JPH08154108A

JPH08154108A - 自動周波数制御回路

Info

Publication number: JPH08154108A
Application number: JP6293070A
Authority: JP
Inventors: Munenori Maeda; 宗則前田
Original assignee: Denso Ten Ltd
Current assignee: Denso Ten Ltd
Priority date: 1994-11-28
Filing date: 1994-11-28
Publication date: 1996-06-11

Abstract

(57)【要約】【目的】自動周波数制御回路の引き込み精度向上、誤
引き込み防止を行う。【構成】準同期型復調器の自動周波数制御回路に、直
交変換器１からのディジタル信号を入力し、周波数弁
別、平滑化を行い、周波数分析の精度が比較的高く、周
波数分析速度が比較的遅い微調用の第１のディジタル型
周波数弁別器１０と、前記ディジタル信号を入力し、周
波数弁別、平滑化を行い、周波数分析の精度が比較的低
く、周波数分析速度が比較的速い粗調用の第２のディジ
タル型周波数弁別器１１と、前記ディジタル信号を入力
し、同期シンボルを検出し周波数の引き込み状態を検出
し、スイッチ９を切り換える判断を行う引き込み状態検
出部１２とを設ける。制御信号調整部は周波数引き込み
状態に応じて、第１のディジタル型周波数弁別器１０又
は第２のディジタル型周波数弁別器１１の出力信号の変
化に対して可変周波数発振器２への入力信号を切り換え
て周波数を変化させる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は主として複数副搬送波信
号を用いた受信装置の自動周波制御回路に関するが、単
一搬送波信号にも応用が可能である。利用分野の一例に
はディジタル方式ＭＣＡシステムがあげられる。

【０００２】

【従来の技術】陸上移動通信において、周波数の有効利
用を図るため多値ＱＡＭ（直交振幅変調：Quadrature A
mplitude Modulation）方式が提案されている。この陸
上移動通信用ＱＡＭにおいては、受信機側で搬送波再生
を行わず、受信機側で独立に動作する局部信号発振器を
基に検波を行う準同期復調が一般的である。この準同期
復調において、送信機側及び受信機側にある局部発振器
相互間には周波数オフセットが存在し、このオフセット
を除去するために、以下の如く、ＡＦＣ（Automatic Fr
equency Controller）が使用されている。

【０００３】図３４は従来の自動周波数制御回路であっ
てアナログ型周波数弁別器及びディジタル型周波数弁別
器を兼用するものの例を示す図である。なお、図面全体
を通して用いられる同一の参照符号又は記号が付された
ものは相互に同一の構成要素である。本図に示すよう
に、自動周波数制御回路は、受信信号の周波数に対する
局部発振周波数の引き込みを行うもので、受信信号の周
波数に対する局部発振周波数の周波数偏差をもつ入力信
号をＩ軸信号とＱ軸信号とに分離する直交変換を行う直
交変換器１を具備する。直交変換器１には可変周波数発
振器２が接続され、直接基底帯域に変換し、又は一旦中
間周波数に変換された後、基底帯域に変換する。さらに
可変周波数発振器２に接続されるループフィルタ３は一
定の時定数を有する低域通過フィルタで構成され直流成
分を抽出する。前記直交変換器１にアナログ型周波数弁
別器４が設けられる。さらに前記直交変換器１に直交変
化出力をサンプリングするＡ／Ｄ変換器５（Analog to
Digital Converter)及びディジタル型周波数弁別器６が
設けられる。また前記直交変換器１に設けられる引き込
み状態検出器７は、例えばＭ１６ＱＡＭにおいて既知信
号を同期シンボルと呼ばれる転送単位であるスロットの
先頭に付加されているが、この同期シンボルを検出し
て、引き込み状態を検出する。ディジタル型周波数弁別
器６の出力にはＤ／Ａ変換器８(Digital to Analog Con
verter) が設けられる。アナログ型周波数弁別器４及び
Ｄ／Ａ変換器８の出力を択一的にループフィルタ３の入
力に接続させるスイッチ９は、引き込み状態検出器７に
より切り換えられ、アナログ型周波数弁別器４の出力を
ホールドすることで実現される。アナログ型周波数弁別
器４及びディジタル型弁別器６では、中心周波数が弁別
器のＳ字特性の中央からどちらかにずれることによって
その出力の極性が正負に変化する。このように、アナロ
グ型周波数弁別器４及びディジタル型周波数弁別器６を
使い分けるのは、アナログ型周波数弁別器４は引き込み
が速いが精度が悪く、ディジタル型周波数弁別器６は引
き込みが遅いが精度が良いので、最初にアナログ型周波
数弁別器４により粗調整の引き込みを行わせ、ある程度
引き込んだらディジタル型周波数弁別器６により微調整
の引き込みを行わせるためである。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】ところで、アナログ型
周波数弁別器４に使用する共振回路は、一般的に通常の
使用温度範囲（例えば−２０°〜６０°Ｃ）で±数１０
０ｐｐｍの温度特性を持っている。例えば、比較的低い
中間周波数である２０ＭＨｚで弁別処理する場合に共振
回路が±３００ｐｐｍの温度特性を持っているとする
と、雑音のない状態でも最大６ｋＨｚもの偏差が生じる
ことになり、１０数ｋＨｚ程度の帯域を持つ移動体通信
には実用範囲外となる。そこで、４５５ｋＨｚと非常に
低い中間周波数を使用した場合、共振回路が±３００ｐ
ｐｍの温度特性を持っているとすると最大偏差は１４０
Ｈｚ程度になるが、通常帯域フィルタを通過させた後、
弁別回路に入力されることが多く、４５５ｋＨｚ帯で一
般的に用いられている帯域フィルタの通常の使用温度範
囲における中心周波数の偏差は±１ｋＨｚ以上あり、こ
の影響を受けて弁別周波数の最大偏差は５００Ｈｚ以上
になる。しかしながら、この値は、比較的狭帯域の移動
体通信では、この最大偏差を２００〜３００Ｈｚにし、
ディジタル型周波数弁別器の精度を±１００Ｈｚを達成
したいので、周波数の粗調整には十分な値とは言えない
という問題がある。さらに、ディジタル処理部分とは別
の装置が必要なため、装置の大型化、高価格化を招くこ
とは免れない。

【０００５】次に、引き込み状態検出器７において、同
期シンボルの周波数偏差が大きくても検出されてしま
い、これにより誤引き込みが生じ、誤引き込みを避ける
ために同期シンボルの閾値を小さくすると検出特性が劣
化するという問題がある。ここに、同期シンボルとは、
受信同期を取得するための既知信号であり、転送単位で
あるスロットの先頭に付加されている。この課題が達成
されるに当たり、回路の小型化、ビットエラー率を低下
させることが望まれる。

【０００６】したがって、本発明は、上記問題に鑑み、
粗調整時の引き込み精度を向上でき、かつ誤引き込みが
防止できると共に、回路の小型化、ビットエラー率を低
下できる自動周波数制御回路を提供することを目的とす
る。

【０００７】

【課題を解決するための手段】本発明は、前記問題点を
解決するために、次の構成を有する自動周波数制御回路
を提供する。すなわち、準同期型復調器の自動周波数制
御回路に、複数の副搬送波の合成信号である入力信号の
周波数成分の中心を０Ｈｚとする基底帯域に直交変換す
る直交変換器と、制御信号で周波数を制御し前記直交変
換器に発振出力を供給する可変周波数発振器とが設けら
れる。第１のディジタル型周波数弁別器は前記直交変換
器の出力が変換されたディジタル信号を入力し、周波数
弁別を行ってこの結果の平滑化を行うが、周波数分析の
精度が比較的高く、周波数分析速度が比較的遅く微調用
として使用される。第２のディジタル型周波数弁別器は
前記直交変換器の出力が変換されたディジタル信号を入
力し、周波数弁別を行ってこの結果の平滑化を行うが、
周波数分析の精度が比較的低く、周波数分析速度が比較
的速い粗調用として使用される。スイッチは前記第１の
ディジタル型周波数弁別器及び第２のディジタル型周波
数弁別器を切り換え、その出力信号をアナログ信号に変
換し前記可変周波数発振器の制御信号とする。引き込み
状態検出部は、前記直交変換器の出力が変換されたディ
ジタル信号を入力し、同期シンボルを検出しこの検出か
ら周波数の引き込み状態を検出し、この状態からスイッ
チを切り換える判断を行う。制御信号調整部は前記引き
込み状態検出部の周波数引き込み状態に応じて、前記第
１のディジタル型周波数弁別器又は第２のディジタル型
周波数弁別器の出力信号の変化に対して前記可変周波数
発振器への入力信号を切り換えてその出力信号である周
波数を変化させる。

