JPH08167247A

JPH08167247A - 高能率符号化方法及び装置、並びに伝送媒体

Info

Publication number: JPH08167247A
Application number: JP6311802A
Authority: JP
Inventors: Makoto Kono; 誠光野
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1994-12-15
Filing date: 1994-12-15
Publication date: 1996-06-25

Abstract

(57)【要約】【構成】入力信号を複数の周波数帯域成分に分解し
て、時間と周波数に関する複数の２次元ブロック内の信
号成分を得、この２次元ブロック毎に信号成分の特徴を
表す量子化係数を求め、これを基にビット配分量を決定
し、２次元ブロック毎にその内の信号成分を量子化して
情報圧縮し、この圧縮情報を２次元ブロック毎の情報圧
縮パラメータと共に出力する高能率符号化装置であり、
入力信号が持つ倍音関係を検出する倍音成分検出回路８
１３と、ビット配分量を決定するための構成として帯域
毎エネルギ算出回路８０３からビット端数調整回路８１
４を有し、ビット配分量決定の際には、各倍音成分が含
まれる２次元ブロックに対してビット配分の集中度を高
めるようにする。【効果】聴覚特性を活かした効率の良い高能率符号化
ができ、低ビットレートにおける音質劣化防止及び同一
ビットレートにおける音質向上が可能となる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ディジタルオーディオ
信号等のディジタル信号をビット圧縮する高能率符号化
方法及び装置、その圧縮データを伝送する伝送媒体（記
録媒体も含む）に関し、特に、処理ブロック毎のエネル
ギーの形状に応じて、該当処理ブロックのビット割当量
を変化させるような高能率符号化方法及び装置、並びに
伝送媒体に関する。

【０００２】

【従来の技術】オーディオ或いは音声等の信号の高能率
符号化の手法及び装置には種々あるが、例えば、時間領
域のオーディオ信号等を単位時間毎にブロック化してこ
のブロック毎の時間軸の信号を周波数軸上の信号に変換
（直交変換）して複数の周波数帯域に分割し、各帯域毎
に符号化するブロック化周波数帯域分割方式であるいわ
ゆる変換符号化方式や、時間領域のオーディオ信号等を
単位時間毎にブロック化しないで、複数の周波数帯域に
分割して符号化する非ブロック化周波数帯域分割方式で
ある帯域分割符号化（サブ・バンド・コーディング：Ｓ
ＢＣ）方式等を挙げることができる。また、上述の帯域
分割符号化と変換符号化とを組み合わせた高能率符号化
の手法及び装置も考えられており、この場合には、例え
ば、上記帯域分割符号化方式で帯域分割を行った後、該
各帯域毎の信号を上記変換符号化方式で周波数領域の信
号に直交変換し、この直交変換された各帯域毎に符号化
を施すことになる。

【０００３】ここで、上述した帯域分割符号化方式に使
用される帯域分割用フィルタとしては、例えばＱＭＦ(Q
uadrature Mirror filter)等のフィルタがあり、これは
例えば文献「ディジタル・コーディング・オブ・スピー
チ・イン・サブバンズ」("Digital coding of speech i
n subbands" R.E.Crochiere, Bell Syst.Tech. J.,Vo
l.55,No.8 1976) に述べられている。このＱＭＦのフィ
ルタは、帯域を等バンド幅に２分割するものであり、当
該フィルタにおいては上記分割した帯域を後に合成する
際にいわゆるエリアシングが発生しないことが特徴とな
っている。また、文献「ポリフェーズ・クワドラチァ・
フィルタ −新しい帯域分割符号化技術」("Polyphase
Quadrature filters -A new subband coding techniqu
e", Joseph H. Rothweiler ICASSP 83, BOSTON)には、
等帯域幅のフィルタ分割手法が述べられている。このポ
リフェーズ・クワドラチァ・フィルタにおいては、信号
を等バンド幅の複数の帯域に分割する際に一度に分割で
きることが特徴となっている。

【０００４】また、上述した直交変換としては、例え
ば、入力オーディオ信号を所定単位時間（フレーム）で
ブロック化し、当該ブロック毎に高速フーリエ変換（Ｆ
ＦＴ）や、離散コサイン変換（ＤＣＴ）、モディファイ
ドＤＣＴ変換（ＭＤＣＴ）などを行うことで時間軸を周
波数軸に変換するような直交変換がある。このＭＤＣＴ
については、文献「時間領域エリアシング・キャンセル
を基礎とするフィルタ・バンク設計を用いたサブバンド
／変換符号化」("Subband/Transform Coding Using Fil
ter Bank Designs Based on Time Domain Aliasing Can
cellation," J.P.Princen A.B.Bradley, Univ. of Surr
ey Royal Melbourne Inst. of Tech. ICASSP 1987)に述
べられている。

【０００５】更に、周波数帯域分割された各周波数成分
を量子化する場合の周波数分割幅としては、例えば人間
の聴覚特性を考慮した帯域分割がある。すなわち、一般
に臨界帯域（クリティカルバンド）と呼ばれている高域
ほど帯域幅が広くなるような帯域幅で、オーディオ信号
を複数（例えば２５バント）の帯域に分割することがあ
る。また、この時の各帯域毎のデータを符号化する際に
は、各帯域毎に所定のビット配分或いは、各帯域毎に適
応的なビット配分による符号化が行われる。例えば、上
記ＭＤＣＴ処理されて得られたＭＤＣＴ係数データを上
記ビット配分によって符号化する際には、上記各ブロッ
ク毎のＭＤＣＴ処理により得られる各帯域毎のＭＤＣＴ
係数データに対して、適応的な配分ビット数で符号化が
行われることになる。

【０００６】上記ビット配分手法及びそのための装置と
しては、次の２手法及び装置が知られている。例えば、
文献「音声信号の適応変換符号化」（"Adaptive Transf
ormCoding of Speech Signals", IEEE Transactions of
Accoustics, Speech, andSignal Processing, vol.ASS
P-25, No.4, August 1977 ）では、各帯域毎の信号の大
きさをもとに、ビット割当を行っている。また、例えば
文献「臨界帯域符号化器 −聴覚システムの知覚の要求
に関するディジタル符号化」（"The critical band cod
er --digital encoding of the perceptual requireme
nts of the auditory system", M.A.Kransner MIT, ICA
SSP 1980）では、聴覚マスキングを利用することで、各
帯域毎に必要な信号対雑音比を得て固定的なビット割当
を行う手法及び装置が述べられている。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上述した従
来の高能率符号化手法及び装置においては、倍音関係を
持った、例えば楽器の再生音等のディジタルオーディオ
信号を符号化する場合、聴感上重要な倍音成分を含んだ
量子化ブロックに対してビット配分の集中度を向上させ
ることが困難である。そのため入力信号に対しより適応
的なビット配分を行うことができないことになり、特に
例えばビットレートが低くく使用可能なビットが少ない
場合には、聴感上良好な音質を得ることができない。

【０００８】本発明は、このような実情に鑑みてなされ
たものであり、聴覚特性をより活かした効率の良い高能
率符号化方法及び装置、並びに伝送媒体の提供を行い、
低ビットレートにおける音質劣化防止、及び同一ビット
レートにおける音質向上を目的とする。

