JPH08167918A

JPH08167918A - 通信装置

Info

Publication number: JPH08167918A
Application number: JP30920294A
Authority: JP
Inventors: Atsushi Yoshioka; 厚吉岡; Hiroaki Matsushita; 博明松下; Isao Akitake; 勇夫秋武
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1994-12-13
Filing date: 1994-12-13
Publication date: 1996-06-25

Abstract

(57)【要約】【目的】直交変調回路を用いてディジタル変調信号を
生成し送信する際、搬送波の９０度位相差の精度を高め
て変調精度を良好にし、かつシステムを変更してもその
まま使用できるようにする。【構成】１つのデバイスとしての直交変調回路２に、
搬送波の２倍ないし４倍の周波数で発振するローカル発
振器２Ｆを設け、その出力を９０度位相シフタ２Ｃで分
周して９０度位相差の搬送波を得る。入力端子１Ａ，１
Ｂから入力されたＩ，Ｑ信号は夫々、ミクサ回路２Ａ，
２Ｂで９０度位相シフタ２Ｃからの互いに９０度位相差
の搬送波と積算され、加算器２Ｄで加算された後、ミク
サ回路２Ｅで第１のローカルＶＣＯ２Ｇからの搬送波が
積算されて、送信信号としての直交変調信号が得られ
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ディジタル変調信号を
用いて送受信する、例えば、携帯電話などの通信機器に
係り、特に、ＱＰＳＫ変調などのように直交変調回路を
用いて送信信号を生成する通信装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】携帯電話の分野では、通話音質や秘匿
性，周波数の有効利用などの観点から、ディジタル変調
信号を用いて送受信する方式が開発され、既に実用化し
ている。また、同じ技術を用いて、コードレス電話も今
後ディジタル化が促進される。日本国内では、前者はＰ
ＤＣ（Ｐersonal Ｄigital Ｃellular）、後者はＰＨＳ
（Ｐersonal Ｈandyphone Ｓystem）と略称するものを
用いる。例えば、前者の場合、その規格書である（財）
電波システム開発センター編；デジタル方式自動車電話
システム標準規格ＲＣＲＳＴＤ−２７Ｂ（平成４年１
２月）ｐｐ.１５〜２９に記載されるように、送信信号
はπ／４シフトＱＰＳＫ変調信号である。これは同書の
図３.３−１に記載されているとおり、２ビット毎のデ
ータを変調シンボルとし、差動符号化して得られた１組
のＩ，Ｑ信号を直交変調して生成することができる。

【０００３】図５は直交変調回路を中心とした送受信を
行なう通信装置の一従来例を示すブロック図であって、
１Ａ，１Ｂは入力端子、３は帯域制限用フィルタ、４は
ＨＰＡ（Ｈigh Ｐower Ａmplifier：ハイパワーアン
プ）、５はアンテナ共用器、６はアンテナ、７はＬＮＡ
（Ｌow Ｎoise Ａmplifier：低ノイズアンプ）、８は帯
域制限用フィルタ、９はミクサ回路、１０は帯域制限用
フィルタ、１１はミクサ回路、１２は帯域制限用フィル
タ、１３は出力端子、１４，１５はＶＣＯ（Ｖoltage
Ｃontrolled Ｏscillator：電圧制御発振器）、２０は
直交変調回路、２０Ａ，２０Ｂはミクサ回路、２０Ｃは
９０度位相シフタ、２０Ｄは加算器、２０Ｅはミクサ回
路である。

【０００４】同図において、二重線で囲んで示す回路は
１つの独立した能動デバイス（ＩＣやモジュール，単体
のＦＥＴなど）である。この送受信回路全体の動作につ
いては本発明の実施例の項で詳しく述べるので、ここで
は、第２のローカル発振器であるＶＣＯ１５と直交変調
回路２０についてのみ説明する。