【０００８】前記制御信号調整部は、前記引き込み状態
検出部の周波数引き込み状態に応じて、前記第１のディ
ジタル型周波数弁別器又は第２のディジタル型周波数弁
別器の出力信号の変化に対して、前記可変周波数発振器
への入力信号の応答時間を切り換えるようにしてもよ
い。前記制御信号調整部は、前記引き込み状態検出部の
周波数引き込み状態に応じて、前記第１のディジタル型
周波数弁別器又は第２のディジタル型周波数弁別器の出
力信号の変化に対して前記可変周波数発振器への入力信
号を切り換えてその出力信号である周波数を変化させる
と共に、前記第１のディジタル型周波数弁別器又は第２
のディジタル型周波数弁別器の出力信号の変化に対し
て、前記可変周波数発振器への入力信号の応答時間を切
り換えるようにしてもよい。

【０００９】前記第１のディジタル型周波数弁別器は、
振幅が一定な既知シンボルのみを使用して周波数偏差の
周波数弁別を行うようにしてもよい。前記第１のディジ
タル型周波数弁別器は、各副搬送波における既知シンボ
ルの信号点配置、スロット内の配置を基に周波数偏差の
周波数弁別を行うようにしてもよい。

【００１０】前記第２のディジタル型周波数弁別器は、
基底帯域に変換された各副搬送波の中心付近を０Ｈｚと
して各搬送波で伝送される情報の帯域幅とほぼ等しい帯
域を抽出する複数の副搬送波分離部と、前記複数の副搬
送波分離部の各出力を０Ｈｚを中心として周波数弁別す
る周波数弁別部と、前記周波数弁別部の出力を択一に選
択するスイッチとを備えてもよい。

【００１１】前記第２のディジタル型周波数弁別器は、
基底帯域に変換された信号の周波数成分の上端付近と下
端付近とで、入力信号の帯域幅よりも狭い２つの帯域
を、それぞれの中心が０Ｈｚとなるように、抽出する２
つのスペクトル分離部と、各スペクトル分離部の出力の
それぞれを０Ｈｚを中心として周波数弁別する２つの周
波数弁別部と、前記周波数弁別部の２つの出力を択一に
選択するスイッチとを備えてもよい。

【００１２】前記引き込み状態検出部は既知シンボルを
検出してから一定時間経過した場合に可変周波数発振器
の制御信号が第２のディジタル型周波数弁別器から第１
のディジタル型周波数弁別器の出力になるようにスイッ
チを切り換えてもよい。前記引き込み状態検出部は同期
シンボルを一定回数検出した場合に可変周波数発振器の
制御信号が第２のディジタル型周波数弁別器から第１の
ディジタル型周波数弁別器の出力になるようにスイッチ
を切り換えてもよい。

【００１３】前記引き込み状態検出部は既知シンボルを
検出し、かつ、２以上の既知シンボル間のベクトル回転
の絶対値が一定値以下の場合に、可変周波数発振器の制
御信号が第２のディジタル型周波数弁別器から第１のデ
ィジタル型周波数弁別器の出力になるようにスイッチを
切り換えてもよい。前記直交変換器は一旦中間周波数に
変換後に基底帯域に変換するようにしてもよい。

【００１４】

【作用】本発明の自動周波数制御回路によれば、第２の
ディジタル型周波数弁別器が粗調用として、周波数弁別
精度かつ速度が向上できる。第２のディジタル型周波数
弁別器として特別な装置が必要とされてないので、従来
と比較して小型化、低価格を達成できる。前記引き込み
状態検出部の周波数引き込み状態に応じて、前記第１の
ディジタル型周波数弁別器又は第２のディジタル型周波
数弁別器の出力信号の変化に対して前記可変周波数発振
器への入力信号を切り換えてその出力信号である周波数
を変化させることにより、粗調整時の周波数可変幅をｆ
W、微調整時の周波数可変幅ｆLとすると、ｆW：ｆLの割
合で最小制御周波数幅が切り換えられ、引き込み状態の
検出精度が上がれば上がるほど、高精度の制御が可能に
なり、さらに、分解能が低いＤ／Ａ変換器が使用できる
ので、高精度の周波数精度が安価に達成できる。

【００１５】前記制御信号調整部は、前記引き込み状態
検出部の周波数引き込み状態に応じて、前記第１のディ
ジタル型周波数弁別器又は第２のディジタル型周波数弁
別器の出力信号の変化に対して、前記可変周波数発振器
への入力信号の応答時間を切り換えることにより、すな
わち、微調整時には積分の時定数を大きくし、粗調整時
よりも制御信号の変化を緩やかにし、時間当たり周波数
変化を切換ることにより、ディジタル変調波に起因する
ビットエラー率に及ぼす悪影響を小さくできる。また、
簡易な構成で実現可能になる。

【００１６】前記制御信号調整部は、前記引き込み状態
検出部の周波数引き込み状態に応じて、前記第１のディ
ジタル型周波数弁別器又は第２のディジタル型周波数弁
別器の出力信号の変化に対して前記可変周波数発振器へ
の入力信号を切り換えてその出力信号である周波数を変
化させると共に、前記第１のディジタル型周波数弁別器
又は第２のディジタル型周波数弁別器の出力信号の変化
に対して、前記可変周波数発振器への入力信号の応答時
間を切り換えることにより、引き込み状態の検出精度が
上がれば上がるほど、高精度の制御が可能になると共
に、ディジタル変調波に起因するビットエラー率に及ぼ
す悪影響を小さくできる。また、簡易な構成で実現可能
になる。

【００１７】前記第１のディジタル型周波数弁別器は、
振幅が一定な既知シンボルのみを使用して周波数偏差の
周波数弁別を行うことにより、精度向上の弊害となって
いた変調信号を除去でき、周波数偏差に応じた情報のみ
で容易に処理できるようになった。前記第１のディジタ
ル型周波数弁別器は、各副搬送波における既知シンボル
の信号点配置、スロット内の配置を基に周波数偏差の周
波数弁別を行うことにより、周波数偏差の周波数弁別の
処理がさらに容易となる。

【００１８】前記第２のディジタル型周波数弁別器で
は、基底帯域に変換された各副搬送波の中心付近を０Ｈ
ｚとして各搬送波で伝送される情報の帯域幅とほぼ等し
い帯域が抽出され、前記複数の副搬送波分離部の各出力
を０Ｈｚを中心として周波数弁別され、前記周波数弁別
部の出力が択一に選択されることにより、引き込みの高
速化が図れる。

【００１９】前記第２のディジタル型周波数弁別器で
は、基底帯域に変換された信号の周波数成分の上端付近
と下端付近とで、入力信号の帯域幅よりも狭い２つの帯
域が、それぞれの中心が０Ｈｚとなるように、抽出さ
れ、各スペクトル分離部の出力のそれぞれが０Ｈｚを中
心として周波数弁別され、前記周波数弁別部の２つの出
力が択一に選択されることにより、引き込みを高速化が
図れる。

【００２０】前記引き込み状態検出部は同期シンボルを
検出してから一定時間経過した場合に、同期シンボルを
一定回数検出した場合に、さらに同期シンボルを検出
し、かつ、２以上の同期シンボル間のベクトル回転の絶
対値が一定値以下の場合に、可変周波数発振器の制御信
号が第２のディジタル型周波数弁別器から第１のディジ
タル型周波数弁別器の出力になるように切り換えること
により、同期検出の劣化を防止すると共に、誤引き込み
が少なくなる。