【０００９】

【課題を解決するための手段】本発明の高能率符号化方
法及び装置は、上述の目的を達成するために提案された
ものであり、入力信号を複数の周波数帯域成分に分解し
て、時間と周波数に関する複数の２次元ブロック内の信
号成分を得、上記２次元ブロック毎に当該２次元ブロッ
ク内の信号成分の特徴を表す量子化係数を求め、これに
基づいてビット配分量を決定し、上記２次元ブロック毎
に当該２次元ブロック内の信号成分を量子化して情報圧
縮し、上記２次元ブロック毎の圧縮情報を上記２次元ブ
ロック毎の情報圧縮パラメータと共に出力するものであ
り、入力信号に適応したビット配分を行う際には、入力
信号が持つ倍音関係を検出し、倍音成分が含まれる各２
次元ブロックに対してビット配分量の集中度を高めるよ
うにするものである。

【００１０】ここで、上記入力信号に適応したビット配
分を行う際には、入力信号の周波数軸上のスペクトラム
情報や、２次元ブロック内の信号成分を表す量子化係数
に基づいて、上記入力信号が持つ倍音関係を検出する。
また、上記倍音関係を検出する際には、入力信号の全て
又は一部の周波数帯域のスペクトラム情報及び／又は２
次元ブロック内の信号成分を現す量子化情報に基づい
て、低次の倍音成分及び／又は基音と第一倍音の倍音成
分のみを検出し、これらの倍音成分に基づいて他の倍音
成分の周波数帯域を算出し、全周波数帯域が持つ倍音関
係を検出することができる。また、入力信号に適応した
ビット配分を行う際には、全て又は一部の倍音成分が含
まれる２次元ブロックや、偶数次の倍音成分が含まれる
全て又は一部の２次元ブロック、奇数次の倍音成分が含
まれる全て又は一部の２次元ブロックに対して、ビット
配分の集中度を高めるようにする。さらに、上記入力信
号に適応したビット配分量の決定の際に、既定ビットレ
ートに対してビット配分量が少ないときには、倍音成分
が含まれる全て又は一部の２次元ブロックに対して優先
的にビットを追加してビットの端数調整行ったり、偶数
倍音成分が含まれる全て又は一部の２次元ブロックに対
して優先的にビットを追加してビットの端数調整を行う
ようにする。逆に、上記入力信号に適応したビット配分
量の決定の際に、既定ビットレートに対してビット配分
量が多いときには、倍音成分が含まれない全て又は一部
の２次元ブロックに対して優先的にビットを削除してビ
ットの端数調整を行ったり、奇数倍音成分が含まれない
全て又は一部の２次元ブロックに対して優先的にビット
を削除してビットの端数調整を行うようにする。

【００１１】また、本発明の伝送媒体は、伝送メディア
のみならず記録メディアをも含み、本発明の高能率符号
化方法又は装置によって圧縮符号化された圧縮情報と情
報圧縮パラメータとを伝送又は記録するものである。

【００１２】

【作用】本発明によれば、ビット配分を行う際、入力信
号が持つ倍音関係を検出し、その各倍音成分を含む量子
化のための２次元ブロックに対するビット配分の集中度
を向上させることにより、聴感特性をより活かした効率
の良いビット配分を行うことができ、ブロックフローテ
ィング効率を落とすことのない、効率的な圧縮を行うこ
とが可能となる。

【００１３】以上のことにより、同一のビットレートに
おいてより良好な音質を得ることが可能となる。また、
同等の音質を得るために、より低いビットレートで実施
可能となる。

【００１４】

【実施例】以下、図面を参照し、本発明の実施例につい
て説明する。

【００１５】本実施例では、オーディオＰＣＭ信号等の
入力ディジタル信号を、帯域分割符号化（ＳＢＣ）、適
応変換符号化（ＡＴＣ）、及び適応ビット配分（ＡＰＣ
−ＡＢ）の各技術を用いて高能率符号化する。この技術
について、図１を参照しながら説明する。

【００１６】図１に示す本実施例の具体的な高能率符号
化装置では、入力ディジタル信号をフィルタなどにより
複数の周波数帯域に分割すると共に、各周波数帯域毎に
直交変換を行って、得られた周波数軸のスペクトルデー
タを、後述する人間の聴覚特性を考慮したいわゆる臨界
帯域幅（クリティカルバンド）毎に適応的にビット配分
して符号化している。この時、高域では臨界帯域幅を更
に分割した帯域を用いる。もちろん、上記フィルタなど
による非ブロッキングの周波数分割幅は、等分割幅とし
てもよい。

【００１７】さらに、本発明実施例においては、直交変
換の前に入力信号に応じて適応的にブロックサイズ（直
交変換のブロック長）を変化させると共に、クリティカ
ルバンド単位若しくは高域では臨界帯域幅（クリティカ
ルバンド）を更に細分化した帯域の信号で構成されるブ
ロックでフローティング処理を行っている。なお、この
クリティカルバンドとは、人間の聴覚特性を考慮して分
割された周波数帯域であり、ある純音の周波数近傍の同
じ強さの狭帯域バンドノイズによって当該純音がマスク
されるときのそのノイズの持つ帯域のことである。この
クリティカルバンドは、高域ほど帯域幅が広くなってお
り、例えば０〜２０ｋＨｚの全周波数帯域は例えば２５
のクリティカルバンドに分割されている。

【００１８】すなわち、図１において、入力端子１０に
は例えば０〜２２ｋＨｚのオーディオＰＣＭ信号が供給
されている。この入力信号は、例えばいわゆるＱＭＦな
どの帯域分割フィルタ１１により０〜１１ｋＨｚ帯域と
１１ｋ〜２２ｋＨｚ帯域とに分割され、０〜１１ｋＨｚ
帯域の信号は同じくいわゆるＱＭＦ等の帯域分割フィル
タ１２により０〜５．５ｋＨｚ帯域と５．５ｋ〜１１ｋ
Ｈｚ帯域とに分割される。

【００１９】上記帯域分割フィルタ１１からの１１ｋ〜
２２ｋＨｚ帯域の信号は、直交変換回路の一例であるＭ
ＤＣＴ（Modified Discrete Cosine Transform）回路１
３に送られ、上記帯域分割フィルタ１２からの５．５ｋ
〜１１ｋＨｚ帯域の信号はＭＤＣＴ回路１４に送られ、
上記帯域分割フィルタ１２からの０〜５．５ｋＨｚ帯域
の信号はＭＤＣＴ回路１５に送られることにより、それ
ぞれＭＤＣＴ処理される。なお、各ＭＤＣＴ回路１３〜
１５では、各帯域毎に設けたブロック決定回路１９、２
０、２１により決定されたブロックサイズ（直交変換ブ
ロックサイズ）に基づいてＭＤＣＴ処理がなされる。

【００２０】ここで、上記ブロック決定回路１９〜２１
により決定される各ＭＤＣＴ回路１３〜１５でのブロッ
クサイズの具体例を図２の（Ａ）及び（Ｂ）に示す。な
お、図２の（Ａ）には直交変換ブロックサイズが長い場
合（ロングモードにおける直交変換ブロックサイズ）
を、図２の（Ｂ）には直交変換ブロックサイズが短い場
合（ショートモードにおける直交変換ブロックサイズ）
を示している。