【０００５】入力端子１Ａからは差動符号化後のＩ信号
が、入力端子１Ｂからは同じくＱ信号が夫々入力され、
直交変調回路２０に供給される。直交変調回路２０で
は、これらＩ，Ｑ信号が夫々ミクサ回路２０Ａ，２０Ｂ
に供給され、９０度位相シフタ２０ＣからのＩＦ周波数
の搬送波とミキシングされる。但し、これらミクサ回路
２０Ａ，２０Ｂに供給される搬送波は、９０度位相シフ
タ２０Ｃにより、第２のローカルＶＣＯ１５から出力さ
れるＩＦ周波数の搬送波から生成された互いに９０度位
相が異なる直交搬送波である。

【０００６】９０度位相シフタ２０Ｃとしては、２つの
構成が考えられる。１つはギルバート回路を用い、第２
のローカルＶＣＯ１５から出力されるＩＦ周波数の搬送
波の周波数を２逓倍し（このためには、基本的には、ミ
クサ回路２０Ａ，２０Ｂと同じ構成のミクサ回路を設
け、このミクサ回路の２つの入力端子からかかる搬送波
を入力すればよい）、２逓倍された搬送波で正エッジト
リガ形のフリップフロップと負エッジトリガ形のフリッ
プフロップとをトリガして、夫々から周波数が１／２に
カウントダウンされた信号を得るようにしたものであ
り、これらフリップフロップの出力は、周波数がもとの
ＩＦ周波数に等しく、かつ互いに９０度の位相差があ
る。他の１つは、互いに時定数が等しいＲＣ形のＬＰＦ
（Ｌow ＰassＦilter）とＣＲ形のＨＰＦ（Ｈigh Ｐass
Ｆilter）とを用い、夫々に上記のＩＦ周波数の搬送波
を供給するものであり、夫々のフィルタからは、互いに
９０度の位相差があって周波数がＩＦ周波数に等しい信
号が得られる。

【０００７】図５において、ミクサ回路２０Ａ，２０Ｂ
の出力信号は加算器２０Ｄで加算混合され、ＩＦ周波数
の直交変調信号が得られる。この直交変調信号は、さら
に、ミクサ回路２０Ｅで第１のローカルＶＣＯ１４から
の搬送波と積算され、所定の送信周波数の送信信号にア
ップコンバートされる。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上記従来技
術では、特に、直交変調回路２０において、次のような
問題があった。

【０００９】まず、互いに９０度位相シフトした２つの
搬送波を発生するために、ＶＣＯ１５からの搬送波を一
旦２逓倍する上記の方法では、二次高調波の発生を抑え
て立上りエッジと立下りエッジのデューティを良好にし
なければ、９０度位相差の精度が確保できず、変調精度
が低下する。従来では、２逓倍するためにギルバート回
路を使うのが普通であるが、基本波と三次高調波との掛
け算によって偶数次高調波が発生しやすい。これを低減
するためには、ギルバート回路への搬送波の入力レベル
を絞ればよいが、このようにすると、回路素子の特性バ
ラツキに起因した２逓倍信号への入力搬送波のリークが
問題となり、これが、やはり、立上りエッジと立下りエ
ッジのデューティを低下させる。このため、出力される
２逓倍信号に混入する不要波成分を除去するためのＢＰ
Ｆ（Ｂand Ｐass Ｆilter）を備える必要がある。勿
論、このＢＰＦの時定数は、システムが変わってＩＦ周
波数（直交変調回路２０の構成によっては送信周波数）
が変われば、それに合わせて変更しなければならない。

【００１０】また、時定数が等しい２つのフィルタを用
いてＶＣＯ１５からの搬送波を位相シフトして直交搬送
波を得る上記方法では、やはり、適用するシステムのＩ
Ｆ周波数（または、送信周波数）に応じてその時定数を
変更しなければならず、システム間での回路部品の共用
化ができないという問題がある。

【００１１】本発明の目的は、かかる問題を解消し、９
０度位相差の精度が確保できて良好な変調精度を得ら
れ、異なるシステム間での回路部品の共用化を可能とし
た通信装置を提供することにある。