【００２１】

【実施例】以下本発明の実施例について図面を参照して
説明する。図１は本発明の実施例に係る自動周波数制御
回路を示す図である。本図に示すように、まず、ディジ
タル型周波数弁別器（微調）１０は図３４のディジタル
周波数弁別器６に相当するもので、ループフィルタを内
蔵するものである。これと共に、図３４の構成と異なる
構成、すなわちディジタル型周波数弁別器（粗調）１
１、引き込み状態検出部１２について説明する。なお、
ディジタル型周波数弁別器（微調）１０、ディジタル型
周波数弁別器（粗調）１１、引き込み状態検出部１２は
ＤＳＰ（Digital Signal Processor) で構成され、ディ
ジタル型周波数弁別器（粗調）１１として別段の装置を
必要とせず小型化、低価格化が可能になる。

【００２２】なお、ここで、直交変換器１への入力信号
について説明する。図２は４つの搬送波を使った変調信
号の例としてＭ１６ＱＡＭのスペクトル配置を示す図で
ある。本図に示すように、副搬送波１は−６．７５ｋＨ
ｚ、副搬送波２は−２．２５ｋＨｚ、副搬送波３は＋
２．２５ｋＨｚ、副搬送波２は＋６．７５ｋＨｚの周波
数配置を有する。

【００２３】図３は各副搬送波のシンボル信号の配置を
示す図である。本図に示すように、各副搬送波は、同期
シンボル、パイロットシンボル、データシンボルを有
し、シンボルレートは４ｋＨｚである。ここに、同期シ
ンボル、パイロットシンボルは、位相が異なるが振幅が
同一になるようしてある。図４は図１のディジタル型周
波数弁別器（微調）１０を示す図である。本図に示すよ
うに、ディジタル型周波数弁別器（微調）１０は、同期
がとれていることを前提として、図３に示す同期シンボ
ル２及びパイロットシンボルについてのみ周波数の弁別
処理を行い、データシンボルを処理しない。このよう
に、微調を行う追従時には、変調成分もフェージングの
一種と考えれば、これを除去することになるので追従特
性のばらつきを防止することが可能になる。また、同期
シンボル、パイロットシンボル毎に演算処理を行えばよ
いので、処理量が削減できる。

【００２４】次に、構成ではディジタル型周波数弁別器
（微調）１０は、副搬送波１及び４又は副搬送波２及び
３を分離する２つの副搬送波分離部１０１を有する。図
５は図４の副搬送波分離部１０１を示す図である。本図
に示すように、副搬送波分離部１０１は乗算部５０１と
副搬送波局部発振部５０２とからなり、副搬送波の周波
数中心が０Ｈｚになるように入力信号を変換する。

【００２５】次に、副搬送波分離部１０１の後段に接続
される２つの低域通過フィルタ１０２は変換後の高域周
波数成分を除去する。図６は図４のシンボル逆回転部１
０３を示す図である。本図に示すように、２つのシンボ
ル逆回転部１０３は、それぞれ、乗算部５０３と、既知
シンボル逆回転ベクトル発生部５０４とを有する。

【００２６】図７は図６のシンボル逆回転部１０３の動
作を説明する図である。本図（ａ）に示すように、各副
搬送波１及び４の同期シンボル２の位相は−１１２．５
°、＋１１２．５°であり、本図（ｂ）に示すように、
各副搬送波１及び４のパイロットシンボルの位相は−２
２．５°、＋２２．５°である。シンボル逆回転部１０
３は、各副搬送波１及び４の同期シンボル２を逆方向に
回転させ、Ｉ軸に一致させる。同様に、本図（ｃ）に示
すように、各副搬送波２及び３の同期シンボル２の位相
は−１５７．５°、＋１５７．５°であり、本図（ｄ）
に示すように、各副搬送波２及び３のパイロットシンボ
ルの位相は−１１２．５°、＋１１２．５°である。シ
ンボル逆回転部１０３は、各副搬送波２及び３の同期シ
ンボル２を逆方向に回転させ、Ｉ軸に一致させる。

【００２７】次に、ディジタル型周波数弁別器（微調）
１０は、２つのシンボル逆回転部の１０３の出力を加算
する加算部１０４を有する。同期シンボル２、パイロッ
トシンボルに位相誤差がなければ、加算部１０４の出力
は、零である。図８は図４の加算図１０４の出力を説明
する図である。逆回転部１０３から出力された２つのベ
クトル信号、ＯＡ、ＯＢは雑音の影響を受けている。加
算部１０４の出力は、ベクトルＯＡ、ＯＢからより正確
に回転極性を検出できるベクトルＯＣとなる。

【００２８】次に、ディジタル型周波数弁別器（微調）
１０は、加算部１０４に接続されかつ直接クロスプロダ
クト方式の周波数弁別部１０５を有し、位相誤差２πΔ
ｆを弁別する。周波数弁別部１０５の構成は、１クロッ
クτ分だけ遅延させるための２つの遅延部５０５、５０
６、これら１クロック分だけ遅延されたＩ軸信号又はＱ
軸信号と、遅延されないＱ軸信号又はＩ軸信号とをそれ
ぞれ掛け合わせる２つの乗算部５０７、５０８と、２つ
の乗算部５０７、５０８の出力差を計算する減算部５０
８と、該減算部５０８の出力の極性を判定する極性判定
部５０９とからなる。

【００２９】次のディジタル型周波数弁別器（微調）１
０は、各周波数弁別部１０５の出力に接続されるループ
フィルタ３を構成するランダムウォークフィルタ１０６
及びアップダウンカウンタ１０７を有する。ランダムウ
ォークフィルタ１０６は、内部レジスタを有し、この内
部レジスタが初期状態では「０」であり、クロック信号
毎に＋信号が入力されれば、「＋１」だけ前記内部レジ
スタをカウントアップし、−（マイナス）信号が入力さ
れれば、クロック信号毎に「−１」だけ前記内部レジス
タをカウントダウンする。そして、ランダムウォークフ
ィルタ１０６はさらに閾値±ＴＨを有し、前記内部レジ
スタのカウント値Ｃが−ＴＨを下回る場合にはＤＯＷＮ
信号（「−１」）を出力し、内部レジスタがクリアされ
る。カウント値ＣがＴＨを上回る場合にはＵＰ信号
（「＋１」）を出力し、内部レジスタがクリアされる。
このようにして、周波数の極性信号が平滑化される。ラ
ンダムウォークフィルタに接続されるアップダウンカウ
ンタ１０７は、ＵＰ信号の入力毎にプラス方向に「＋
１」だけカウントアップし、ＤＯＷＮ信号の入力毎にマ
イナス方向に「−１」だけカウントダウンし、所定の初
期値からランダムウォークフィルタ１０６の出力に従っ
てカウント値が大小に変化する。アップダウンカウンタ
１０７に接続されるＤ／Ａ変換器８はアップダウンカウ
ンタ１０７のカウントのディジタル値をアナログ電圧に
変換し、変換アナログ電圧を基に可変周波数発振器２の
周波数を制御する。ここでは前記変換アナログ電圧が高
くなれば周波数が低く、前記変換アナログ電圧が低くな
れば、周波数が高くなるよう制御され、負帰還ループが
形成される。

【００３０】図１０は図４のディジタル型周波数型弁別
器（微調）１０の引き込み特性を示すグラフである。本
図に示すように、フェージング、雑音共悪条件でも確実
に引き込み、追従性も優れていることが明らかである。
図１１は図４のディジタル型周波数弁別器（微調）１０
の別の例を示す図である。本図に示すように、副搬送波
１及び４又は副搬送波２及び３が交互に切換られて、４
シンボル毎に演算処理を行うことになるが、回転量が±
１８０°まで検出できるので、±４ｋＨｚ／４／２＝±
５００Ｈｚまで引き込むことが可能となり、従来よりも
精度が向上できる。

【００３１】図１２は図１のディジタル型周波数弁別器
（粗調）１１を示す図である。本図に示すように、ディ
ジタル型周波数弁別器（微調）１０は、副搬送波１、
２、３及び４を分離する４つの副搬送波分離部２０１
と、副搬送波分離部２０１の後段に接続されかつ変換後
の高域周波数成分を除去する４つの低域通過フィルタ２
０２と、低域通過フィルタ２０２に接続されかつ直接ク
ロスプロダクト方式の周波数弁別部２０３と、４つの周
波数弁別部２０４の出力を選択するスイッチ２０４と、
スイッチ２０４の後段に接続されるループフィルタ３を
構成するランダムウォークフィルタ２０６及びアップダ
ウンカウンタ２０７とを有する。ここに、副搬送波分離
部２０１、周波数弁別部２０３等の構成は図４に示す副
搬送波１０１、周波数弁別部１０５のものと同一であ
る。