【００２１】この図２の具体例においては、３つのフィ
ルタ出力は、それぞれ２つの直交変換ブロックサイズを
持つ。すなわち、低域側の０〜５．５ｋＨｚ帯域の信号
及び中域の５．５ｋ〜１１ｋＨｚ帯域の信号に対して
は、長いブロック長の場合（図２の（Ａ））は１ブロッ
ク内のサンプル数を１２８サンプルとし、短いブロック
が選ばれた場合（図２の（Ｂ））には１ブロック内のサ
ンプル数を３２サンプル毎のブロックとしている。これ
に対して高域側の１１ｋ〜２２ｋＨｚ帯域の信号に対し
ては、長いブロック長の場合（図２の（Ａ））は１ブロ
ック内のサンプル数を２５６サンプルとし、短いブロッ
クが選ばれた場合（図２の（Ｂ））には１ブロック内の
サンプル数を３２サンプル毎のブロックとしている。こ
のようにして短いブロックが選ばれた場合には各帯域の
直交変換ブロックのサンプル数を同じとして高域程時間
分解能を上げ、なおかつブロック化に使用するウインド
ウの種類を減らしている。

【００２２】再び図１において、上記ブロック決定回路
１９〜２１で決定されたブロックサイズを示す情報は、
後述の適応ビット割当符号化回路１６、１７、１８に送
られると共に、出力端子２３、２５、２７から出力され
る。

【００２３】各ＭＤＣＴ回路１３〜１５にてＭＤＣＴ処
理されて得られた周波数領域のスペクトルデータあるい
はＭＤＣＴ係数データは、いわゆる臨界帯域（クリティ
カルバンド）または高域では更にクリティカルバンドを
分割した帯域毎にまとめられて、適応ビット割当符号化
回路１６〜１８に送られている。

【００２４】適応ビット割当符号化回路１６〜１８で
は、上記ブロックサイズの情報、及び臨界帯域（クリテ
ィカルバンド）または高域では更にクリティカルバンド
を分割した帯域毎に割り当てられたビット数に応じて、
各スペクトルデータ（あるいはＭＤＣＴ係数データ）を
再量子化（正規化して量子化）するようにしている。

【００２５】これら各適応ビット割当符号化回路１６〜
１８によって符号化されたデータは、出力端子２２、２
４、２６を介して取り出される。また、当該適応ビット
割当符号化回路１６〜１８では、どのような信号の大き
さに関する正規化がなされたかを示すスケールファクタ
と、どのようなビット長で量子化がされたかを示すビッ
ト長情報も求めており、これらも同時に出力端子２２、
２４、２６から出力される。

【００２６】また、図１における各ＭＤＣＴ回路１３〜
１５の出力からは、上記臨界帯域（クリティカルバン
ド）または高域では更にクリティカルバンドを分割した
帯域毎のエネルギを、例えば当該バンド内での各振幅値
の２乗平均の平方根を計算すること等により求められ
る。もちろん、上記スケールファクタそのものを以後の
ビット配分の為に用いるようにしてもよい。この場合に
は新たなエネルギ計算の演算が不要となるため、ハード
規模の節約となる。また、各バンド毎のエネルギの代わ
りに、振幅値のピーク値、平均値等を用いることも可能
である。

【００２７】次に、適応ビット割当符号化回路１６〜１
８において、上記ビット配分の具体的な手法を説明す
る。

【００２８】この場合の適応ビット割当符号化回路の動
作を図３で説明すると、ＭＤＣＴ係数の大きさが各ブロ
ック毎に求められ、そのＭＤＣＴ係数が入力端子８０１
に供給される。当該入力端子８０１に供給されたＭＤＣ
Ｔ係数は、帯域毎のエネルギ算出回路８０３及びスペク
トルのなめらかさ算出回路８０８に与えられる。帯域毎
のエネルギ算出回路８０３では、クリティカルバンドま
たは高域においてはクリティカルバンドを更に再分割し
たそれぞれの帯域に関する信号エネルギを算出する。帯
域毎のエネルギ算出回路８０３で算出されたそれぞれの
帯域に関するエネルギは、エネルギ依存ビット配分回路
８０４、スペクトルのなめらかさ算出回路８０８、及び
本発明における倍音関係検出手段である倍音成分検出回
路８１３に供給される。

【００２９】倍音成分検出回路８１３では、帯域毎エネ
ルギ算出回路８０３からの帯域毎のエネルギを用いて入
力信号の倍音関係にある周波数帯域の検出を行う。

【００３０】図４を用いて倍音について説明する。倍音
とは、周期性を有する信号、例えば楽音等が、図中のＦ
０，２Ｆ０，３Ｆ０，４Ｆ０，・・・といった整数倍の
関係を持つ周波数成分のことである。Ｆ０は基音又はピ
ッチ、２Ｆ０は第二倍音、３Ｆ０は第三倍音、４Ｆ０は
第四倍音と呼ばれている。つまり基音に対し、ｎ倍の周
波数を持つ成分を第ｎ倍音と呼ぶ。また、これらの倍音
は、基音Ｆ０の周波数に対し、偶数倍（２ｎ）又は奇数
倍（２ｎ＋１）の成分に分別され（ｎ＝１，２，３，・
・・）、それぞれ偶数次倍音、奇数次倍音と呼ばれる。
例えば、楽器のクラリネットの演奏音は、奇数次倍音に
比べ偶数次倍音の強度が著しく小さいという特徴を持
つ。

【００３１】倍音成分検出回路８１３では、入力信号の
倍音成分を検出する方法として、例えば、隣接するブロ
ックのブロックフローティング係数の差を指標として使
う。ブロックフローティング係数の差が大きくなるブロ
ックの周波数帯域が整数倍の関係にあれば、そのブロッ
クに入力信号の倍音成分が含まれている可能性が高い。
なおこの手法では、ＭＤＣＴ係数ではなくブロックフロ
ーティング係数の差を求めるので、計算量が少なくな
り、ハードウェア規模を小さくすることが可能である。

【００３２】また、ブロックフローティング係数の代わ
りに、ＭＤＣＴ係数を直接使って倍音成分を検出するこ
とも可能である。この手法を用いれば、より精緻な検出
が可能となる。特に、１つのブロック内に複数の倍音成
分が含まれてしまうような場合には有効な手段である。

【００３３】入力信号の倍音成分を検出する別の方法と
して、基音と第一倍音だけを求め、これらの周波数関係
からすべての倍音成分の周波数を予想する方法も考えら
れる。これは、倍音の周波数は整数倍の関係を持つとい
う、上記した、倍音が持つ性質を利用している。この方
法を用いることにより、全帯域の隣接する各ブロックフ
ローティング係数又はＭＤＣＴ係数の差を調べなくて
も、基音及び第一倍音が含まれる帯域だけを調べるだけ
で済むので、計算量が少なくなり、ハードウェア規模を
小さくすることが可能である。

【００３４】倍音成分検出回路８１３で検出された、倍
音成分が含まれる帯域に関する情報は、エネルギ依存の
ビット配分回路８０４及びビット端数調整回路８１４に
供給される。

【００３５】エネルギ依存ビット配分回路８０４では、
帯域毎エネルギ算出回路８０３からのエネルギ、使用可
能総ビット発生回路８０２からの使用可能総ビット、及
び倍音成分検出回路８１３からの倍音成分が含まれる帯
域を用いて、入力信号のエネルギに依存したビット配分
を、本実施例では１２８ｋｂｐｓの内のある割合を用い
て行う。入力信号のトーナリティが高い程、すなわち入
力信号のスペクトラムの凹凸が大きい程、このビット量
が上記１２８ｋｂｐｓに占める割合が増加する。なお、
入力信号の凹凸を検出するには、隣接するブロックのブ
ロックフローティング係数の差の絶対値の和を指標とし
て使う。そして、求められた使用可能なビット量につ
き、各帯域のエネルギの対数値に比例したビット配分を
行う。その際、倍音成分が含まれる帯域に対して、他の
帯域より多くのビットの配分を行う。図５を用いて説明
すると、図中ＳＰは入力信号のスペクトラム、Ｂ１〜Ｂ
８は量子化ブロックを示す。この図の入力信号の倍音成
分は、基音がブロックＢ２、第二倍音がブロックＢ４、
第三倍音がブロックＢ６、第四倍音がブロックＢ８にそ
れぞれ含まれている。図中Ｌ１は、倍音関係を考慮せず
にビット配分を行った場合の各ブロックにおける量子化
雑音のレベルを表し、図中Ｌ２は、倍音関係を考慮して
ビット配分を行った場合の各ブロックにおける量子化雑
音のレベルを表す。図中のＬ１とＬ２を比較すると分か
るように、倍音成分を考慮したビット配分を行った場合
には、倍音成分が含まれているブロック内の量子化雑音
レベルが低下し、聴感上良好な音質を得ることが可能で
ある。