【００１２】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明は、ディジタル変調による信号を送信または
送受信する通信装置での送信系における送信信号を生成
するための直交変調回路が、ＩＦ周波数の２倍の周波数
の搬送信号を発生するローカル発振器と、該搬送信号の
立上りエッジでトリガされて周波数が１／２にカウント
ダウンされた第１の搬送波と該搬送波の立下りエッジで
トリガされて周波数が１／２にカウントダウンされかつ
該第１の搬送波に対して９０度位相シフトされて第２の
搬送波とを出力する９０度位相シフタと、該第１の搬送
波と差動符号化後の第１の入力信号とを積算する第１の
ミクサ回路と、該第２の搬送波と差動符号化後の第２の
入力信号とを積算する第２のミクサ回路と、該第１，第
２のミクサ回路の出力信号を加算してＩＦ周波数の直交
変調信号を生成する加算器と、前記加算器の出力信号の
周波数を送信周波数にアップコンバートする第３のミク
サ回路とを含む。

【００１３】また、本発明は、第１，第２の受信系を有
してダイバシティ受信を可能とし、該第１，第２の受信
系での受信信号を第２中間周波信号に変換するための搬
送波として、上記９０度位相シフタからの第１，第２の
搬送波を用いる。

【００１４】

【作用】上記ＩＦ周波数の２倍の周波数の搬送信号を発
生するローカル発振器を用い、前記のギルバート回路に
よる２逓倍回路を不要とすることにより、搬送波の立上
りエッジと立下りエッジとの間のデューティが改善さ
れ、９０度位相シフタにおける位相精度が向上して変調
精度が良好になる。

【００１５】また、ＩＦ周波数の２倍の周波数の搬送信
号の不要波成分をＢＰＦなどで除去する必要がないの
で、部品点数が低減し、また、システムが変わっても何
ら変更することなく用いることができる。

【００１６】さらに、ＲＣのＬＰＦとＣＲのＨＰＦを用
いて９０度位相シフタを構成した場合に比べ、やはり適
用するシステムが変わってもそのまま使用でき、定数変
更などの手間は不要である。

【００１７】さらに、ダイバシティ受信用の２系統の受
信系を備えた装置で、９０度位相シフタからの２つの搬
送波を夫々の受信系での受信信号を第２中間周波信号に
変換するための搬送波として用いるので、９０度位相シ
フタの２つの出力の負荷が完全に同じとなり、一層位相
精度が向上して変調精度が良好になる。

【００１８】

【実施例】以下、本発明の実施例を図面を用いて説明す
る。図１は本発明による通信装置の一実施例を示す回路
ブロック図であって、２は直交変調回路、２Ａ，２Ｂ，
２Ｅはミクサ回路、２Ｃは９０度位相シフタ、２Ｄは加
算器、２Ｆは第２のローカルＶＣＯ、２Ｇは第１のロー
カルＶＣＯであり、図５に対応する部分には同一符号を
付けている。

【００１９】この実施例は、図５に示した従来技術と比
較すると、図１における直交変調回路２が図５における
直交変調回路２０と異なっている。即ち、図５において
は、第１のローカルＶＣＯ１４と第２のローカルＶＣＯ
１５とが直交変調回路２０と別デバイスとなっていた
が、この実施例では、これらに対応する第１のローカル
ＶＣＯ２Ｇと第２のローカルＶＣＯ２Ｆとが直交変調回
路２のデイバイス内に含まれている。かかる構成以外の
構成は図５と同様である。

【００２０】但し、以下の説明では、これらローカルＶ
ＣＯ２Ｇ，２Ｆは、基準発振器やローカルＶＣＯの出力
を分周するプリスケーラ部，比較器などとともにＰＬＬ
ループを形成しており、かかるＰＬＬループ全体を直交
変調回路２のデイバイス内に含ませるものとしている
が、これは必ずしも必要でなく、そのプリスケーラ部だ
けをこのデバイスに含ませるようにしてもよいし、ま
た、これらローカルＶＣＯ２Ｇ，２Ｆのうちの第２のロ
ーカルＶＣＯ２Ｆ（または、それが構成するＰＬＬルー
プのプリスケーラ部）のみがこのデバイス内にあるだけ
であってもよい。