【００３２】図１３は図１２の周波数関係を示す図であ
る。本図を用いて、周波数弁別部２０３の出力の極性を
ループフィルタ３に出力する例の動作を説明する。図１
３（ａ）は、変調信号のみのスペクトルを示し、図１３
（ｂ）の、、、は、各副搬送波の帯域特性を示
す。図１３（ｃ）は、各副搬送波分離後の入力信号のス
ペクトルを示す。各周波数弁別部２０３の出力は、図１
３（ｃ）の４つの斜線部分の面積に相当する。これに対
して雑音成分は、図１３（ｂ）の、、、である
から、周波数弁別部２０３の雑音の比に対応する値は１
／３より図中のａ，ｂ，ｃの分だけ小さい値となり、従
来の１／１５に比べて大きくなる。このため、引き込み
時間が高速化される。雑音のない場合でも、斜線部分は
４倍弱となるので、高速化が図れる。

【００３３】また、隣接チャンネルの強力な信号による
誤引き込みに対して強くなる。なお、図１２の副搬送波
分離部２０１は、Ｍ１６ＱＡＭでは信号の復調そのもの
（図示していない）にも必要であるので、これと共用で
きる。また、周波数弁別部２０３、スイッチ２０４、ル
ープフィルタ３等はプロセッサの演算で実現すれば、復
調部の処理量に対して本自動周波数制御回路の演算量の
増加はわずかである。

【００３４】図１２の変形例として、スイッチ２０４と
ループフィルタ３との順序を入替えることが可能であ
る。以上、複数の副搬送波の自動周波数制御回路の引き
込み高速化を説明したが、これを単一搬送波変調方式に
応用した場合に、帯域内のスペクトルの落ちは平滑化し
た場合ないものと考えられるが、雑音帯域の減少は、以
下のように、利用可能となる。

【００３５】図１４は図１２の別の変形を示す図であ
る。本図において、図１２の構成と異なるのは、スペク
トル分離部３０１である。このスペクトル分離部３０１
は、直交変換器１により基底帯域に変換された信号の周
波数成分の上端付近と下端付近とで、入力信号の帯域幅
よりも狭い２つの帯域を、それぞれの中心が０Ｈｚとな
るように、抽出する。各スペクトル分離部３０１の後段
の２つの周波数弁別器３０２はそれぞれの０Ｈｚを中心
として周波数弁別する。スイッチ３０３は、図１２と同
様に、２つの周波数弁別器２０２の出力を択一的選択、
順次切り換え、さらには加算する。

【００３６】図１５は図１４の周波数関係を示す図であ
る。本図に示すように、これまでの説明と同様に、周波
数弁別器３０２の出力と雑音の比に対応する値は、従来
方式では２／１５（≒０．１３）であるのに対して、１
／６（≒０．１７）であり、雑音が多い場合の引き込み
時間の改良が可能なことが示される。なお、雑音の少な
い場合には、本実施例だけでは逆効果であるが、従来技
術との組み合わせによって、全Ｃ／Ｎレンジでの引き込
みの高速化が可能となる。

【００３７】以下に計算機によるシミュレーション例を
用いて、構成、効果の詳細な説明を行う。シミュレーシ
ョンは、４つの副搬送波の例としてＭ１６ＱＡＭを用い
た。シミュレーションの主要パラメータは下記の表１に
示す。

【００３８】

【表１】次に、シミュレーションの結果を説明する。図１６は図
３４の従来のアナログ型周波数弁別器４の場合の引き込
み特性を示すグラフである。本図に示すように、従来の
アナログ型周波数弁別器４ではローカル周波数の偏差が
大きく、目標とする偏差（概略±１００Ｈｚ）以内に収
めることが困難である。

【００３９】図１７は本発明の実施例により副搬送波分
離信号で自動周波数制御を演算した場合の引き込み特性
を示すグラフである。本図（ａ）は、副搬送波１分離だ
けを使った場合の引き込み特性を示す。この場合、概略
±１００Ｈｚの範囲に到達するまでは０．８０秒を必要
とする。本図（ｂ）は、副搬送波２分離だけを使った場
合の引き込み特性を示す。この場合、概略±１００Ｈｚ
の範囲に到達するまでは０．６８秒を必要とする。本図
（ｃ）は、副搬送波３分離だけを使った場合の引き込み
特性を示す。この場合、概略±１００Ｈｚの範囲に到達
するまでは０．８３秒を必要とする。本図（ｄ）は、副
搬送波４分離だけを使った場合の引き込み特性を示す。
この場合、概略±１００Ｈｚの範囲に到達するまでは
０．４１秒を必要とする。したがって、どの副搬送波を
使用しても、従来よりも引き込みが早くなっているの
で、択一的に選択してもよい。さらに、順次切り換えて
もよい。この場合にはさらに演算量が相対的に少なくな
るという効果がある。なお、本図（ｄ）が引き込み時間
が最短となるのは以下の理由による。

【００４０】図１８は入力信号とベースバンド信号の周
波数関係を示す図である。本図に示すように、ローカル
周波数が入力信号により、上にずれているので、片側の
スペクトルが削られるためである。副搬送波分離１〜３
の帯域には副搬送分離２〜４の入力信号スペクトルの入
力信号スペクトルの一部がずれこんでくる。したがっ
て、副搬送波４分離を使えば引き込みを早くできる。

【００４１】しかし、これはローカル周波数が上側に偏
っている場合であり、実際にはどちらに偏るかはわから
ない。そこで、１つのサンプルで、ループフィルタ３へ
のサンプル間の回転方向出力を副搬送波１分離と副搬送
波４分離と組み合わせて加算することにより、上下のロ
ーカル周波数偏差を早く引き込みことが、以下の如く、
可能になる。

【００４２】図１９は副搬送波１分離信号と副搬送波４
分離信号と組み合わせて切り換えた場合の引き込み特性
を示す図である。本図に示すように、概略±１００Ｈｚ
の範囲に到達するまでは０．２９秒を必要とする。図１
７（ｄ）によりも若干引き込みが早くなる。なお、副搬
送波１分離と副搬送波４分離とを順次切り換えることも
可能である。この場合は、上記よりも引き込み時間が若
干大きくなるが演算量が相対的に少なくなる。

【００４３】図２０は副搬送波１分離信号、副搬送波２
分離信号、副搬送波３分離信号、副搬送波４分離信号を
組み合わせて切り換えた場合の引き込み特性を示すグラ
フである。本図に示すように、概略±１００Ｈｚの範囲
に到達するまでは０．１８秒を必要とする。図１７
（ｄ）によりも若干引き込みが早くなる。但し演算量は
図３４の場合より相対的に大きくなるが、引き込み短縮
割合が小さい。

【００４４】図１４の変形のシミュレーションは省略す
るが、同様にして、この効果を説明することができる。
図２１は図１の引き込み状態検出部１２を説明する図で
ある。本図に示すように、回転複素ベクトル計算部８０
では、ＥＸＰ（ｊω_s・ｎ・Ｔ_M）が計算される。ここ
に、ＥＸＰ（ｘ）は自然対数の低ｅのｘ乗、ｊは虚数単
位を意味し、 ω_s：各サブキャリアの基底となる角周波数、ｎ：変数、Ｔ_M：サンプリング周期（Ｔ_M＝Ｔ_S／Ｋ_S、Ｔ_S：シンボ
ルの転送間隔、Ｋ_S：定数）である。

【００４５】複素共役部８１では、回転複素ベクトル計
算部８０の複素共役、つまり、ＥＸＰ（−ｊω_s・ｎ・
Ｔ_M）が計算される。乗算手段８２では、Ａ／Ｄ変換器
５からのサンプリングデータと前記複素共役部８１の出
力との乗算が行われる。該乗算結果は、低域通過フィル
タ８４に入力される。該低域通過フィルタ８４において
は、ベースバンドフィルタ特性を有する信号処理が行わ
れる。