【００３６】また、倍音成分を考慮してビット配分を行
う際、偶数次倍音と奇数次倍音に分別してビット配分を
行うことも可能である。上述したように倍音は、偶数次
倍音と奇数次倍音という成分に分別される。種々の入力
信号の中には、例えば楽器のクラリネットの演奏音のよ
うに、奇数次倍音の方が偶数次倍音と比較して強度が大
きい性質を持つものがある。このような入力信号に対し
てビット配分する場合、偶数次倍音より奇数次倍音が含
まれるブロックに対しより多くのビットが配分されるよ
うに設定することにより、聴感上良好な音質を得ること
が可能な場合がある。また逆に、偶数次倍音の方が奇数
次倍音と比較して強度が大きい性質を持つ入力信号もあ
る。このような入力信号に対し、奇数次倍音を含むブロ
ックよりも偶数次倍音を含むブロックに対しより多くの
ビットを配分することにより、聴感上良好な音質を得る
ことが可能な場合もある。

【００３７】また、倍音成分検出回路８１３によって検
出した、各倍音が含まれる全ブロックに対してビット配
分の集中度を向上させることが望ましいが、例えば、基
音成分及び低次の倍音成分が含まれるブロックのみ、及
び又は偶数次倍音のみ又は奇数次倍音のみなど、一部の
ブロックだけに対して適用することによっても聴感上良
好な音質を得ることが可能である。

【００３８】聴覚許容雑音レベルに依存したビット配分
算出回路８０５は、まず上記クリティカルバンド毎に分
割されたスペクトルデータに基づき、いわゆるマスキン
グ効果等を考慮した各クリティカルバンド毎の許容ノイ
ズ量を求め、次に聴覚許容雑音スペクトルを与えるよう
に使用可能総ビットからエネルギ依存ビットを引いたビ
ット分が配分される。

【００３９】このようにして求められたエネルギ依存の
ビット数と聴覚許容雑音レベルに依存したビット数は加
算器８０６において加算され、ビット端数調整回路８１
４に供給される。

【００４０】ビット端数調整回路８１４では、加算器８
０６からのビット、使用可能総ビット発生回路８０２か
らの使用可能総ビット、及び倍音成分検出回路８１３か
らの倍音成分が含まれる帯域を用いて、本実施例では１
２８ｋｂｐｓのビットレートに合わせるようにビットの
端数調整を行う。

【００４１】例えば、加算器８０６の出力が１２８ｋｂ
ｐｓを越えるビット数になっているような場合には、聴
感上最も影響を及ぼさない帯域、例えば高域側のブロッ
クから低域側に向かって順次１ビットずつ減少させる方
法、又、高域側のブロックから配分ビット数を０にす
る、つまり帯域制限を行う方法等がある。本実施例で
は、倍音成分が含まれていないブロックに対し優先的に
高域側から低域側に向かって１ビットずつ減少させる方
法を用い、１２８ｋｂｐｓと同等のビットレートになる
ように端数調整を行う。図５を用いて説明すると、例え
ば、１ビット分だけ１２８ｋｂｐｓを越えるビット数に
なっていると仮定する。まず最初に最も高域側のブロッ
クＢ９に着目すると、このブロックＢ９は倍音成分を含
んでいるので、ビットの削減は行わない。次に、隣接す
る低域側のブロックＢ８に着目すると、このブロックＢ
８は倍音成分を含んでいないので、１ビット分の削減を
行う。この時点で１２８ｋｂｐｓのビットレートと同等
のビット数となり端数調整は完了する。なお、例えば高
域側から低域側へ順次ビット数を削減していき、最も低
い周波数成分を含むブロックＢ１まで到達した時、さら
にビット数削減の必要性がある場合には、再度最も高い
周波数成分を含むブロックＢ９に戻り、同様の動作を繰
り返し行う。なおこのようにビットが大幅に不足してい
る場合など、倍音成分が含まれるブロックに対しビット
を削減する可能性もある。また、倍音を奇数次倍音と偶
数次倍音とに分別し、全て又は一部の奇数次倍音又は偶
数次倍音が含まれていないブロックに対し優先的に高域
側から１ビットずつ減少させる方法等も考えられる。

【００４２】逆に、例えば加算器８０６の出力が１２８
ｋｂｐｓを下回るビット数の場合には、聴感上最も影響
を及ぼす帯域、例えば低域側のブロックから高域側に向
かって順次１ビットずつ増加させる方法等がある。本実
施例では、倍音成分が含まれているブロックに対し優先
的に低域側から１ビットずつ増加させる方法を用い、１
２８ｋｂｐｓと同じビット数に調整する。図５を用いて
説明すると、例えば、１ビット分だけ１２８ｋｂｐｓを
越えるビット数になっていると仮定する。まず最初に最
も低域側のブロックＢ１に着目すると、このブロックＢ
１は倍音成分を含んでいないので、ビット数の増加は行
わない。次に、隣接する高域側のブロックＢ２に着目す
ると、このブロックＢ２も倍音成分を含んでいないの
で、ビット数の増加は行わない。次に、隣接する高域側
んブロックＢ３に着目すると、このブロックＢ３は倍音
成分（基音）を含んでいるので、１ビット分の増加を行
う。この時点で１２８ｋｂｐｓのビットレートと同等の
ビット数となり端数調整は完了する。なお、例えば低域
側から高域側へ順次ビット数を増加させていき、最も高
い周波数帯域を含むブロックＢ９まで到達した時、さら
にビット数増加の必要性がある場合には、再度最も低い
周波数帯域を含むブロックＢ１に戻り、同様の動作を繰
り返し行う。なおこのようにビットが大幅に余っている
場合など、倍音成分が含まれないブロックに対してもビ
ット数を増加する可能性もある。また、倍音を奇数次倍
音と偶数次倍音とに分別し、全て又は一部の奇数次倍音
又は偶数次倍音が含まれているブロックに対し優先的に
低域側から１ビットずつ増加させる方法等も考えられ
る。

【００４３】この様に倍音関係を考慮するビット端数調
整手法を用いることにより、倍音成分が含まれる帯域の
量子化雑音を減少させることができ、聴感上良好な音質
を得ることが可能となる。特に、加算器８０６の出力が
１２８ｋｂｐｓを越えるビットレートになっている場
合、高域の倍音成分を削除する場合が少なくなり、入力
信号が持つ倍音構造を破壊してしまう可能性が減少する
ため、良好な音質を得ることができる。特に、本実施例
でのビットレート１２８ｋｂｐｓよりも低いビットレー
トを用いる高能率符号化装置において有効に作用する。