【００２１】次に、この実施例の動作について説明す
る。

【００２２】入力端子１Ａから入力される差動符号化後
のＩ信号と入力端子１Ｂから入力される同じくＱ信号は
夫々直交変調回路２に供給され、ミクサ回路２Ａ，２Ｂ
で９０度位相シフタ２Ｃから供給されるＩＦ周波数の搬
送波と積算される。ミクサ回路２Ａ，２Ｂに供給される
これら搬送波は互いに９０度位相差がある直交搬送波で
あり、１つのデバイスとしての直交変調回路２における
第２のローカルＶＣＯの出力の周波数をＩＦ周波数の２
倍とし、これを９０度位相シフタ２Ｃで１／２にダウン
コンバートすることにより生成される。

【００２３】これらミクサ回路２Ａ，２Ｂの出力信号は
加算器２Ｄで加算され、ＩＦ周波数の直交変調信号とな
る。この直交変調信号は、さらに、ミクサ回路２Ｅで第
１のローカルＶＣＯ２Ｇからの搬送波と積算され、所定
送信周波数の直交変調信号となる。

【００２４】この直交変調信号は直交変調回路２の出力
信号であり、帯域制限用フィルタ３により、ミクサ回路
２Ｅで発生する不要波成分（イメージ成分）が除去さ
れ、ＨＰＡ４で増幅されて必要な電力の送信信号とな
り、アンテナ共用器５からアンテナ６に供給されて送信
される。

【００２５】一方、アンテナ６からの微弱な受信信号は
アンテナ共用器５を介してＬＮＡ７に供給され、後段の
信号処理に必要なレベルまで増幅される。ＬＮＡ７から
出力される受信信号は、帯域制限用フィルタ８で帯域外
の不要波成分が除去された後、ミクサ回路９で第１のロ
ーカルＶＣＯ２Ｇからの搬送波と積算されて第１の中間
周波信号となり、帯域制限用フィルタ１０でこれに伴う
イメージ成分が除去される。しかる後、この第１の中間
周波信号は、ミクサ回路１１において、９０度位相シフ
タ２Ｃから出力される一方のＩＦ周波数の搬送波と積算
されて第２の中間周波信号となり、帯域制限用フィルタ
１２でこれに伴うイメージ成分が除去された後、出力端
子１３から後段の図示しない復調器に供給される。

【００２６】なお、例えば、ＰＨＳのように、搬送周波
数が送信時と受信時とで同じ（１８９５．１５０〜１９
１７．９５０ＭＨｚ，キャリア間隔３００ｋＨｚ）シス
テムでは、第１のローカルＶＣＯ２Ｇと第２のローカル
ＶＣＯ２Ｆとのいずれかの発振周波数は、送信時と受信
時で若干（受信側の第２中間周波数分で、例えば、１
０．８ＭＨｚ）シフトする。一般には、発振周波数が高
い第１のローカルＶＣＯ２Ｇの方がこれに対するシフト
量の割合が小さく済むため、こちらをシフトさせる方が
よい。

【００２７】例えば、１９．２ＭＨｚで発振するクリス
タル発振器に上記２つのＶＣＯをロックさせる場合の例
を示すと、次のようになる。第２のローカルＶＣＯ２Ｆ
を４５８．５ＭＨｚで発振させ（直交変調後の送信信号
は２２９．２５ＭＨｚ）、これを４５８５分周した出力
（１００ｋＨｚ）とクリスタル発振器の出力を１９２分
周した出力（１００ｋＨｚ）を位相比較する。送信時と
受信時の切換え、チャネルの切換えはここでは行なわな
いので、周波数は一定である。一方、第１のローカルＶ
ＣＯ２Ｇの発振周波数は、送信時と受信時で１０.８Ｍ
Ｈｚシフトさせる。受信側の第１中間周波数を、例え
ば、２４０.０５ＭＨｚとすると、送信時１６６５.９〜
１６８８.７ＭＨｚ、受信時１６５５.１〜１６７７.９
ＭＨｚと切り換え、しかも、使用するチャネルにより３
００ｋＨｚおきにロックしなければならない。