【００４６】乗算手段８６では、前記低域通過フィルタ
８４の出力と前記回転複素ベクトル計算部８０との乗算
が行われる。該乗算結果ｓ'₃（ｐ＋２ｋ）はサンプル選
択として記憶される。乗算手段８３では、ｓ（ｔ）を入
力するＡ／Ｄ変換器５からのサンプリングデータと前記
回転複素ベクトル計算部８０との乗算が行われる。該乗
算結果は、低域通過フィルタ８５に入力される。該低域
通過フィルタ８５ではベースバンドフィルタ特性を有す
る信号処理が行われる。

【００４７】乗算手段８７では、前記低域通過フィルタ
８５の出力と前記複素共役部８１との乗算が行われる。
該乗算結果ｓ'₂（ｐ＋２ｋ）はサンプル選択として記憶
される。回転複素ベクトル計算部９０では、ＥＸＰ（３
ｊω_s・ｎ・Ｔ_M）が計算される。

【００４８】複素共役部９１では、回転複素ベクトル計
算部９０の複素共役部、つまり、ＥＸＰ（−３ｊω_s・
ｎ・Ｔ_M）が計算される。乗算手段９２では、前記Ａ／
Ｄ変換器５からのサンプリングデータと前記複素共役部
９１との乗算が行われる。該乗算結果は、低域通過フィ
ルタ９４に入力される。該低域通過フィルタ９４ではベ
ースバンドフィルタ特性を有する信号処理が行われる。

【００４９】乗算手段９６では、前記低域通過フィルタ
９４の出力と前記回転複素ベクトル９０との乗算が行わ
れる。該乗算結果ｓ'₄（ｐ＋２ｋ）はサンプル選択とし
て記憶される。乗算手段９３では、Ａ／Ｄ変換器５から
のサンプリングデータと前記回転複素ベクトル計算部９
０との乗算が行われる。該乗算結果は、低域通過フィル
タ９５に入力される。該低域通過フィルタ９５ではベー
スバンドフィルタ特性を有する信号処理が行われる。

【００５０】乗算手段９７では、前記低域通過フィルタ
９５の出力と前記複素共役９１との乗算が行われる。該
乗算結果ｓ'₁（ｐ＋２ｋ）はサンプル選択として記憶さ
れる。同様にして、該乗算結果ｓ'₃（ｐ＋ｋ）、ｓ'
₂（ｐ＋ｋ）、ｓ'₄（ｐ＋ｋ）、ｓ'₁（ｐ＋ｋ）、該乗
算結果ｓ'₃（ｐ）、ｓ'₂（ｐ）、ｓ'₄（ｐ）、ｓ'
₁（ｐ）を求めて記憶する。

【００５１】打ち消し回転演算部４０１では、上記各乗
算結果にそれぞれ角周波数打ち消し回転、位相打ち消し
回転を、以下のように、乗算して同期シンボルを求め記
憶する。なお、Ｍ１６ＱＡＭの通信規約では、各スロッ
トの先頭に３つの同期シンボルＦ1、Ｆ2、Ｆ3、が付加
され、同期シンボルＦ1のサブキャリア順の位相を
Ψ₁₁、Ψ₁₂、Ψ₁₃、Ψ₁₄、同期シンボルＦ₂、Ｆ₃のサブ
キャリア順の位相をΨ₂₁、Ψ ₂₂、Ψ₂₃、Ψ₂₄、Ψ₃₁、Ψ
₃₂、Ψ₃₃、Ψ₃₄とする。

【００５２】Ｆ33＝ｓ'₃（ｐ＋２ｋ）・ＥＸＰ（−２ｊω_s・Ｔ_S）・ＥＸＰ（−Ψ₃₃）Ｆ32＝ｓ'₂（ｐ＋２ｋ）・ＥＸＰ（２ｊω_s・Ｔ_S）・ＥＸＰ（−Ψ₃₂）Ｆ34＝ｓ'₄（ｐ＋２ｋ）・ＥＸＰ（−６ｊω_s・Ｔ_S）・ＥＸＰ（−Ψ₃₄）Ｆ31＝ｓ'₁（ｐ＋２ｋ）・ＥＸＰ（６ｊω_s・Ｔ_S）・ＥＸＰ（−Ψ₃₁）Ｆ23＝ｓ'₃（ｐ＋ｋ）・ＥＸＰ（−ｊω_s・Ｔ_S）・ＥＸＰ（−Ψ₂₃）Ｆ22＝ｓ'₂（ｐ＋ｋ）・ＥＸＰ（ｊω_s・Ｔ_S）・ＥＸＰ（−Ψ₂₂）Ｆ24＝ｓ'₄（ｐ＋ｋ）・ＥＸＰ（−３ｊω_s・Ｔ_S）・ＥＸＰ（−Ψ₂₂）Ｆ21＝ｓ'₁（ｐ＋ｋ）・ＥＸＰ（３ｊω_s・Ｔ_S）・ＥＸＰ（−Ψ₂₂）Ｆ13＝ｓ'₃（ｐ）・ＥＸＰ（−Ψ₁₃）Ｆ12＝ｓ'₂（ｐ）・ＥＸＰ（−Ψ₁₂）Ｆ14＝ｓ'₄（ｐ）・ＥＸＰ（−Ψ₁₄）Ｆ11＝ｓ'₁（ｐ）・ＥＸＰ（−Ψ₁₁）直線等間隔性演算部４０２では、フェージング成分の複
素平面での直線等間隔を示すパラメータｅijを、以下の
ように、求める。

【００５３】Ｄ1²＝abs(Ｆ11)²＋abs(Ｆ12)²＋abs(Ｆ1
3)²＋abs(Ｆ14)² Ｄ2²＝abs(Ｆ21)²＋abs(Ｆ22)²＋abs(Ｆ23)²＋abs(Ｆ2
4)² Ｄ3²＝abs(Ｆ31)²＋abs(Ｆ32)²＋abs(Ｆ33)²＋abs(Ｆ3
4)² Δaa1＝Ｆ12−Ｆ11、 Δaa2＝Ｆ13−Ｆ12、 Δaa3＝Ｆ14−Ｆ13、 Δ²aa1＝Δaa2−Δaa1 Δ²aa2＝Δaa3−Δaa2 Δbb1＝Ｆ22−Ｆ21、 Δbb2＝Ｆ23−Ｆ22、 Δbb3＝Ｆ24−Ｆ23、 Δ²bb1＝Δbb2−Δbb1 Δ²bb2＝Δbb3−Δbb2 Δcc1＝Ｆ32−Ｆ31、 Δcc2＝Ｆ33−Ｆ32、 Δcc3＝Ｆ34−Ｆ33、 Δ²cc1＝Δcc2−Δcc1 Δ²cc2＝Δcc3−Δcc2 ｅ11²＝abs(Δ²aa1)²/Ｄ1² ｅ12²＝abs(Δ²aa2)²/Ｄ1² ｅ21²＝abs(Δ²bb1)²/Ｄ2² ｅ22²＝abs(Δ²bb2)²/Ｄ2² ｅ31²＝abs(Δ²cc1)²/Ｄ3² ｅ32²＝abs(Δ²cc2)²/Ｄ3² ここに、abs(Ａ)は、複素ベクトルＡの絶対値を意味す
る。各サブキャリア毎のフェージング成分が複素平面上
で正確に直線間隔にあるとすると上記パラメータｅij＝
０となり、直線等間隔関係からずれると上記パラメータ
ｅijは正値をとるようになる。

【００５４】レベル判定部４０３では、定数記憶部４０
４に記憶された定数α²と直線等間隔性演算部４０２に
より得られたパラメータｅ11²、ｅ12²、ｅ21²、ｅ22²、
ｅ31 ²、ｅ32²の値を全て加算した値が定数α²よりも小
さければ、同期検出されたとの信号を出力する。加算し
た値が定数α²よりも小さくなければ同期検出信号を出
力しない。このようにして同期シンボル検出の閾値αを
小さくすることにより、誤引き込みを小さくする必要が
ある。しかし、閾値αを小さくすることにより、以下の
如く、同期検出特性が劣化するというトレードオフ関係
が生じてしまう。