【００４４】このようにして１２８ｋｂｐｓのビットレ
ートに調整されたビットは、図１の適応ビット割当符号
化回路１６〜１８によって各クリティカルバンド毎若し
くは高域においてはクリティカルバンドを更に複数帯域
に分割した帯域に割り当てられたビット数に応じて、各
スペクトルデータ（あるいはＭＤＣＴ係数データ）が再
量子化されるようになっている。このようにして符号化
されたデータは、図１の出力端子２２、２４、２６を介
して取り出される。

【００４５】さらに詳しく上記聴覚許容雑音スペクトル
依存のビット配分回路８０５中の聴覚許容雑音スペクト
ル算出回路について説明すると、ＭＤＣＴ回路１３〜１
５で得られたＭＤＣＴ係数が当該ビット配分回路８０５
中の許容雑音スペクトル算出回路に与えられる。

【００４６】図６は上記許容雑音スペクトル算出回路を
まとめて説明した一具体例の概略構成を示すブロック回
路図である。この図６において、入力端子５２１には、
ＭＤＣＴ回路１３、１４、１５からの周波数領域のスペ
クトルデータが供給されている。

【００４７】この周波数領域の入力データは、帯域毎の
エネルギ算出回路５２２に送られて、上記クリティカル
バンド（臨界帯域）毎のエネルギが、例えば当該バンド
内での各振幅値２乗の総和を計算すること等により求め
られる。この各バンド毎のエネルギの代わりに、振幅値
のピーク値、平均値等が用いられることもある。このエ
ネルギ算出回路５２２からの出力として、例えば各バン
ドの総和値のスペクトルは、一般にバークスペクトルと
称されている。図７はこのような各クリティカルバンド
毎のバークスペクトルＳＢを示している。ただし、この
図７では、図示を簡略化するため、上記クリティカルバ
ンドのバンド数を１２バンド（Ｂ１〜Ｂ１２）で表現し
ている。

【００４８】ここで、上記バークスペクトルＳＢのいわ
ゆるマスキングに於ける影響を考慮するために、該バー
クスペクトルＳＢに所定の重み付け関数を掛けて加算す
るような畳込み（コンボリューション）処理を施す。こ
のため、上記帯域毎のエネルギ算出回路５２２の出力す
なわち該バークスペクトルＳＢの各値は、畳込みフィル
タ回路５２３に送られる。該畳込みフィルタ回路５２３
は、例えば、入力データを順次遅延させる複数の遅延素
子と、これら遅延素子からの出力にフィルタ係数（重み
付け関数）を乗算する複数の乗算器（例えば各バンドに
対応する２５個の乗算器）と、各乗算器出力の総和をと
る総和加算器とから構成されるものである。

【００４９】なお、上記マスキングとは、人間の聴覚上
の特性により、ある信号によって他の信号がマスクされ
て聞こえなくなる現象をいうものであり、このマスキン
グ効果には、時間領域のオーディオ信号による時間軸マ
スキング効果と、周波数領域の信号による同時刻マスキ
ング効果とがある。これらのマスキング効果により、マ
スキングされる部分にノイズがあったとしても、このノ
イズは聞こえないことになる。このため、実際のオーデ
ィオ信号では、このマスキングされる範囲内のノイズは
許容可能なノイズとされる。

【００５０】また、上記畳込みフィルタ回路５２３の各
乗算器の乗算係数（フィルタ係数）の一具体例を示す
と、任意のバンドに対応する乗算器Ｍの係数を１とする
とき、乗算器Ｍ−１で係数０．１５を、乗算器Ｍ−２で
係数０．００１９を、乗算器Ｍ−３で係数０．００００
０８６を、乗算器Ｍ＋１で係数０．４を、乗算器Ｍ＋２
で係数０．０６を、乗算器Ｍ＋３で係数０．００７を各
遅延素子の出力に乗算することにより、上記バークスペ
クトルＳＢの畳込み処理が行われる。ただし、Ｍは１〜
２５の任意の整数である。

【００５１】次に、上記畳込みフィルタ回路５２３の出
力は引算器５２４に送られる。該引算器５２４は、上記
畳込んだ領域での後述する許容可能なノイズレベルに対
応するレベルαを求めるものである。なお、当該許容可
能なノイズレベル（許容ノイズレベル）に対応するレベ
ルαは、後述するように、逆コンボリューション処理を
行うことによって、クリティカルバンドの各バンド毎の
許容ノイズレベルとなるようなレベルである。

【００５２】ここで、上記引算器５２４には、上記レベ
ルαを求めるるための許容関数（マスキングレベルを表
現する関数）が供給される。この許容関数を増減させる
ことで上記レベルαの制御を行っている。当該許容関数
は、次に説明するような（ｎ−ａｉ）関数発生回路５２
５から供給されているものである。

【００５３】すなわち、許容ノイズレベルに対応するレ
ベルαは、クリティカルバンドのバンドの低域から順に
与えられる番号をｉとすると、次の式で求めることがで
きる。

【００５４】α＝Ｓ−（ｎ−ａｉ）この式において、ｎ，ａは定数でａ＞０、Ｓは畳込み処
理されたバークスペクトルの強度であり、式中（ｎ−ａ
ｉ）が許容関数となる。例としてｎ＝３８，ａ＝−０．
５を用いることができる。

【００５５】このようにして、上記レベルαが求めら
れ、このデータは、割算器５２６に伝送される。当該割
算器５２６では、上記畳込みされた領域での上記レベル
αを逆コンボリューションするためのものである。した
がって、この逆コンボリューション処理を行うことによ
り、上記レベルαからマスキングスレッショールドが得
られるようになる。すなわち、このマスキングスレッシ
ョールドが許容ノイズスペクトルとなる。なお、上記逆
コンボリューション処理は、複雑な演算を必要とする
が、本実施例では簡略化した割算器５２６を用いて逆コ
ンボリューションを行っている。

【００５６】次に、上記マスキングスレッショールド
は、合成回路５２７を介して減算器５２８に伝送され
る。ここで、当該減算器５２８には、上記帯域毎のエネ
ルギ検出回路５２２からの出力、すなわち前述したバー
クスペクトルＳＢが、遅延回路５２９を介して供給され
ている。したがって、この減算器５２８で上記マスキン
グスレッショールドとバークスペクトルＳＢとの減算演
算が行われることで、図８に示すように、上記バークス
ペクトルＳＢは、当該マスキングスレッショールドＭＳ
のレベルで示すレベル以下がマスキングされることにな
る。なお、上記遅延回路５２９は、上記合成回路５２７
以前の各回路での遅延量を考慮してエネルギ検出回路５
２２からのバークスペクトルＳＢを遅延させるために設
けられている。

【００５７】当該減算器５２８からの出力は、許容雑音
補正回路５３０を介し、出力端子５３１を介して取り出
され、例えば配分ビット数情報が予め記憶されたＲＯＭ
等（図示せず）に送られる。このＲＯＭ等は、上記減算
回路５２８から許容雑音補正回路５３０を介して得られ
た出力（上記各バンドのエネルギと上記ノイズレベル設
定手段の出力との差分のレベル）に応じ、各バンド毎の
配分ビット数情報を出力する。

【００５８】このようにしてエネルギ依存ビットと聴覚
許容雑音レベルに依存したビットは加算されてその配分
ビット数情報が上記適応ビット割当符号化回路１６〜１
８に送られることで、ここでＭＤＣＴ回路１３〜１５か
らの周波数領域の各スペクトルデータがそれぞれのバン
ド毎に割り当てられたビット数で量子化されるわけであ
る。

