチ素子の直列回路を接続し、該スイ
ッチ素子は、前記変換器を構成する半導体スイッチ素子
をタ−ンオフ制御して変換器の電流を零に制御する場
合、これに同期して同通制御することを特徴とする電力
変換器の制御方法。 - 【請求項６】複数の半導体スイッチ素子により交流を直
流に変換（順変換）あるいは直流を交流に変換（逆変
換）する変換器を２台備え、該両者変換器の直流端子は
互いに接続され、その正負端子間には平滑コンデンサが
接続され、前記一方の変換器の交流側には交流電源が接
続され、前記他方の変換器の交流側には交流電動機が接
続されてなる主回路と，前記平滑コンデンサの直流電圧
を検出する直流電圧検出手段と，該検出された直流電圧
とその指令値の差に応じて前記一方の変換器の交流電流
の振幅指令値を出力する電圧制御器と，前記振幅指令値
が振幅で前記交流電源の電圧と同位相の交流電流指令値
を出力する交流電流指令演算器と，該交流電流指令値と
前記一方の変換器で検出された交流電流の検出値の差に
応じて該変換器の電圧指令値を出力する第１の電流制御
器と，該電圧指令値に応じて前記一方の変換器の交流入
力電圧をパルス幅制御するパルス幅変調器と，前記交流
電動機の回転速度を検出する速度検出手段と，該回転速
度の検出値とその指令値との差に応じて前記他方の変換
器の出力電流指令値を出力する速度制御器と，該出力電
流指令値に基づいて前記他方の変換器の交流電流指令値
を出力するベクトル演算器と，該交流電流指令値と前記
他方の変換器で検出された交流電流の検出値との差に応
じて該変換器の電圧指令値を出力する第２の電流制御器
と，該電圧指令値に応じて前記他方の変換器の交流入力
電圧をパルス幅制御するパルス幅変調器とからなる電力
変換器の制御装置において、 前記交流電動機の回転速度の目標回転速度指令値を発生
する速度指令発生手段と，該目標回転速度指令値を所定
の時間遅延させて前記回転速度指令値を出力する第１の
遅延器と，該遅延器の遅延時間とは異ならせた時間で前
記目標回転速度指令値を遅延させて第２の回転速度指令
値を出力する第２の遅延器と，該第２の回転速度指令値
と前記回転速度の検出値との差に応じてモデル電流信号
を出力するモデル速度制御器と，該モデル電流信号と前
記速度制御器の出力電流指令値との偏差の積分値を前記
モデル速度制御器の入力にフィードバックする調節器
と，前記モデル電流信号を前記交流電流指令演算器の入
力である前記振幅指令値に加算する加算器とを具備した
ことを特徴とする電力変換器の制御装置。 - 【請求項７】請求項６において、前記交流電動機の電動
運転と回生運転を判別する手段を設け、その判別手段か
らの信号に基づいて前記２つの遅延器の遅延時間が変更
されることを特徴とする電力変換器の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28312094A JP3446348B2 (ja) | 1994-11-17 | 1994-11-17 | 電力変換器の制御方法及び制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28312094A JP3446348B2 (ja) | 1994-11-17 | 1994-11-17 | 電力変換器の制御方法及び制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08149855A true JPH08149855A (ja) | 1996-06-07 |
| JP3446348B2 JP3446348B2 (ja) | 2003-09-16 |
Family
ID=17661491
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP28312094A Expired - Fee Related JP3446348B2 (ja) | 1994-11-17 | 1994-11-17 | 電力変換器の制御方法及び制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3446348B2 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012055140A (ja) * | 2010-09-03 | 2012-03-15 | Fanuc Ltd | Ｄｃリンク電圧の安定化機能を有するモータ駆動装置 |
| DE102012205938A1 (de) * | 2012-04-12 | 2013-10-17 | Siemens Aktiengesellschaft | Statoranordnung für eine elektrische Maschine |
| JP2014138493A (ja) * | 2013-01-17 | 2014-07-28 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | 半導体電力変換装置 |
| CN113783459A (zh) * | 2021-09-15 | 2021-12-10 | 华能洋浦热电有限公司 | 一种储能换流装置模型预测控制方法及系统 |
-
1994
- 1994-11-17 JP JP28312094A patent/JP3446348B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012055140A (ja) * | 2010-09-03 | 2012-03-15 | Fanuc Ltd | Ｄｃリンク電圧の安定化機能を有するモータ駆動装置 |
| CN102386844A (zh) * | 2010-09-03 | 2012-03-21 | 发那科株式会社 | 具有稳定dc连接电压的功能的电动机驱动装置 |
| US8384335B2 (en) | 2010-09-03 | 2013-02-26 | Fanuc Corporation | Motor driving apparatus having DC link voltage regulating function |
| DE102012205938A1 (de) * | 2012-04-12 | 2013-10-17 | Siemens Aktiengesellschaft | Statoranordnung für eine elektrische Maschine |
| JP2014138493A (ja) * | 2013-01-17 | 2014-07-28 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | 半導体電力変換装置 |
| CN113783459A (zh) * | 2021-09-15 | 2021-12-10 | 华能洋浦热电有限公司 | 一种储能换流装置模型预测控制方法及系统 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3446348B2 (ja) | 2003-09-16 |
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