【００５５】図２２は同期検出特性を示すグラフであ
る。本図（ａ）はフェージング、雑音が無い状態の同期
検出特性を示す、本図（ｂ）はフェージング、雑音があ
る状態の同期検出特性を示す。本図を考慮すれば、検出
閾値α＝0.4〜0.5が適当と考えられるが、このαでは、
周波数偏差が５００Ｈｚ以上であっても同期検出されて
しまう確率が高く、この同期検出方法をそのまま、ディ
ジタル型周波数弁別器（微調）１０及びディジタル型周
波数弁別器（粗調）１１の切換に使用するのは危険であ
る。

【００５６】そこで、レベル判定部４０３にタイマ４０
５を設け、最初に同期が検出されてから一定時間が経過
した場合に追随したと見なし、レベル判定部４０３から
同期検出信号を出力しスイッチ９を切り換える。タイマ
４０５の設定時間は、図１７、１９、２０の引き込み特
性を考慮して一定時間が設定される。図２３は図２１の
変形を示す図である。本図に示すように、レベル判定部
４０３にカウンタ４０６を設け、カウンタ４０６が一定
回数の同期検出で追随状態と見なしレベル判定部４０３
から同期検出信号を出力しスイッチ９を切り換える。こ
のカウンタ４０６によるのは、最初に同期検出してから
急激に状態が劣化することが考えられるからである。こ
の場合、追随状態判定までには図２１の例よりも長時間
を要するとことが予想される。

【００５７】図２４は図２１の別の変形である同期シン
ボル間の回転角判定部４０７を示す図である。同期検出
の確実性を高くするために、本図に示すように、同期検
出した場合の周波数偏差を、打ち消し回転演算部４０１
の同期シンボル１−２、２−３間のベクトル回転量から
推測し、偏差が大きい場合には追随状態とせず引き込み
状態を続ける同期シンボル間回転角判定部４０７を設け
る。なお、どのサンプルをとるか、さらに複数のサンプ
ル加算するなど種々な変形が可能である。ここで、同期
シンボル間回転角判定部４０７の割り算器６０１及び６
０２のそれぞれは、２つのベクトルをａ＋ｊｂ、ｃ＋ｊ
ｄとすると、以下の如く、割り算を行う。

【００５８】ｖ＝（ｃ＋ｊｄ）／（ａ＋ｊｂ）＝｛（ａｃ＋ｂｄ）＋ｊ（ａｄ−ｂｃ）｝／（ａ²＋ｂ²）偏角算出部６０３及び６０４は、以下の如く、ｖの偏角
を求める。ＡＲＧ＝ｔａｎ^-1｛（ａｄ−ｂｃ）／（ａｃ＋ｂｄ）｝絶対値化部６０５及び６０６は、上記ＡＲＧの絶対値を
とる。比較部６０８及び６０９は記憶部６０７に記憶す
る基準回転角ｒと絶対値化部６０５及び６０６の出力と
比較する。比較部６０８及び６０９の出力及びレベル判
定部４０３の判定結果の論理積をとる論理積部６１０部
はレベル判定部４０３が同期検出を行った場合の周波数
偏差が回転角ｒよりも小さい場合にのみレベル判定部４
０３に同期検出信号を出力させスイッチ９を切り換えさ
せる。

【００５９】図２５はαを0.4と0.5との中間に固定し基
準回転角ｒをパラメータとした場合の同期検出率を示す
グラフである。本図（ａ）はフェージング、雑音が無い
状態の同期検出特性を示す、本図（ｂ）はフェージン
グ、雑音がある状態の同期検出特性を示す。本図（ａ）
では、基準回転角ｒを適当にとれば確実に周波数偏差の
大きい場合を棄却できることが理解できる。本図（ｂ）
では、基準回転角ｒ×２程度で若干の検出率の低下があ
るものの、周波数偏差５００Ｈｚ以上での有害な追随判
定を０にすることが可能になることが理解できる。

【００６０】上記ＡＲＧの式ではａ²＋ｂ²を求める必要
がない。したがって、割り算の代わりに片側の共役複素
数を乗算すればよい。この場合は回転角の絶対値がわか
ればよいので、どちらの共役を乗算してもよい。次に、
偏角は、その絶対値が基準回転角ｒであることを判断す
るのであるから、直接求める必要はない。次のような式
の変形で簡単に求められる。

【００６１】 −ｒ＜ｔａｎ^-1｛（ａｄ−ｂｃ）／（ａｃ＋ｂｄ）｝＜ｒ ↓ ｔａｎ（−ｒ）＜（ａｄ−ｂｃ）／（ａｃ＋ｂｄ）＜ｔａｎ（ｒ） ↓ （ａｃ＋ｂｄ）ｔａｎ（−ｒ）＜（ａｄ−ｂｃ）＜（ａｃ＋ｂｄ）ｔａｎ（ｒ）ｔａｎは奇関数だから、 ↓ ＡＢＳ（ａｄ−ｂｃ）＜（ａｃ＋ｂｄ）ｔａｎ（ｒ）これらの変形から演算量が削減でき、同期検出後に一回
の処理でよいので、負荷を軽く、実現が容易となる。

【００６２】図２５は本実施例による引き込み効果の例
を説明するグラフである。本図に示すように、走行速度
１００ｋｍ／ｈで周波数の初期偏差が１５００Ｈｚから
４５０ｍｓ以内に±６２．５Ｈｚに引き込むことが可能
になった。ところで、このような周波数制御回路では、
これらの周波数弁別器（微調、粗調）１０、１１の出力
は、Ｄ／Ａ変換器８を通過して可変周波数発振器２の制
御信号となる。ここで、入力信号をディジタルＭＣＡシ
ステムを考慮して考える。搬送波周波数が１５００ＭＨ
ｚで偏差が±１ｐｐｍとすると、可変周波数発振器の周
波数可変幅として、４ｋＨｚ程度は必要となる。これを
比較的安価な８ビットＤ／Ａ変換器を用いて制御する
と、最小制御周波数幅は約１６Ｈｚとなる。これでは、
図１に示すように、周波数の弁別方式を切換えても、実
際には約１６Ｈｚ間隔で周波数が変動するので、高精度
の微調整が行えない。このため、微調整時のことを考
え、Ｄ／Ａ変換器の分解能を高くしたり、粗調整用と微
調整用に分解能が異なるＤ／Ａ変換器を別々に用意する
と、装置の大型化、高価格化を招くという問題がある。
このため、低分解能のＤ／Ａ変換器で周波数の粗調整・
微調整を、以下のようにして、小型かつ低価格で可能に
する必要がある。また、この方式を用いたディジタル変
調波の受信装置では、これ位の周波数間隔でステップ状
に周波数を変化させると、ビットエラー率を悪化させて
しまう。

【００６３】図２７は本発明の別の実施例に係る自動周
波数制御回路を示す図である。本図において、図１に示
す構成と異なるものは、Ｄ／Ａ変換器８に代わり、第１
のＤ／Ａ変換器（粗調時）１４と第２のＤ／Ａ変換器
（微調時）１５と、一方が第１のＤ／Ａ変換器（粗調
時）１４と第２のＤ／Ａ変換器（微調時）１５の出力側
にそれぞれ接続される抵抗１６（粗調時）、抵抗１７
（微調時）と、引き込み状態検出部１２によりスイッチ
９の出力を第１のＤ／Ａ変換器（粗調時）１４と第２の
Ｄ／Ａ変換器（微調時）１５のいずれかの入力側に切換
接続するスイッチ１８と、前記抵抗（粗調時）１６、抵
抗（微調時）１７の他方を入力側に接続し、可変周波数
変換器２を出力側に接続する制御信号調整部１３であ
る。ここに、第１のＤ／Ａ変換器（粗調時）１４と第２
のＤ／Ａ変換器（微調時）１５は双方とも安価な８ビッ
トのディジタル・アナログ変換器である。抵抗（粗調
時）１６、抵抗（微調時）１７の抵抗値をＲ1、Ｒ2とす
ると、Ｒ1≦Ｒ2 である。