【００２８】そこで、上記のクリスタル発振器の出力を
６４分周した出力（３００ｋＨｚ）と、第１のローカル
ＶＣＯ２Ｇの出力を送信時１/５５５３〜１/５６２９分
周、受信時１/５５１７〜１/５５９３分周と分周比を切
り換えて得た出力（３００ｋＨｚ）を位相比較すればよ
い。分周比を１変える毎に発振周波数が３００ｋＨｚシ
フトし、チャネル切換えができる。また、上記のクリス
タル発振器の出力を９/１６倍すると、受信側の第２中
間周波数１０.８ＭＨｚとなる。この出力は後段の復調
回路のクロックとして用いることができ、復調回路が独
自にクリスタル発振器を持つ必要はなくなる。

【００２９】ここで、第２のローカルＶＣＯ２Ｆの発振
周波数をＩＦ周波数の２倍に選んだ点がこの実施例の特
徴となっている。従来では、図５で示したように、直交
変調回路２０と第２のローカルＶＣＯ１５が別のデバイ
スで構成されていたため、受信側のミクサ回路１１に与
える搬送波の都合から、２倍に選ぶことは適当ではなか
った。その場合、外付けのカウントダウン回路が必要と
なるからである。この実施例では、図１に示したよう
に、第２のローカルＶＣＯ２Ｆが直交変調回路２０と同
じデバイスにあるため、２倍に選んでも何ら問題はな
い。

【００３０】即ち、搬送周波数の異なるシステムにもそ
のまま使えるように、９０度シフタ２Ｃには、前述した
ような等しい時定数のＬＰＦ，ＨＰＦを用いたタイプの
ものは使わない。従って、２逓倍波をカウントダウンし
て得る方法を用いるが、前記従来例のようなギルバート
回路で搬送波を２逓倍する方法を用いるのではなく、第
２のローカルＶＣＯ２ＦをＩＦ周波数の２倍で発振させ
ることとする。このため、前記したような偶数次高調波
と搬送波のリークによって９０度位相差の誤差を発生し
たり、不要波除去用フイルタを要したりする問題はなく
なる。また、９０度位相シフタ２Ｃはもともと正エッジ
トリガ，負エッジトリガのフリップフロップで構成して
いるので、受信側のミクサ回路１１に与える搬送波はこ
こで得ることができ、新たにカウントダウン回路を要す
こともないという長所もある。

【００３１】図２は本発明による通信装置の他の実施例
を示すブロック図であって、２は直交変調回路、２Ｈは
２分周回路であり、図１に対応する部分には同一符号を
付けて重複する説明を省略する。

【００３２】図１に示した実施例では、受信側でのミク
サ回路１１の搬送波を９０度位相シフタ２Ｃから出力さ
れる搬送波の一方としたが、図２に示す実施例は、第２
のローカルＶＣＯ２Ｆの出力信号を２分周器２Ｈで２分
周することによって得るようにしたものである。この２
分周器２Ｈは、１つのデバイスとしての直交変調回路２
に含まれている。

【００３３】なお、第２のローカルＶＣＯ２Ｆは基準発
振器や第２のローカルＶＣＯ２Ｆの出力を分周するプリ
スケーラ回路，このプリスケーラ回路の出力信号を基準
発振器の出力信号と位相比較し第２のローカルＶＣＯ２
Ｆの制御信号を生成する位相比較回路などとＰＬＬを形
成するのであるが、このプリスケーラ回路の初段を２分
周段とし、その出力信号をミクサ回路１１の搬送波とし
てもよく、２分周器２Ｈを省略することができる。この
ようにしても、従来のものに比べて、９０度位相差の誤
差発生の問題はなく、搬送周波数の異なるシステムにも
そのまま使用することができる。