【００５９】すなわち要約すれば、上記適応ビット割当
符号化回路１６〜１８では、上記クリティカルバンドの
各バンド帯域毎（クリティカルバンド毎）若しくは高域
においては当該クリティカルバンドを更に複数帯域に分
割した帯域のエネルギ若しくはピーク値と、上記ノイズ
レベル設定手段の出力との差分のレベルに応じて配分さ
れたビット数で上記各バンド毎のスペクトルデータを量
子化することになる。

【００６０】ところで、上述した合成回路５２７での合
成の際には、最小可聴カーブ発生回路５３２から供給さ
れる図９に示すような人間の聴覚特性であるいわゆる最
小可聴カーブＲＣを示すデータと、上記マスキングスレ
ッショールドＭＳとを合成することができる。この最小
可聴カーブにおいて、雑音絶対レベルがこの最小可聴カ
ーブ以下ならば該雑音は聞こえないことになる。この最
小可聴カーブは、コーディングが同じであっても例えば
再生時の再生ボリュームの違いで異なるものとなるが、
現実的なディジタルシステムでは、例えば１６ビットダ
イナミックレンジへの音楽のはいり方にはさほど違いが
ないので、例えば４ｋＨｚ付近の最も耳に聞こえやすい
周波数帯域の量子化雑音が聞こえないとすれば、他の周
波数帯域ではこの最小可聴カーブのレベル以下の量子化
雑音は聞こえないと考えられる。したがって、このよう
に例えばシステムの持つダイナミックレンジの４ｋＨｚ
付近の雑音が聞こえない使い方をすると仮定し、この最
小可聴カーブＲＣとマスキングスレッショールドＭＳと
を共に合成することで許容ノイズレベルを得るようにす
ると、この場合の許容ノイズレベルは、図９中の斜線で
示す部分までとすることができるようになる。なお、本
実施例では、上記最小可聴カーブの４ｋＨｚのレベル
を、例えば２０ビット相当の最低レベルに合わせてい
る。また、この図９は、信号スペクトルＳＳも同時に示
している。

【００６１】また、上記許容雑音補正回路５３０では、
補正情報出力回路５３３から送られてくる例えば等ラウ
ドネスカーブの情報に基づいて、上記減算器５２８から
の出力における許容雑音レベルを補正している。ここ
で、等ラウドネスカーブとは、人間の聴覚特性に関する
特性曲線であり、例えば１ｋＨｚの純音と同じ大きさに
聞こえる各周波数での音の音圧を求めて曲線で結んだも
ので、ラウドネスの等感度曲線とも呼ばれる。またこの
等ラウドネス曲線は、図９に示した最小可聴カーブＲＣ
と略同じ曲線を描くものである。この等ラウドネス曲線
においては、例えば４ｋＨｚ付近では１ｋＨｚのところ
より音圧が８〜１０ｄＢ下がっても１ｋＨｚと同じ大き
さに聞こえ、逆に、５０Ｈｚ付近では１ｋＨｚでの音圧
よりも約１５ｄＢ高くないと同じ大きさに聞こえない。
このため、上記最小可聴カーブのレベルを越えた雑音
（許容ノイズレベル）は、この等ラウドネス曲線に応じ
たカーブで与えられる周波数特性を持つようにするのが
良いことがわかる。このようなことから、上記等ラウド
ネス曲線を考慮して上記許容ノイズレベルを補正するこ
とは、人間の聴覚特性に適合していることがわかる。

【００６２】以上述べた聴覚許容雑音レベルに依存した
スペクトル形状を使用可能総ビット１２８Ｋｂｐｓの内
のある割合を用いるビット配分でつくる。この割合は入
力信号のトーナリティが高くなるほど減少する。

【００６３】次に２つのビット配分手法の間でのビット
量分割手法について説明する。

【００６４】図３に戻って、ＭＤＣＴ回路出力が供給さ
れる入力端子８０１からの信号は、スペクトルの滑らか
さ算出回路８０８にも与えられ、ここでスペクトルの滑
らかさが算出される。本実施例では、信号スペクトルの
絶対値の隣接値間の差の絶対値の和を信号スペクトルの
絶対値の和で割った値を、上記スペクトルの滑らかさと
して算出している。

【００６５】上記スペクトルの滑らかさ算出回路８０８
の出力は、ビット分割率決定回路８０９に与えられ、こ
こでエネルギ依存のビット配分と、聴覚許容雑音スペク
トルによるビット配分間のビット分割率とが決定され
る。ビット分割率はスペクトルの滑らかさ算出回路８０
８の出力値が大きいほど、スペクトルの滑らかさが無い
と考えて、エネルギ依存のビット配分よりも、聴覚許容
雑音スペクトルによるビット配分に重点をおいたビット
配分を行う。ビット分割率決定回路８０９は、それぞれ
エネルギ依存のビット配分及び聴覚許容雑音スペクトル
によるビット配分の大きさをコントロールするマルチプ
ライヤ８１１及び８１２に対してコントロール出力を送
る。ここで、仮にスペクトルが滑らかであり、エネルギ
依存のビット配分に重きをおくように、マルチプライヤ
８１１へのビット分割率決定回路８０９の出力が０．８
の値を取ったとき、マルチプライヤ８１２へのビット分
割率決定回路８０９の出力は１−０．８＝０．２とす
る。これら２つのマルチプライヤの出力は加算器８０６
で足し合わされて最終的なビット配分情報となって、出
力端子８０７から出力される。

【００６６】このときのビット配分の様子を図１０、図
１１に示す。また、これに対応する量子化雑音の様子を
図１２、図１３に示す。図１０は信号のスペクトルが割
合平坦である場合を示しており、図１１は信号スペクト
ルが高いトーナリティを示す場合を示している。また、
図１０及び図１１の図中ＱＳは信号レベル依存分のビッ
ト量を示し、図中ＱＮは聴覚許容雑音レベル依存のビッ
ト割当分のビット量を示している。図１２及び図１３の
図中Ｌは信号レベルを示し、図中ＮＳは信号レベル依存
分による雑音低下分を、図中ＮＮは聴覚許容雑音レベル
依存のビット割当分による雑音低下分を示している。

【００６７】先ず、信号のスペクトルが、割合平坦であ
る場合を示す図１２において、聴覚許容雑音レベルに依
存したビット配分は、全帯域に渡り大きい信号雑音比を
取るために役立つ。しかし低域及び高域では比較的少な
いビット配分が使用されている。これは聴覚的にこの帯
域の雑音に対する感度が小さいためである。信号エネル
ギレベルに依存したビット配分の分は量としては少ない
が、ホワイトな雑音スペクトルを生じるように、この場
合には中低域の信号レベルの高い周波数領域に重点的に
配分されている。

【００６８】これに対して、図１３に示すように、信号
スペクトルが高いトーナリティを示す場合には、信号エ
ネルギレベルに依存したビット配分量が多くなり、量子
化雑音の低下は極めて狭い帯域の雑音を低減するために
使用される。聴覚許容雑音レベルに依存したビット配分
の集中はこれよりもきつくない。

【００６９】図１３に示すように、この両者のビット配
分の和により、孤立スペクトル入力信号での特性の向上
が達成される。

【００７０】図１４は、図１に示した高能率符号化装置
によって符号化された信号を、再び復号化するための基
本的な本発明実施例の高能率復号化装置を示している。

【００７１】この図１４において、各帯域の量子化され
たＭＤＣＴ係数は復号化装置入力端子１２２、１２４、
１２６に与えられ、使用されたブロックサイズ情報は入
力端子１２３、１２５、１２７に与えられる。復号化回
路１１６、１１７、１１８では適応ビット配分情報を用
いてビット割当を解除する。