【００６４】図２８は図２７の制御信号調整部１３を示
す図である。本図に示すように、制御信号調整部１３
は、非反転端子に基準電圧Ｖrefを入力し反転端子に前
記抵抗１６、１７の他方を接続し出力側が可変周波数発
振器２に接続するオペアンプからなる比較器２１と、比
較器２１の反転入力端子と出力の間に位置するコンデン
サ２２と、このコンデンサ２２に並列に接続される抵抗
2 ３とからなる。この制御信号調整部１３は、抵抗（粗
調時）１６、抵抗（微調時）１７と共に反転増幅器を構
成し、抵抗（粗調時）１６、抵抗（微調時）１７の抵抗
値の切換により増幅度が可変する。すなわち、抵抗（粗
調時）１６に接続した場合の増幅度（粗調時）は、抵抗
（微調時）１７に接続した場合の増幅度（微調時）より
も大きく設定される。Ｒ1≦Ｒ2のためである。

【００６５】図２９は図２８のＤ／Ａ変換器１４、１５
の出力対周波数変化量を示す図である。本図に示すよう
に、Ｄ／Ａ変換器（粗調時）１４、Ｄ／Ａ変換器（微調
時）１５の出力電圧の範囲はそれぞれ最小電圧Ｖmin〜
最大電圧Ｖmaxであり、粗調整時には可変周波数発振器
２の入力電圧範囲は基準電圧Ｖrefに対してＶ2からＶ1
であり、その出力周波数ではｆ2からｆ1である。微調整
時には、可変周波数発振器２の入力電圧範囲は基準電圧
Ｖrefに対してＶ4からＶ3であり、その出力周波数では
ｆ4からｆ3である。

【００６６】このように、粗調整時と微調整時とでＤ／
Ａ変換器（粗調時）１４、Ｄ／Ａ変換器（微調時）１５
の出力電圧に対する可変周波数発振器２の周波数の傾き
が、引き込み時と追従時とで切換るようになった。すな
わち、粗調整時の周波数可変幅をｆW、微調整時の周波
数可変幅ｆLとすると、ｆW：ｆLの割合で最小制御周波
数幅が切り換えられ、引き込み状態の検出精度が上がれ
ば上がるほど、高精度の制御が可能になる。さらに、分
解能が低いＤ／Ａ変換器が使用できるため、高精度の周
波数精度が安価に達成できる。この場合、８ビットのＤ
／Ａ変換器を２つ使用することになるが、８ビットのＤ
／Ａ変換器（粗調時）と１６ビットのＤ／Ａ変換器（微
調時）を２つ使用する場合と比較すると、コストが非常
に低廉になる。

【００６７】またコンデンサ２２により、制御信号調整
部１３は積分機能を有し、Ｄ／Ａ変換器１４、１５のス
テップ状出力波形であるディジタル変調波は緩やかにな
る。このため、ステップ状の周波数変化に対してビット
エラーの悪化を防止できる。なお、図２７では２つのＤ
／Ａ変換器１４、１５を用いたが、スイッチ９の出力を
１つのＤ／Ａ変換器に入力して、このＤ／Ａ変換器の出
力側に抵抗１６、１７が引き込み状態検出部１２によっ
て択一的に選択されるように接続されてもよい。この場
合、抵抗１６、１７が切り換えられるときＤ／Ａ変換器
の出力電圧を保持する保持部が必要になるが、Ｄ／Ａ変
換器が１つになりより簡易な構成となる。

【００６８】図３０は本発明の他の実施例に係る自動周
波数制御回路を示す図である。本図に示すように、図１
のＤ／Ａ変換器８と可変周波数発振器２との間に制御信
号調整部１３を設ける。図３１は図３０の制御信号調整
部１３を示す図である。本図に示す制御信号調整部１３
は、非反転端子に基準電圧Ｖrefを入力し反転端子に抵
抗を介してＤ／Ａ変換器８を接続し、出力側が可変周波
数発振器２に接続するオペアンプからなる比較器２１
と、比較器２１の反転入力端子と出力の間に位置するコ
ンデンサ２２と、このコンデンサ２２に並列に接続され
る抵抗２３と、さらに並列接続されるコンデンサ２４
と、引き込み状態検出部１２によりコンデンサ２４のコ
ンデンサ２２への接続を分離するスイッチ２５とからな
る。

【００６９】図３２は図３１の制御信号調整部１３の各
部信号波形を説明する図である。本図に示すように、実
線はＤ／Ａ変換器８の出力信号波形すなわち制御信号調
整部１３の入力信号波形であり、点線Ａは、粗調整時す
なわちスイッチ２５がＯＦＦ時の制御信号調整部１３の
出力信号波形である。点線Ｂは、微調整時すなわちスイ
ッチ２５がＯＮ時の制御信号調整部１３の出力信号波形
である。このようにして、制御信号調整部１３は、微調
整時にはコンデンサ２２、２４により積分の時定数を大
きくし、粗調整時よりも制御信号の変化を緩やかにし、
時間当たり周波数変化を切換ることにより、ディジタル
変調波に起因するビットエラー率に及ぼす悪影響を小さ
くできる。また、簡易な構成で実現可能になる。

【００７０】図３３は図２８及び図３１の制御信号調整
部１３の組み合わせを示す図である。本図に示すような
組み合わせを行うことにより、高精度、高性能は周波数
制御が可能になる。

【００７１】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、第
２のディジタル型周波数弁別器を粗調用として設けたの
で、周波数弁別精度かつ速度が向上できる。第２のディ
ジタル型周波数弁別器として特別な装置が必要とされて
ないので、従来と比較して小型化、低価格を達成でき
る。同時に、引き込み状態検出部の周波数引き込み状態
に応じて、第１のディジタル型周波数弁別器又は第２の
ディジタル型周波数弁別器の出力信号の変化に対して可
変周波数発振器への入力信号を切り換えてその出力信号
である周波数を変化させるので、引き込み状態の検出精
度が上がれば上がるほど、高精度の制御が可能になり、
さらに、分解能が低いＤ／Ａ変換器が使用できるので、
高精度の周波数精度が安価に達成できる。引き込み状態
検出部の周波数引き込み状態に応じて、第１のディジタ
ル型周波数弁別器又は第２のディジタル型周波数弁別器
の出力信号の変化に対して、可変周波数発振器への入力
信号の応答時間を切り換えるので、ディジタル変調波に
起因するビットエラー率に及ぼす悪影響を小さくでき
る。また、簡易な構成で実現可能になる。引き込み状態
検出部の周波数引き込み状態に応じて、第１のディジタ
ル型周波数弁別器又は第２のディジタル型周波数弁別器
の出力信号の変化に対して可変周波数発振器への入力信
号を切り換えてその出力信号である周波数を変化させる
と共に、第１のディジタル型周波数弁別器又は第２のデ
ィジタル型周波数弁別器の出力信号の変化に対して、可
変周波数発振器への入力信号の応答時間を切り換えるの
で、引き込み状態の検出精度が上がれば上がるほど、高
精度の制御が可能になると共に、ディジタル変調波に起
因するビットエラー率に及ぼす悪影響を小さくできる。
同期シンボルを検出してから一定時間経過した場合に、
同期シンボルを一定回数検出した場合に、かつ同期シン
ボルを検出し２以上の同期シンボル間のベクトル回転の
絶対値が一定値以下の場合に、可変周波数発振器の制御
信号が第２のディジタル型周波数弁別器から第１のディ
ジタル型周波数弁別器の出力になるように切り換えるこ
とにより、同期検出の劣化を防止すると共に、誤引き込
みが防止できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例に係る自動周波数制御回路を示
す図である。