【００３４】図３は本発明による通信装置のさらに他の
実施例を示すブロック図であって、２Ｉは第２のローカ
ルＶＣＯ、２Ｊは２分周器であり、図１に対応する部分
には同一符号を付けて重複する説明を省略する。

【００３５】同図において、第２のローカルＶＣＯ２Ｉ
はＩＦ周波数の４倍の周波数で発振し、その出力が２分
周器２Ｊで２分周されて９０度位相シフタ２Ｃに供給さ
れる。この点以外の構成は図１に示した実施例と同様で
ある。

【００３６】２分周器２Ｊは、第２のローカルＶＣＯ２
Ｉの出力信号の立上りまたは立下りエッジのいずれか一
方でトリガされ、周波数を１／２にして出力する。この
ために、第２のローカルＶＣＯ２Ｉの出力信号のデュー
ティが良好でない場合でも、９０度シフタ２Ｃの入力信
号には、偶数時、高調波がなく、変調精度が一層向上す
る。

【００３７】この場合も、図２に示した実施例と同様
に、２分周回路２Ｊの出力信号をさらに２分周して受信
側のミクサ回路１１の搬送波とするようにしてもよい。

【００３８】なお、ここでは、直交変調の方法として、
一度ＩＦ周波数で変調した後、ミクサ回路２Ｅで送信周
波数帯にアップコンバートするというＩＦ変調方式を用
いている。このほか、送信周波数帯の搬送波を生成し、
これを用いて直交変調するという直接変調方式がある。
ＩＦ周波数の４倍の周波数を発振させるとなると、ＰＨ
Ｓでは、直接変調方式で７．６ＧＨｚと極めて高い周波
数となり、実際的でない。しかし、ＩＦ変調方式では、
９６０ＭＨｚと充分可能な値となる。即ち、特に図３に
示すこの実施例などでは、ＩＦ変調方式との組合せで実
施するとよい。

【００３９】図４は本発明による通信装置のさらに他の
実施例を示すブロック図であって、２Ｋ，２Ｌ，２Ｍ，
２Ｎはミクサ回路、１６はアンテナ、１７はＬＮＡ、１
８，１９，２１は帯域制限用フィルタ、２２は出力端子
であり、図１に対応する部分には同一符号を付けて重複
する説明を省略する。

【００４０】同図において、この実施例は、図１に示し
た実施例に、アンテナ１６、ＬＮＡ１７、受信信号の帯
域制限用フィルタ１８、受信信号を第１中間周波信号に
変換するためのミクサ回路２Ｌ、第１中間周波信号の帯
域制限用フィルタ１９、第１中間周波信号を第２中間周
波信号に変換するためのミクサ回路２Ｎ及び第２中間周
波信号の帯域制限用フィルタ２１からなる１系統の受信
系が付加されたものであり、また、ミクサ回路２Ｌ，２
Ｋ，２Ｍ，２Ｎが１つのデバイスをなす直交変調回路２
に含まれている。勿論、これらミクサ回路２Ｌ，２Ｋ，
２Ｍ，２Ｎは別デバイスにあってもよい。

【００４１】このように、受信系を１系統付加して２系
統の受信系とすることにより、衆知のダイバシティ受信
を行なうことができ、これら受信系の出力端子１３，２
２のいずれか良好な音質の側の出力が常に選択される。
特に、ＰＤＣなどでは、この構成をとることが多い。

【００４２】また、ここでは、９０度位相シフタ２Ｃか
ら別々に出力される信号をミクサ回路２Ｍ，２Ｎ夫々の
搬送波としている。これにより、９０度位相シフタ２Ｃ
の負荷が９０度位相の異なる２つの出力の間で完全に対
称となり、位相差の誤差を完全になくすことができる。

【００４３】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
直交変調回路を使用するＱＰＳＫなどのディジタル変調
方式による通信機器の送信回路や送受信回路において、
９０度位相差の精度を確保できて良好な変調精度を得ら
れ、また、システム間での回路部品の共用化をすること
ができて、フィルタなどの部品点数を低減できるし、必
要に応じてダイバシティ受信の際にも、９０度位相差の
精度を一層向上することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による通信装置の一実施例を示すブロッ
ク図である。