【００７２】次に、ＩＭＤＣＴ（逆変更離散コサイン変
換）回路１１３、１１４、１１５では周波数領域の信号
が時間領域の信号に変換される。これらの部分帯域の時
間領域信号は、ＩＱＭＦ（逆ＱＭＦ）回路１１２、１１
１により、全体域信号に復号化され、出力端子１１０へ
送られる。

【００７３】次に、本発明実施例の伝送媒体は、上述し
たような本発明実施例の高能率符号化装置により符号化
された信号を伝送するものであり、ここでの伝送には記
録も含まれ、したがって、本発明の記録媒体（記録メデ
ィア）としては、例えば、光ディスク，光磁気ディス
ク，磁気ディスク等のディスク状の記録媒体に上記符号
化信号が記録されたものや、磁気テープ等のテープ状記
録媒体に上記符号化信号が記録されたもの、或いは、符
号化信号が記憶された半導体メモリ，ＩＣカードなどを
挙げることができる。また、本発明の伝送媒体として伝
送系を挙げた場合、その伝送媒体（伝送メディア）とし
ては、例えば電線若しくは光ケーブルや電波等を挙げる
ことができる。

【００７４】なお、本発明はこの実施例にのみ限定され
るものではなく、例えば、上記の記録再生媒体と上記他
の記録再生媒体とは一体化されている必要はなく、その
間をデータ転送用回線等で結ぶことも可能である。更に
例えば、オーディオＰＣＭ信号のみならず、ディジタル
音声（スピーチ）信号やディジタルビデオ信号等の信号
処理装置にも適用可能である。また、上述した最小可聴
カーブの合成処理を行わない構成としてもよい。この場
合には、図６中の最小可聴カーブ発生回路５３２、合成
回路５２７が不要となり、上記引算器５２６からの出力
は、直ちに減算器５２８へ伝送されることになる。

【００７５】また、ビット配分手法は多種多様であり、
最も簡単には固定のビット配分もしくは信号の各帯域エ
ネルギによる簡単なビット配分もしくは固定分と可変分
を組み合わせたビット配分などを使うことが可能であ
る。

【００７６】また、入力信号が倍音関係を持つか否かを
判断し、ビット配分を変える手法も考えられる。例え
ば、図３中の倍音成分検出回路８１３において明確な倍
音関係が検出できなかった場合、エネルギ依存のビット
配分回路８０４及びビット端数調整回路８１４への出力
を行わない構成にすることも可能である。

【００７７】本発明実施例は、以上のような種々の変形
が考えられる。

【００７８】

【発明の効果】以上の説明からも明らかなように、本発
明においては以下の効果を得ることができる。すなわ
ち、入力信号が持つ倍音関係を考慮してビット配分を行
うことにより、入力信号に対し適応的なビットの配分を
行うことが可能となり、同一のビットレートでは、聴感
上、良好な音質を得ることが可能となる。また、低いビ
ットレートでは、音質劣化を防止することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明実施例の高能率符号化装置の構成例を示
すブロック回路図である。