【図２】４つの副搬送波を使った変調信号の例としてＭ
１６ＱＡＭのスペクトル配置を示す図である。

【図３】各副搬送波のシンボル信号の配置を示す図であ
る。

【図４】図１のディジタル型周波数弁別器（微調）１０
を示す図である。

【図５】図４の副搬送波分離部１０１を示す図である。

【図６】図４のシンボル逆回転部１０３を示す図であ
る。

【図７】図６のシンボル逆回転部１０３の動作を説明す
る図である。

【図８】図４の加算部１０４の出力を説明する図であ
る。

【図９】図４の直接クロスプロダクト方式の周波数弁別
部１０５を示す図である。

【図１０】図４のディジタル型周波数弁別器（微調）１
０の引き込み特性を示す図である。

【図１１】図４のディジタル型周波数弁別器（微調）１
０の別の例を示す図である。

【図１２】図１のディジタル型周波数弁別器（粗調）１
１を示す図である。

【図１３】図１２の周波数関係を示す図である。

【図１４】図１２の別の変形を示す図である。

【図１５】図１４の周波数関係を示す図である。

【図１６】図３４の従来のアナログ型周波数弁別器４の
場合の引き込み特性を示すグラフである。

【図１７】本発明の実施例により副搬送波分離信号で自
動周波数制御を演算した場合の引き込み特性を示すグラ
フである。

【図１８】入力信号とベースバンド信号の周波数関係を
示す図である。

【図１９】副搬送波１分離信号と副搬送波４分離信号と
組み合わせて切り換えた場合の引き込み特性を示す図で
ある。

【図２０】副搬送波１分離信号、副搬送波２分離信号、
副搬送波３分離信号、副搬送波４分離信号を組み合わせ
て切り換えた場合の引き込み特性を示すグラフである。

【図２１】図１の引き込み状態検出部１２を説明する図
である。

【図２２】同期検出特性を示すグラフである。

【図２３】図２１の変形を示す図である。

【図２４】図２１の別の変形を示す図である。

【図２５】α＝０．４５に固定し基準回転角ｒをパラメ
ータとした場合の同期検出率を示すグラフである。

【図２６】本実施例による引き込み効果の例を説明する
グラフである。

【図２７】本発明の別の実施例に係る自動周波数制御回
路を示す図である。

【図２８】図２７の制御信号調整部１３を示す図であ
る。

【図２９】図２８のＤ／Ａ変換器１４、１５出力対周波
数変化量を示す図である。

【図３０】本発明の他の実施例に係る自動周波数制御回
路を示す図である。

【図３１】図３０の制御信号調整部１３を示す図であ
る。

【図３２】図３１の制御信号調整部１３の各部信号波形
を説明する図である。

【図３３】図２８及び図３１の制御信号調整部１３の組
み合わせ例を示す図である。

【図３４】従来の自動周波数制御回路であってアナログ
型周波数弁別器及びディジタル型周波数弁別器を兼用す
るものの例を示す図である。

【符号の説明】

１…直交変換器２…可変周波数発振器９、１０３、２０３…スイッチ１０…第１のディジタル型弁別器（微調）１１…第２のディジタル型弁別器（粗調）１２…引き込み状態検出部１３…制御信号調整部１０１…副搬送波分離部１０２、２０２…周波数弁別部２０１…スペクトル分離部

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】準同期型復調器の自動周波数制御回路に
おいて、複数の副搬送波の合成信号である入力信号の周波数成分
の中心を０Ｈｚとする基底帯域に直交変換する直交変換
器（１）と、制御信号で周波数を制御し前記直交変換器（１）に発振
出力を供給する可変周波数発振器（２）と、前記直交変換器（１）の変換時に発生する周波数偏差の
ディジタル信号を入力し、周波数弁別を行ってこの結果
の平滑化を行うが、周波数分析の精度が比較的高く、周
波数分析速度が比較的遅い微調用の第１のディジタル型
周波数弁別器（１０）と、前記直交変換器（１）の変換時に発生する周波数偏差の
ディジタル信号を入力し、周波数弁別を行ってこの結果
の平滑化を行うが、周波数分析の精度が比較的低く、周
波数分析速度が比較的速い粗調用の第２のディジタル型
周波数弁別器（１１）と、前記第１のディジタル型周波数弁別器（１０）及び第２
のディジタル型周波数弁別器（１１）を切り換え、その
出力信号をアナログ信号に変換した後に前記可変周波数
発振器（２）の制御信号とするためのスイッチ（９）
と、前記直交変換器（１）の出力が変換されたディジタル信
号を入力し、既知シンボルを検出から周波数の引き込み
状態を検出し、この検出状態に応じてスイッチ（９）を
切り換える判断を行う引き込み状態検出部（１２）と、前記引き込み状態検出部（１２）の周波数引き込み状態
に応じて、前記第１のディジタル型周波数弁別器（１
０）又は第２のディジタル型周波数弁別器（１１）の出
力信号の変化に対して前記可変周波数発振器（２）への
入力信号を切り換えてその出力信号である周波数を変化
させる制御信号調整部（１３）とを備えることを特徴と
する自動周波数制御回路。
【請求項２】前記制御信号調整部（１３）は、前記引
き込み状態検出部（１２）の周波数引き込み状態に応じ
て、前記第１のディジタル型周波数弁別器（１０）又は
第２のディジタル型周波数弁別器（１１）の出力信号の
変化に対して、前記可変周波数発振器（２）への入力信
号の応答時間を切り換えることを特徴とする、請求項１
に記載の自動周波数制御回路。
【請求項３】前記制御信号調整部（１３）は、前記引
き込み状態検出部（１２）の周波数引き込み状態に応じ
て、前記第１のディジタル型周波数弁別器（１０）又は
第２のディジタル型周波数弁別器（１１）の出力信号の
変化に対して前記可変周波数発振器（２）への入力信号
を切り換えてその出力信号である周波数を変化させると
共に、前記第１のディジタル型周波数弁別器（１０）又
は第２のディジタル型周波数弁別器（１１）の出力信号
の変化に対して、前記可変周波数発振器（２）への入力
信号の応答時間を切り換えることを特徴とする、請求項
１に記載の自動周波数制御回路。
【請求項４】前記第１のディジタル型周波数弁別器
（１０）は、振幅が一定な既知シンボルのみを使用して
周波数偏差の周波数弁別を行うことを特徴とする、請求
項１に記載の自動周波数制御回路。
【請求項５】前記第１のディジタル型周波数弁別器
（１０）は、各副搬送波における既知シンボルの信号点
配置、スロット内の配置を基に周波数偏差の周波数弁別
を行うことを特徴とする、請求項４に記載の自動周波数
制御回路。
【請求項６】前記第２のディジタル型周波数弁別器
（１１）は、基底帯域に変換された各副搬送波の中心付近を０Ｈｚと
して各搬送波で伝送される情報の帯域幅とほぼ等しい帯
域を抽出する複数の副搬送波分離部（２０１）と、前記複数の副搬送波分離部（２０１）の各出力を０Ｈｚ
を中心として周波数弁別する周波数弁別部（２０３）
と、前記周波数弁別部（２０３）の出力を択一に選択するス
イッチ（２０４）とを備えることを特徴とする、請求項
１に記載の自動周波数制御回路。
【請求項７】前記第２のディジタル型周波数弁別器
（１１）は、基底帯域に変換された信号の周波数成分の上端付近と下
端付近とで、入力信号の帯域幅よりも狭い２つの帯域
を、それぞれの中心が０Ｈｚとなるように、抽出する２
つのスペクトル分離部（３０１）と、各スペクトル分離部（３０１）の出力のそれぞれを０Ｈ
ｚを中心として周波数弁別する２つの周波数弁別部（３
０２）と、前記周波数弁別部（３０２）の２つの出力を択一に選択
するスイッチ（３０３）とを備えることを特徴とする、
請求項１に記載の自動周波数制御回路。
【請求項８】前記引き込み状態検出部（１２）は既知
シンボルを検出してから一定時間経過した場合に可変周
波数発振器（２）の制御信号が第２のディジタル型周波
数弁別器（１１）から第１のディジタル型周波数弁別器
（１０）の出力になるようにスイッチ（９）を切り換え
ることを特徴とする、請求項１に記載の自動周波数制御
回路。
【請求項９】前記引き込み状態検出部（１２）は既知
シンボルを一定回数検出した場合に可変周波数発振器
（２）の制御信号が第２のディジタル型周波数弁別器
（１１）から第１のディジタル型周波数弁別器（１０）
の出力になるようにスイッチ（９）を切り換えることを
特徴とする、請求項１に記載の自動周波数制御回路。
【請求項１０】前記引き込み状態検出部（１２）は既
知シンボルを検出し、かつ、２以上の既知シンボル間の
ベクトル回転の絶対値が一定値以下の場合に、可変周波
数発振器（２）の制御信号が第２のディジタル型周波数
弁別器（１１）から第１のディジタル型周波数弁別器
（１０）の出力になるようにスイッチ（９）を切り換え
ることを特徴とする、請求項１に記載の自動周波数制御
回路。
【請求項１１】前記直交変換器（１）は一旦中間周波
数に変換後に基底帯域に変換することを特徴とする、請
求項１に記載の自動周波数制御回路。