【図２】本発明による通信装置の他の実施例を示すブロ
ック図である。

【図３】本発明による通信装置のさらに他の実施例を示
すブロック図である。

【図４】本発明による通信装置のさらに他の実施例を示
すブロック図である。

【図５】従来の通信装置の一例を示すブロック図であ
る。

【符号の説明】

１Ａ，１Ｂ入力端子２直交変調回路２Ａ，２Ｂミクサ回路２Ｃ９０度位相シフタ２Ｄ加算器２Ｅミクサ回路２Ｆ第２のローカルＶＣＯ２Ｇ第１のローカルＶＣＯ２Ｈ２分周器２Ｉ第２のローカルＶＣＯ２Ｊ２分周器２Ｋ，２Ｌ，２Ｍ，２Ｎミクサ回路３帯域制限用フィルタ４ハイパワー増幅器５アンテナ共用器６アンテナ７低ノイズ増幅器８帯域制限用フィルタ９ミクサ回路１０帯域制限用フィルタ１１ミクサ回路１２帯域制限用フィルタ１３出力端子１９，２１帯域制限用フィルタ２２出力端子

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】送信系に送信信号を生成するための直交
変調回路を設け、ディジタル変調による信号を送信する
通信装置において、該直交変調回路は、生成する直交変調信号の搬送波の２倍の周波数の搬送信
号を発生するローカル発振器と、該搬送信号の立上りエッジでトリガされて周波数が１／
２にダウンコンバートされた第１の搬送波と、該搬送信
号の立下りエッジでトリガされて周波数が１／２にダウ
ンコンバートされかつ該第１の搬送波に対して９０度位
相シフトした第２の搬送波とを生成出力する９０度位相
シフタと、該９０度位相シフタからの該第１の搬送波と差動符号化
後の第１の入力信号とを積算する第１のミクサ回路と、該９０度位相シフタからの該第２の搬送波と差動符号化
後の第２の入力信号とを積算する第２のミクサ回路と、該第１，第２のミクサ回路の出力信号を加算し、直交変
調信号を生成する加算器とを含むことを特徴とする通信
装置。
【請求項２】請求項１において、前記ローカル発振器は位相ロックループでの電圧制御発
振器であって、前記直交変調回路は、前記ローカル発振器の代わりに、
該位相ロックループを、または、少なくとも該位相ロッ
クループでのプリスケーラ回路を含むことを特徴とする
通信装置。
【請求項３】請求項１または２において、前記ローカル発振器の発振周波数は前記ＩＦ周波数の２
倍であり、前記加算器から出力される直交変調信号信号の周波数を
送信周波数にアップコンバートするミクサ回路を設けた
ことを特徴とする通信装置。
【請求項４】請求項１，２または３において、受信系を備え、前記９０度位相シフタから出力される第１，第２の搬送
波の一方を、該受信系での受信信号を第２中間周波信号
に変換するための搬送波とすることを特徴とする通信装
置。
【請求項５】請求項３において、受信系を備え、前記ローカル発振器の出力信号を２分周する分周器を設
け、該分周器の出力信号を該受信系での受信信号を第２中間
周波信号に変換するための搬送波とすることを特徴とす
る通信装置。
【請求項６】送信系に送信信号を生成するための直交
変調回路を設け、ディジタル変調による信号を送信する
通信装置において、該直交変調回路は、ＩＦ周波数の４倍の周波数の搬送信号を発生するローカ
ル発振器と、該ローカル発振器が出力する該搬送波を２分周し、ＩＦ
周波数の２倍の周波数の搬送信号を生成する分周器と、該分周器で生成された該搬送信号の立上りエッジでトリ
ガされて周波数が１／２にダウンコンバートされた第１
の搬送波と、該分周器で生成された該搬送信号の立下り
エッジでトリガされて周波数が１／２にダウンコンバー
トされかつ該第１の搬送波に対して９０度位相シフトし
た第２の搬送波とを生成出力する９０度位相シフタと、該９０度位相シフタからの該第１の搬送波と差動符号化