【図２】本実施例装置での周波数及び時間領域における
直交変換ブロックサイズの具体例を示す図である。

【図３】本発明実施例のビット配分機能の構成例を示す
ブロック回路図である。

【図４】入力信号の倍音関係を示す図である。

【図５】入力信号の倍音関係を考慮した場合と考慮しな
い場合における、各ブロックの量子化雑音量の変化を示
す図である。

【図６】本発明実施例の聴覚マスキングスレッショール
ド算定機能の構成例を示すブロック回路図である。

【図７】各臨界帯域信号によるマスキングを示す図であ
る。

【図８】各臨界帯域信号によるマスキングスレッショー
ルドを示す図である。

【図９】情報スペクトル、マスキングスレショールド、
最小可聴限を示す図である。

【図１０】信号スペクトルが平坦な情報信号に対する信
号レベル依存及び聴覚許容雑音レベル依存のビット配分
を示す図である。

【図１１】信号スペクトルのトーナリティが高い情報信
号に対する信号レベル依存及び聴覚許容雑音レベル依存
のビット配分を示す図である。

【図１２】信号スペクトルが平坦な情報信号に対する量
子化雑音レベルを示す図である。

【図１３】トーナリティが高い情報信号に対する量子化
雑音レベルを示す図である。

【図１４】本発明実施例の高能率復号化装置の構成例を
示すブロック回路図である。

【符号の説明】

８０１ＭＤＣＴ回路出力入力端子８０２使用可能総ビット発生回路８０３帯域毎のエネルギ算出回路８０４エネルギ依存のビット配分回路８０５聴覚許容雑音レベル依存のビット配分回路８０６加算器８０７各帯域のビット割当量出力端子８０８スペクトルの滑らかさ算出回路８０９ビット分割率決定回路８１１、８１２マルチプライヤ８１３倍音成分検出回路８１４ビット端数調整回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号庁内整理番号ＦＩ技術表示箇所Ｈ０３Ｍ 7/02 9382−5Ｋ 7/30 Ａ 9382−5ＫＨ０４Ｂ 14/00 Ｅ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】入力信号を複数の周波数帯域成分に分解
して、時間と周波数に関する複数の２次元ブロック内の
信号成分を得、上記２次元ブロック毎に当該２次元ブロ
ック内の信号成分の特徴を表す量子化係数を求め、これ
に基づいてビット配分量を決定し、上記２次元ブロック
毎に当該２次元ブロック内の信号成分を量子化して情報
圧縮し、上記２次元ブロック毎の圧縮情報を上記２次元
ブロック毎の情報圧縮パラメータと共に出力する高能率
符号化方法において、入力信号に適応したビット配分を行う際には、入力信号
が持つ倍音関係を検出し、倍音成分が含まれる各２次元
ブロックに対してビット配分量の集中度を高めることを
特徴とする高能率符号化方法。
【請求項２】入力信号に適応したビット配分を行う際
には、入力信号の周波数軸上のスペクトラム情報に基づ
いて、上記入力信号が持つ倍音関係を検出することを特
徴とする請求項１記載の高能率符号化方法。
【請求項３】入力信号に適応したビット配分を行う際
には、２次元ブロック内の信号成分を表す量子化係数に
基づいて、上記入力信号が持つ倍音関係を検出すること
を特徴とする請求項１記載の高能率符号化方法。
【請求項４】入力信号に適応したビット配分を行う際
には、全て又は一部の周波数帯域を調べて、上記入力信
号が持つ倍音関係を検出することを特徴とする請求項１
記載の高能率符号化方法。
【請求項５】入力信号に適応したビット配分を行う際
には、低次の倍音成分のみを検出し、これらの倍音成分
に基づいて、他の倍音成分の周波数帯域を算出し、全周
波数帯域が持つ倍音関係を検出することを特徴とする請
求項１記載の高能率符号化方法。
【請求項６】入力信号に適応したビット配分を行う際
には、基音及び第一倍音の倍音成分のみを検出し、これ
らの倍音成分に基づいて、他の倍音成分の周波数帯域を
算出し、全周波数帯域が持つ倍音関係を検出することを
特徴とする請求項４記載の高能率符号化方法。
【請求項７】入力信号に適応したビット配分を行う際
には、入力信号の全て又は一部の周波数帯域のスペクト
ラム情報及び／又は２次元ブロック内の信号成分を現す
量子化情報に基づいて、低次の倍音成分及び／又は基音
と第一倍音の倍音成分のみを検出し、これらの倍音成分
に基づいて他の倍音成分の周波数帯域を算出し、全周波
数帯域が持つ倍音関係を検出することを特徴とする請求
項１記載の高能率符号化方法。
【請求項８】入力信号に適応したビット配分を行う際
には、全て又は一部の倍音成分が含まれる２次元ブロッ
クに対しビット配分の集中度を高めることを特徴とする
請求項１記載の高能率符号化方法。
【請求項９】入力信号に適応したビット配分を行う際
には、偶数次の倍音成分が含まれる全て又は一部の２次
元ブロックに対しビット配分の集中度を高めることを特
徴とする請求項１記載の高能率符号化方法。
【請求項１０】入力信号に適応したビット配分を行う
際には、奇数次の倍音成分が含まれる全て又は一部の２
次元ブロックに対しビット配分の集中度を高めることを
特徴とする請求項１記載の高能率符号化方法。
【請求項１１】入力信号に適応したビット配分量の決
定の際に、既定ビットレートに対してビット配分量が少
ないときには、倍音成分が含まれる全て又は一部の２次
元ブロックに対して優先的にビットを追加してビットの
端数調整を行うことを特徴とする請求項１記載の高能率
符号化方法。
【請求項１２】入力信号に適応したビット配分量の決
定の際に、既定ビットレートに対してビット配分量が多
いときには、倍音成分が含まれない全て又は一部の２次
元ブロックに対して優先的にビットを削除してビットの
端数調整を行うことを特徴とする請求項１記載の高能率
符号化方法。
【請求項１３】入力信号に適応したビット配分量の決
定の際に、既定ビットレートに対してビット配分量が少
ないときには、偶数倍音成分が含まれる全て又は一部の
２次元ブロックに対して優先的にビットを追加してビッ
トの端数調整を行うことを特徴とする請求項１記載の高
能率符号化方法。
【請求項１４】入力信号に適応したビット配分量の決
定の際に、既定ビットレートに対してビット配分量が多
いときには、奇数倍音成分が含まれない全て又は一部の
２次元ブロックに対して優先的にビットを削除してビッ
トの端数調整を行うことを特徴とする請求項１記載の高
能率符号化方法。
【請求項１５】入力信号を複数の周波数帯域成分に分
解して、時間と周波数に関する複数の２次元ブロック内
の信号成分を形成するブロック信号成分形成手段と、上
記２次元ブロック毎に当該２次元ブロック内の信号成分
の特徴を表す量子化係数を求め、これに基づいてビット
配分量を決定し、上記２次元ブロック毎に当該２次元ブ
ロック内の信号成分を量子化して情報圧縮する情報圧縮
手段とを有し、上記２次元ブロック毎の圧縮情報を上記
２次元ブロック毎の情報圧縮パラメータと共に出力する
高能率符号化装置において、上記情報圧縮手段は、入力信号が持つ倍音関係を検出す
る倍音関係検出手段と、上記ビット配分量を決定するビ
ット配分量決定手段とを有し、入力信号に適応したビッ
ト配分を行う際には、倍音成分が含まれる２次元ブロッ
クに対してビット配分の集中度を高めることを特徴とす
る高能率符号化装置。
【請求項１６】上記倍音関係検出手段は、入力信号の
周波数軸上のスペクトラム情報に基づいて上記入力信号
が持つ倍音関係を検出することを特徴とする請求項１５
記載の高能率符号化装置。
【請求項１７】上記倍音関係検出手段は、２次元ブロ
ック内の信号成分を表す量子化係数に基づいて上記入力
信号が持つ倍音関係を検出することを特徴とする請求項
１５記載の高能率符号化装置。
【請求項１８】上記倍音関係検出手段は、全て又は一
部の周波数帯域を調べて上記入力信号が持つ倍音関係を
検出することを特徴とする請求項１記載の高能率符号化
装置。
【請求項１９】上記倍音関係検出手段は、低次の倍音
成分のみを検出し、これらの倍音成分に基づいて、他の
倍音成分の周波数帯域を算出し、全周波数帯域が持つ倍
音関係を検出することを特徴とする請求項１５記載の高
能率符号化装置。
【請求項２０】上記倍音関係検出手段は、基音及び第
一倍音の倍音成分のみを検出し、これらの倍音成分に基
づいて、他の倍音成分の周波数帯域を算出し、全周波数
帯域が持つ倍音関係を検出することを特徴とする請求項
１８記載の高能率符号化装置。
【請求項２１】上記倍音関係検出手段は、入力信号の
全て又は一部の周波数帯域のスペクトラム情報及び／又
は２次元ブロック内の信号成分を現す量子化情報に基づ
いて、低次の倍音成分及び／又は基音と第一倍音の倍音
成分のみを検出し、これらの倍音成分に基づいて他の倍
音成分の周波数帯域を算出し、全周波数帯域が持つ倍音
関係を検出することを特徴とする請求項１５記載の高能
率符号化装置。
【請求項２２】上記ビット配分量決定手段は、全て又
は一部の倍音成分が含まれる２次元ブロックに対してビ
ット配分の集中度を高めることを特徴とする請求項１５
記載の高能率符号化装置。
【請求項２３】上記ビット配分量決定手段は、偶数次
の倍音成分が含まれる全て又は一部の２次元ブロックに
対しビット配分の集中度を高めることを特徴とする請求
項１５記載の高能率符号化装置。
【請求項２４】上記ビット配分量決定手段は、奇数次
の倍音成分が含まれる全て又は一部の２次元ブロックに
対しビット配分の集中度を高めることを特徴とする請求
項１５記載の高能率符号化装置。
【請求項２５】上記ビット配分量決定手段は、入力信
号に適応したビット配分量の決定の際に、既定ビットレ
ートに対してビット配分量が少ないときには倍音成分が
含まれる全て又は一部の２次元ブロックに対して優先的
にビットを追加してビットの端数調整を行うことを特徴
とする請求項１５記載の高能率符号化装置。
【請求項２６】上記ビット配分量決定手段は、入力信
号に適応したビット配分量の決定の際に、既定ビットレ
ートに対してビット配分量が多いときには倍音成分が含
まれない全て又は一部の２次元ブロックに対して優先的
にビットを削除してビットの端数調整を行うことを特徴
とする請求項１５記載の高能率符号化装置。
【請求項２７】上記ビット配分量決定手段は、入力信
号に適応したビット配分量の決定の際に、既定ビットレ
ートに対してビット配分量が少ないときには偶数倍音成
分が含まれる全て又は一部の２次元ブロックに対して優
先的にビットを追加してビットの端数調整を行うことを
特徴とする請求項１５記載の高能率符号化装置。
【請求項２８】上記ビット配分量決定手段は、入力信
号に適応したビット配分量の決定の際に、既定ビットレ
ートに対してビット配分量が多いときには奇数倍音成分
が含まれない全て又は一部の２次元ブロックに対して優
先的にビットを削除してビットの端数調整を行うことを
特徴とする請求項１５記載の高能率符号化装置。
【請求項２９】請求項１から請求項１４のうちのいず
れか１項に記載の高能率符号化方法により圧縮符号化さ
れた圧縮情報と情報圧縮パラメータとを伝送することを
特徴とする伝送媒体。
【請求項３０】請求項１５から請求項２８のうちのい
ずれか１項に記載の高能率符号化装置により圧縮符号化
された圧縮情報と情報圧縮パラメータとを伝送すること
を特徴とする伝送媒体。