後の第１の入力信号とを積算する第１のミクサ回路と、該９０度位相シフタからの該第２の搬送波と差動符号化
後の第２の入力信号とを積算する第２のミクサ回路と、該第１，第２のミクサ回路の出力信号を加算し、ＩＦ周
波数の直交変調信号を生成する加算器とを含むことを特
徴とする通信装置。
【請求項７】送信系と第１の受信系とからなる送受信
系に第２の受信系が付加され、該送信系に送信信号を生
成するための直交変調回路を備えて、ディジタル変調に
よる信号の送受信とダイバシティ受信とを行なう通信装
置において、該直交変調回路は、ＩＦ周波数の２倍の周波数の搬送信号を発生するローカ
ル発振器と、該搬送信号の立上りエッジでトリガされて周波数が１／
２にダウンコンバートされた第１の搬送波と、該搬送信
号の立下がりエッジでトリガされて周波数が１／２にダ
ウンコンバートされかつ該第１の搬送波に対して９０度
位相シフトした第２の搬送波とを生成出力する９０度位
相シフタと、該９０度位相シフタからの該第１の搬送波と差動符号化
後の第１の入力信号とを積算する第１のミクサ回路と、該９０度位相シフタからの該第２の搬送波と差動符号化
後の第２の入力信号とを積算する第２のミクサ回路と、該第１，第２のミクサ回路の出力信号を加算し、ＩＦ周
波数の直交変調信号を生成する加算器と、該加算器から出力されるＩＦ周波数の該直交変調信号の
周波数を送信周波数にアップコンバートして送信信号を
生成する第３のミクサ回路ととを含み、該９０度位相シフタから出力される該第１，第２の搬送
波のうち、一方を上記第１の受信系での受信信号を第２
中間周波信号に変換するための搬送波とし、他方を上記
第２の受信系での受信信号を第２中間周波信号に変換す
るための搬送波とすることを特徴とする通信装置。
【請求項８】送信系と第１の受信系とからなる送受信
系に第２の受信系が付加され、該送信系に送信信号を生
成するための直交変調回路を備えて、ディジタル変調に
よる信号の送受信とダイバシティ受信とを行なう通信装
置において、該直交変調回路は、ＩＦ周波数の４倍の周波数の搬送信号を発生するローカ
ル発振器と、該ローカル発振器からの搬送波を２分周し、該ＩＦ周波
数の２倍の周波数の搬送信号を生成出力する分周器と、該分周器から出力される該搬送信号の立上りエッジでト
リガされて周波数が１／２にダウンコンバートされた第
１の搬送波と、該搬送信号の立下りエッジでトリガされ
て周波数が１／２にダウンコンバートされかつ該第１の
搬送波に対して９０度位相シフトした第２の搬送波とを
生成出力する９０度位相シフタと、該９０度位相シフタからの該第１の搬送波と差動符号化
後の第１の入力信号とを積算する第１のミクサ回路と、該９０度位相シフタからの該第２の搬送波と差動符号化
後の第２の入力信号とを積算する第２のミクサ回路と、該第１，第２のミクサ回路の出力信号を加算し、ＩＦ周
波数の直交変調信号を生成する加算器と、該加算器から出力されるＩＦ周波数の該直交変調信号の
周波数を送信周波数にアップコンバートして送信信号を
生成する第３のミクサ回路ととを含み、該９０度位相シフタから出力される該第１，第２の搬送
波のうち、一方を上記第１の受信系での受信信号を第２
中間周波信号に変換するための搬送波とし、他方を上記
第２の受信系での受信信号を第２中間周波信号に変換す
るための搬送波とすることを特徴とする通信装置。
【請求項９】請求項６，７または８において、前記ローカル発振器は位相ロックループでの電圧制御発
振器であって、前記直交変調回路は、前記ローカル発振器の代わりに、
該位相ロックループ、または、少なくとも該位相ロック
ループでのプリスケーラ回路を含むことを特徴とする通
信装置。